JP3531253B2 - パルス電源 - Google Patents
パルス電源Info
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- JP3531253B2 JP3531253B2 JP00370195A JP370195A JP3531253B2 JP 3531253 B2 JP3531253 B2 JP 3531253B2 JP 00370195 A JP00370195 A JP 00370195A JP 370195 A JP370195 A JP 370195A JP 3531253 B2 JP3531253 B2 JP 3531253B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、コンデンサを直流電源
として高電圧・大電流のパルスを発生するためのパルス
電源に関する。
として高電圧・大電流のパルスを発生するためのパルス
電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】パルスレーザ励起やパルスプラズマ発
生、パルス脱硝装置等のパルス電源には、半導体スイッ
チと磁気スイッチになる可飽和トランスや可飽和リアク
トルを組み合わせたものがある。
生、パルス脱硝装置等のパルス電源には、半導体スイッ
チと磁気スイッチになる可飽和トランスや可飽和リアク
トルを組み合わせたものがある。
【０００３】このパルス電源は、例えば、図１０に示す
構成にされる。高圧直流電源ＨＤＣによってコンデンサ
Ｃ0を初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオンに
よってコンデンサＣ0から可飽和トランスＳＴの一次側
に放電電流を供給し、この可飽和トランスＳＴによって
昇圧さらに磁気スイッチ動作とＬＣ反転による倍電圧発
生回路ＬＣによって昇圧とパルス圧縮し、さらに可飽和
リアクトルＳＩ1のパルス圧縮によってピーキング・コ
ンデンサＣPとレーザ発振器ＬＨへ超短パルスを発生さ
せる。
構成にされる。高圧直流電源ＨＤＣによってコンデンサ
Ｃ0を初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオンに
よってコンデンサＣ0から可飽和トランスＳＴの一次側
に放電電流を供給し、この可飽和トランスＳＴによって
昇圧さらに磁気スイッチ動作とＬＣ反転による倍電圧発
生回路ＬＣによって昇圧とパルス圧縮し、さらに可飽和
リアクトルＳＩ1のパルス圧縮によってピーキング・コ
ンデンサＣPとレーザ発振器ＬＨへ超短パルスを発生さ
せる。
【０００４】なお、半導体スイッチと磁気スイッチによ
る構成は、可飽和トランスＳＴの前段に昇圧用トランス
を設ける構成など、種々の変形例がある。
る構成は、可飽和トランスＳＴの前段に昇圧用トランス
を設ける構成など、種々の変形例がある。
【０００５】ここで、コンデンサＣ0の初期充電のため
の高圧直流電源ＨＤＣは、レーザ発振器ＬＨへの高い繰
り返し（例えば６００パルス／秒）のパルス電流供給に
合わせて高い繰り返しでコンデンサＣ0を充電する必要
がある。また、コンデンサＣ0の電圧が出力に直接影響
することから、充電電圧に高い精度のものが要求され
る。
の高圧直流電源ＨＤＣは、レーザ発振器ＬＨへの高い繰
り返し（例えば６００パルス／秒）のパルス電流供給に
合わせて高い繰り返しでコンデンサＣ0を充電する必要
がある。また、コンデンサＣ0の電圧が出力に直接影響
することから、充電電圧に高い精度のものが要求され
る。
【０００６】このための従来の高圧直流電源には、図１
１に示す構成のものがある。交流電源から直流を得る整
流器等にされる直流電源１は、その出力段の平滑コンデ
ンサ２と共に、電圧形にされるインバータ主回路３の直
流電源を構成する。
１に示す構成のものがある。交流電源から直流を得る整
流器等にされる直流電源１は、その出力段の平滑コンデ
ンサ２と共に、電圧形にされるインバータ主回路３の直
流電源を構成する。
【０００７】インバータ主回路３は、パワートランジス
タやＩＧＢＴ、ＧＴＯなどの半導体素子をスイッチＵ，
Ｖ，Ｘ，Ｙとしてブリッジ接続で構成され、パルス幅制
御（パルス幅変調も含む）した交流電力を得る。
タやＩＧＢＴ、ＧＴＯなどの半導体素子をスイッチＵ，
Ｖ，Ｘ，Ｙとしてブリッジ接続で構成され、パルス幅制
御（パルス幅変調も含む）した交流電力を得る。
【０００８】出力トランス４は、インバータ主回路３か
らの交流出力を一定比で取り出す。整流回路５は、ダイ
オードＤのブリッジ接続で構成され、トランス４の出力
を交流入力とし、その全波整流を行う。
らの交流出力を一定比で取り出す。整流回路５は、ダイ
オードＤのブリッジ接続で構成され、トランス４の出力
を交流入力とし、その全波整流を行う。
【０００９】コンデンサＣ0は、パルス発生により放電
した後、回路インピーダンスの不整合や負荷での余剰エ
ネルギーがトランスＳＴの磁気スイッチ動作時に逆極性
で戻り、このリターンパルス電流で負の電圧に充電され
る。この逆充電により、コンデンサＣ0から整流回路５
を通して電流が流れ、この電流による整流回路５の電流
破壊を防ぐためにリアクトル６Ｂと抵抗６Ａを設ける。
した後、回路インピーダンスの不整合や負荷での余剰エ
ネルギーがトランスＳＴの磁気スイッチ動作時に逆極性
で戻り、このリターンパルス電流で負の電圧に充電され
る。この逆充電により、コンデンサＣ0から整流回路５
を通して電流が流れ、この電流による整流回路５の電流
破壊を防ぐためにリアクトル６Ｂと抵抗６Ａを設ける。
【００１０】この構成において、コンデンサＣ0の充電
電圧ＶCは、インバータ主回路３の制御率で調節され、
このための制御回路７は、回路要素７1〜７5を備える。
電圧ＶCは、インバータ主回路３の制御率で調節され、
このための制御回路７は、回路要素７1〜７5を備える。
【００１１】一次側直流電圧検出回路７1は、平滑コン
デンサ２の直流電圧（インバータ主回路３の直流電圧）
を検出する。指令電圧変換回路７2は、コンデンサＣ0の
充電電圧指令電圧（直流又は正弦波電圧）を直流電圧検
出回路７1の検出電圧で補正することにより、該直流電
圧の変動によるコンデンサＣ0の充電電圧の変動を補償
する。
デンサ２の直流電圧（インバータ主回路３の直流電圧）
を検出する。指令電圧変換回路７2は、コンデンサＣ0の
充電電圧指令電圧（直流又は正弦波電圧）を直流電圧検
出回路７1の検出電圧で補正することにより、該直流電
圧の変動によるコンデンサＣ0の充電電圧の変動を補償
する。
【００１２】比較回路７3は、指令電圧変換回路７2を通
した指令電圧と、搬送波としての三角波発生器７4から
の三角波とのレベル比較によりパルス幅制御又は変調し
た信号を得る。ゲート回路７5は、比較回路７3からのパ
ルス幅制御信号にしたがってインバータ主回路３の各ス
イッチＵ，Ｖ，Ｘ，Ｙのゲート信号を得る。
した指令電圧と、搬送波としての三角波発生器７4から
の三角波とのレベル比較によりパルス幅制御又は変調し
た信号を得る。ゲート回路７5は、比較回路７3からのパ
ルス幅制御信号にしたがってインバータ主回路３の各ス
イッチＵ，Ｖ，Ｘ，Ｙのゲート信号を得る。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従来のコンデンサ充電
装置において、コンデンサＣ0に負の電圧が充電された
とき、整流回路５のダイオードＤと抵抗６Ａ、リアクト
ル６Ｂのループに放電電流が流れる。この放電で該ダイ
オードＤが破壊されないよう、抵抗６Ａとリアクトル６
Ｂのインピーダンスが設計される。
装置において、コンデンサＣ0に負の電圧が充電された
とき、整流回路５のダイオードＤと抵抗６Ａ、リアクト
ル６Ｂのループに放電電流が流れる。この放電で該ダイ
オードＤが破壊されないよう、抵抗６Ａとリアクトル６
Ｂのインピーダンスが設計される。
【００１４】この電流抑制回路を設けることは、コンデ
ンサＣ0を充電するときに抵抗６Ａにジュール損が発生
し、電力効率を悪くすると共に、その冷却のための設計
構造を必要とする。
ンサＣ0を充電するときに抵抗６Ａにジュール損が発生
し、電力効率を悪くすると共に、その冷却のための設計
構造を必要とする。
【００１５】本発明の目的は、コンデンサの充電に電力
ロスを少なくしたパルス電源を提供することにある。
ロスを少なくしたパルス電源を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、電圧制御した交流出力を得る電力変換器
と、この電力変換器の交流出力を整流する整流回路と、
この整流回路の整流出力で高圧充電されるコンデンサ
と、このコンデンサを直流電源とし半導体スイッチのオ
ン制御と可飽和トランス又は可飽和リアクトルによる磁
気スイッチ動作によって高電圧・大電流のパルスを発生
するパルス発生回路とを備えたパルス電源において、前
記整流回路から前記コンデンサへの充電路に設けられて
該コンデンサとの間で振動電流を得るリアクトルと、こ
のリアクトルと前記コンデンサの直列回路に並列に設け
られ、前記パルス発生回路の磁気スイッチ動作により該
コンデンサが逆極性に充電されたときに該リアクトルを
通して該コンデンサの反転充電のための電流路を形成す
るダイオードと、前記コンデンサが反転充電されたとき
に前記半導体スイッチをオフ制御するスイッチ制御回路
とを備えたことを特徴とする。
決を図るため、電圧制御した交流出力を得る電力変換器
と、この電力変換器の交流出力を整流する整流回路と、
この整流回路の整流出力で高圧充電されるコンデンサ
と、このコンデンサを直流電源とし半導体スイッチのオ
ン制御と可飽和トランス又は可飽和リアクトルによる磁
気スイッチ動作によって高電圧・大電流のパルスを発生
するパルス発生回路とを備えたパルス電源において、前
記整流回路から前記コンデンサへの充電路に設けられて
該コンデンサとの間で振動電流を得るリアクトルと、こ
のリアクトルと前記コンデンサの直列回路に並列に設け
られ、前記パルス発生回路の磁気スイッチ動作により該
コンデンサが逆極性に充電されたときに該リアクトルを
通して該コンデンサの反転充電のための電流路を形成す
るダイオードと、前記コンデンサが反転充電されたとき
に前記半導体スイッチをオフ制御するスイッチ制御回路
とを備えたことを特徴とする。
【００１７】また、前記スイッチ制御回路は、前記ダイ
オードの電流を検出し、この検出値が設定レベル以上に
なったときに前記半導体スイッチのオフ制御信号を得る
ことを特徴とする。
オードの電流を検出し、この検出値が設定レベル以上に
なったときに前記半導体スイッチのオフ制御信号を得る
ことを特徴とする。
【００１８】また、前記スイッチ制御回路は、前記コン
デンサの正の充電電圧の変化率を検出し、この変化率が
設定値以上になったときに前記半導体スイッチのオフ制
御信号を得ることを特徴とする。
デンサの正の充電電圧の変化率を検出し、この変化率が
設定値以上になったときに前記半導体スイッチのオフ制
御信号を得ることを特徴とする。
【００１９】また、前記スイッチ制御回路は、前記コン
デンサの充電電流を検出し、この検出値が設定値以上に
なったときに前記半導体スイッチのオフ制御信号を得る
ことを特徴とする。
デンサの充電電流を検出し、この検出値が設定値以上に
なったときに前記半導体スイッチのオフ制御信号を得る
ことを特徴とする。
【００２０】
【作用】コンデンサが逆極性に充電されたときに、ダイ
オードを通してリアクトルと該コンデンサに半波期間の
振動電流を発生させ、この振動電流でコンデンサを反転
充電させる。これにより、パルス発生回路からの余剰エ
ネルギーをコンデンサの充電電荷として回生し、抵抗に
よる電力ロス及び熱発生を無くす。
オードを通してリアクトルと該コンデンサに半波期間の
振動電流を発生させ、この振動電流でコンデンサを反転
充電させる。これにより、パルス発生回路からの余剰エ
ネルギーをコンデンサの充電電荷として回生し、抵抗に
よる電力ロス及び熱発生を無くす。
【００２１】
【実施例】図１は、本発明の一実施例を示す回路構成図
であり、図１０又は図１１と同等の部分は同一符号で示
す。
であり、図１０又は図１１と同等の部分は同一符号で示
す。
【００２２】整流回路５からコンデンサＣ0への充電電
流路にはコンデンサＣ0に直列に電流制限用リアクトル
８を設け、このリアクトル８とコンデンサＣ0の直列回
路に並列にダイオード９を設ける。このダイオード９の
接続極性は、コンデンサＣ0が逆充電されたときにリア
クトル８との間の振動電流でコンデンサＣ0を反転充電
する方向にされる。
流路にはコンデンサＣ0に直列に電流制限用リアクトル
８を設け、このリアクトル８とコンデンサＣ0の直列回
路に並列にダイオード９を設ける。このダイオード９の
接続極性は、コンデンサＣ0が逆充電されたときにリア
クトル８との間の振動電流でコンデンサＣ0を反転充電
する方向にされる。
【００２３】また、本実施例におけるパルス発生回路
は、可飽和トランスＳＴにパルス電流が供給されたとき
に、その初期には昇圧動作をしてコンデンサＣ1を充電
し、この充電電流は可飽和リアクトルＳＩ1を通して流
れ、放電管ＬＨ側へのプリパルスを防止する。その後の
磁気スイッチ動作でコンデンサＣ1の充電電荷を可飽和
トランスＳＴの二次巻線を通してピーキングコンデンサ
ＣP側に供給する。
は、可飽和トランスＳＴにパルス電流が供給されたとき
に、その初期には昇圧動作をしてコンデンサＣ1を充電
し、この充電電流は可飽和リアクトルＳＩ1を通して流
れ、放電管ＬＨ側へのプリパルスを防止する。その後の
磁気スイッチ動作でコンデンサＣ1の充電電荷を可飽和
トランスＳＴの二次巻線を通してピーキングコンデンサ
ＣP側に供給する。
【００２４】整流回路５とコンデンサＣ0との間に示す
Ｌは、浮遊リアクタンスを示す。
Ｌは、浮遊リアクタンスを示す。
【００２５】本実施例において、コンデンサＣ0の繰り
返し充電には、整流回路５からリアクトル８を通して電
流制限して供給される。このとき、ダイオード９は、逆
極性になって非導通になり、充電電流に影響を与えな
い。
返し充電には、整流回路５からリアクトル８を通して電
流制限して供給される。このとき、ダイオード９は、逆
極性になって非導通になり、充電電流に影響を与えな
い。
【００２６】次いで、コンデンサＣ0から可飽和トラン
スＳＴ側への放電において、コンデンサＣ0が逆極性に
充電される電流が発生したとき、リアクトル８とダイオ
ード９によるコンデンサＣ0への反転充電を得、この反
転充電終了タイミングでスイッチＳＷをオフ制御する。
これにより、負荷側の余剰エネルギーをコンデンサＣ0
の充電電荷として回生する。
スＳＴ側への放電において、コンデンサＣ0が逆極性に
充電される電流が発生したとき、リアクトル８とダイオ
ード９によるコンデンサＣ0への反転充電を得、この反
転充電終了タイミングでスイッチＳＷをオフ制御する。
これにより、負荷側の余剰エネルギーをコンデンサＣ0
の充電電荷として回生する。
【００２７】この制御における各部波形を図２に示す。
コンデンサＣ0の充電終了後、スイッチＳＷのオン（時
刻ｔ1）でスイッチＳＷの電流ＩSWにはメインパルス電
流が流れ、コンデンサＣ0の電圧ＶCOは一定値から低下
し始める。このとき、ダイオード９の電流ＩDPは零にあ
る。
コンデンサＣ0の充電終了後、スイッチＳＷのオン（時
刻ｔ1）でスイッチＳＷの電流ＩSWにはメインパルス電
流が流れ、コンデンサＣ0の電圧ＶCOは一定値から低下
し始める。このとき、ダイオード９の電流ＩDPは零にあ
る。
【００２８】次に、コンデンサＣ0の完全放電後、可飽
和トランスＳＴ側からリターンパルス電流が発生したと
き（時刻ｔ2）、コンデンサＣ0はスイッチＳＷを通して
逆極性に充電され、リターンパルスの終了時（時刻
ｔ3）又はその近傍のタイミングでコンデンサＣ0からダ
イオード９を通してリアクトル８に振動電流が流れ、振
動電流の半波期間でコンデンサＣ0を反転充電させる。
和トランスＳＴ側からリターンパルス電流が発生したと
き（時刻ｔ2）、コンデンサＣ0はスイッチＳＷを通して
逆極性に充電され、リターンパルスの終了時（時刻
ｔ3）又はその近傍のタイミングでコンデンサＣ0からダ
イオード９を通してリアクトル８に振動電流が流れ、振
動電流の半波期間でコンデンサＣ0を反転充電させる。
【００２９】この反転充電の終了タイミング（時刻
ｔ4）でスイッチＳＷをオフ制御することにより、コン
デンサＣ0ではリターンパルスの余剰エネルギーを充電
電荷として保持し、次回の充電電力の一部として利用す
る。
ｔ4）でスイッチＳＷをオフ制御することにより、コン
デンサＣ0ではリターンパルスの余剰エネルギーを充電
電荷として保持し、次回の充電電力の一部として利用す
る。
【００３０】なお、制御回路７によるコンデンサＣ0の
充電に際して、コンデンサＣ0には前回の余剰エネルギ
ーによる残留電圧があるため、この電圧検出も行って充
電制御することにより、コンデンサＣ0の充電電圧精度
を確保することができる。
充電に際して、コンデンサＣ0には前回の余剰エネルギ
ーによる残留電圧があるため、この電圧検出も行って充
電制御することにより、コンデンサＣ0の充電電圧精度
を確保することができる。
【００３１】したがって、本実施例によれば、コンデン
サＣ0の充電には、従来の電流抑制用抵抗６Ａが介在し
ないため、抵抗６Ａによる電力ロス発生を無くし、余剰
エネルギーをコンデンサＣ0の充電電荷として回生する
ため、電力効率を高めることができると共に、抵抗６Ａ
の冷却装置を不要にする。
サＣ0の充電には、従来の電流抑制用抵抗６Ａが介在し
ないため、抵抗６Ａによる電力ロス発生を無くし、余剰
エネルギーをコンデンサＣ0の充電電荷として回生する
ため、電力効率を高めることができると共に、抵抗６Ａ
の冷却装置を不要にする。
【００３２】図３〜図６は、本発明の他の実施例を示す
要部回路図であり、これら回路構成においてもダイオー
ド９とリアクトル８によるコンデンサＣ0の反転充電に
より余剰エネルギーの回生ができる。
要部回路図であり、これら回路構成においてもダイオー
ド９とリアクトル８によるコンデンサＣ0の反転充電に
より余剰エネルギーの回生ができる。
【００３３】図３では、可飽和トランスＳＴに代えてパ
ルストランスＰＴを用い、また可飽和リアクトルＳＩ0
をトランスＰＴに直列に設けてパルス電流に磁気スイッ
チ動作を得、負荷側の回路ではコンデンサＣ1の充電電
荷を可飽和リアクトルＳＩ1を通してパルス圧縮を得
る。
ルストランスＰＴを用い、また可飽和リアクトルＳＩ0
をトランスＰＴに直列に設けてパルス電流に磁気スイッ
チ動作を得、負荷側の回路ではコンデンサＣ1の充電電
荷を可飽和リアクトルＳＩ1を通してパルス圧縮を得
る。
【００３４】図４では、可飽和トランスを２段設け、ま
た負荷側ではコンデンサＣ2の充電を可飽和リアクトル
ＳＩ1を通して得、この後に可飽和トランスＳＩ2の磁気
スイッチ動作でレーザヘッドＬＨに短パルスを得る。
た負荷側ではコンデンサＣ2の充電を可飽和リアクトル
ＳＩ1を通して得、この後に可飽和トランスＳＩ2の磁気
スイッチ動作でレーザヘッドＬＨに短パルスを得る。
【００３５】図５では、可飽和トランスＳＴの後段にＬ
Ｃ倍電圧回路を設け、この倍電圧を可飽和トランスＳＴ
の磁気スイッチ動作と可飽和リアクトルＳＴ1を通して
レーザヘッドＬＨに短パルスを得る。
Ｃ倍電圧回路を設け、この倍電圧を可飽和トランスＳＴ
の磁気スイッチ動作と可飽和リアクトルＳＴ1を通して
レーザヘッドＬＨに短パルスを得る。
【００３６】図６では、コンデンサＣ0をパルストラン
スＰＴを通して初期充電し、スイッチＳＷのオンで可飽
和リアクトルＳＩ0を通してパルス電流をトランスＰＴ
に供給する場合である。
スＰＴを通して初期充電し、スイッチＳＷのオンで可飽
和リアクトルＳＩ0を通してパルス電流をトランスＰＴ
に供給する場合である。
【００３７】以上までの各実施例において、スイッチＳ
Ｗのオフ制御は、適切なタイミングで行う必要がある。
すなわち、リターンパルスが流れているときにオフする
とスイッチＳＷを破壊したり、余剰エネルギーの十分な
回収ができなくなる。また、ダイオード９に反転充電電
流が流れ終わった後に遅れてスイッチをオフするとコン
デンサＣ0からスイッチＳＷに短絡電流が流れてその破
壊を起こす。
Ｗのオフ制御は、適切なタイミングで行う必要がある。
すなわち、リターンパルスが流れているときにオフする
とスイッチＳＷを破壊したり、余剰エネルギーの十分な
回収ができなくなる。また、ダイオード９に反転充電電
流が流れ終わった後に遅れてスイッチをオフするとコン
デンサＣ0からスイッチＳＷに短絡電流が流れてその破
壊を起こす。
【００３８】このスイッチＳＷのオフ制御を適切にする
ための実施例を図７〜図９に示す。
ための実施例を図７〜図９に示す。
【００３９】図７では、図３の回路に適用した場合を示
し、ダイオード９の電流ＩDPの検出によりスイッチＳＷ
のオフ制御を行う回路を追加した場合である。オン信号
発生部１１とオフ信号発生部１２は、余剰エネルギーを
回生しない従来構成での信号発生タイミングを有し、こ
れら信号はアンドゲート１３と論理インバータ１４とオ
アゲート１５で構成するオフ優先回路を通してゲート回
路１６にオン又はオフ信号を与え、ゲート回路１６によ
りスイッチＳＷをオン／オフ制御する。
し、ダイオード９の電流ＩDPの検出によりスイッチＳＷ
のオフ制御を行う回路を追加した場合である。オン信号
発生部１１とオフ信号発生部１２は、余剰エネルギーを
回生しない従来構成での信号発生タイミングを有し、こ
れら信号はアンドゲート１３と論理インバータ１４とオ
アゲート１５で構成するオフ優先回路を通してゲート回
路１６にオン又はオフ信号を与え、ゲート回路１６によ
りスイッチＳＷをオン／オフ制御する。
【００４０】この構成に加えて、本実施例では、電流検
出器１７によりダイオード９の電流を検出し、この検出
値が設定器１８の設定レベル以上になったことをコンパ
レータ１９で検出し、この検出信号とオフ許可信号発生
部２０からのオフ許可信号との同時成立をアンドゲート
２１に得、オアゲート１５にオフ制御信号を与える。オ
フ許可信号発生部２０の信号発生は、充電回路によるコ
ンデンサＣ0の充電休止期間にする。
出器１７によりダイオード９の電流を検出し、この検出
値が設定器１８の設定レベル以上になったことをコンパ
レータ１９で検出し、この検出信号とオフ許可信号発生
部２０からのオフ許可信号との同時成立をアンドゲート
２１に得、オアゲート１５にオフ制御信号を与える。オ
フ許可信号発生部２０の信号発生は、充電回路によるコ
ンデンサＣ0の充電休止期間にする。
【００４１】本実施例では、ダイオード９に電流が流れ
始めて設定器１８の設定レベルを越えたときにスイッチ
ＳＷのオフ制御がなされる。これはリターンパルスが流
れ終わった後でかつコンデンサＣ0が反転充電開始され
始めたタイミングになり、スイッチＳＷの破壊を防止
し、また余剰エネルギーの十分な回生を得ることができ
る。
始めて設定器１８の設定レベルを越えたときにスイッチ
ＳＷのオフ制御がなされる。これはリターンパルスが流
れ終わった後でかつコンデンサＣ0が反転充電開始され
始めたタイミングになり、スイッチＳＷの破壊を防止
し、また余剰エネルギーの十分な回生を得ることができ
る。
【００４２】なお、ダイオード電流の検出はコンデンサ
Ｃ0の充放電電流（メインパルスとリターンパルス）と
は分離されているため、ダイオード電流の検出を容易に
し、またメインパルス等に影響を与えることがない。
Ｃ0の充放電電流（メインパルスとリターンパルス）と
は分離されているため、ダイオード電流の検出を容易に
し、またメインパルス等に影響を与えることがない。
【００４３】図８の実施例では、図７におけるダイオー
ド電流検出に代えて、コンデンサＣ0の電圧変化を検出
してオフ制御を行う場合である。リアクトル８とダイオ
ード９を通してコンデンサＣ0の反転充電が始まったと
き（図２の時刻ｔ3）、この正の充電電圧変化を微分回
路２２で検出し、この検出レベルが変化率設定器２３の
設定値を越えたときにコンパレータ１９にオフ制御信号
を得る。
ド電流検出に代えて、コンデンサＣ0の電圧変化を検出
してオフ制御を行う場合である。リアクトル８とダイオ
ード９を通してコンデンサＣ0の反転充電が始まったと
き（図２の時刻ｔ3）、この正の充電電圧変化を微分回
路２２で検出し、この検出レベルが変化率設定器２３の
設定値を越えたときにコンパレータ１９にオフ制御信号
を得る。
【００４４】本実施例においても図７の場合と同様の作
用効果を得ることができる。これに加えて、コンデンサ
Ｃ0の電圧検出には制御回路７による充電制御のための
電圧検出手段を利用でき、回路的には図７の場合に比べ
て簡単になる。
用効果を得ることができる。これに加えて、コンデンサ
Ｃ0の電圧検出には制御回路７による充電制御のための
電圧検出手段を利用でき、回路的には図７の場合に比べ
て簡単になる。
【００４５】図９の実施例では、図８におけるコンデン
サの電圧変化率検出に代えて、コンデンサＣ0の充電電
流を検出してオフ制御を行う場合である。コンデンサＣ
0が正極性に充電されることを電流検出器２４で検出
し、この充電電流が設定器２５の設定値を越えたことを
コンパレータ１９に得てオフ制御信号を得る。
サの電圧変化率検出に代えて、コンデンサＣ0の充電電
流を検出してオフ制御を行う場合である。コンデンサＣ
0が正極性に充電されることを電流検出器２４で検出
し、この充電電流が設定器２５の設定値を越えたことを
コンパレータ１９に得てオフ制御信号を得る。
【００４６】このオフ信号はコンデンサＣ0の初期充電
開始にも検出されるが、この検出でスイッチＳＷをオフ
制御することは回路的に副作用を起こすことはないし、
むしろスイッチＳＷの確実なオフ制御を得ることができ
る。
開始にも検出されるが、この検出でスイッチＳＷをオフ
制御することは回路的に副作用を起こすことはないし、
むしろスイッチＳＷの確実なオフ制御を得ることができ
る。
【００４７】本実施例においても図７又は図８と同様の
作用効果を得ることができる。これに加えて、本実施例
では図８の場合に比べて微分回路２２を含まないため、
ノイズ等による誤動作を防止できる。
作用効果を得ることができる。これに加えて、本実施例
では図８の場合に比べて微分回路２２を含まないため、
ノイズ等による誤動作を防止できる。
【００４８】以上までのオフ制御回路は、図１及び図４
〜図６の回路に適用できるのは勿論である。
〜図６の回路に適用できるのは勿論である。
【００４９】また、以上までの実施例において、インバ
ータ主回路３と制御回路７及び出力トランス４になる電
力変換器は、パルス幅制御又はパルス幅変調の出力を得
る他の電力変換器、例えばチョッパ回路に置換して同等
の作用効果を得ることができる。
ータ主回路３と制御回路７及び出力トランス４になる電
力変換器は、パルス幅制御又はパルス幅変調の出力を得
る他の電力変換器、例えばチョッパ回路に置換して同等
の作用効果を得ることができる。
【００５０】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、コンデ
ンサが逆極性に充電されたときに、ダイオードを通して
リアクトルと該コンデンサに半波期間の振動電流を発生
させ、この振動電流でコンデンサを反転充電させるよう
にしたため、以下の効果がある。
ンサが逆極性に充電されたときに、ダイオードを通して
リアクトルと該コンデンサに半波期間の振動電流を発生
させ、この振動電流でコンデンサを反転充電させるよう
にしたため、以下の効果がある。
【００５１】（１）コンデンサの充電電流路に従来の電
流抑制用抵抗が介在しないため、電力効率を高めること
ができる。また、抵抗の冷却手段を不要にする。
流抑制用抵抗が介在しないため、電力効率を高めること
ができる。また、抵抗の冷却手段を不要にする。
【００５２】（２）コンデンサへの電力回生によりコン
デンサ充電回路に必要とする容量を小さくできる。
デンサ充電回路に必要とする容量を小さくできる。
【００５３】（３）余剰エネルギー回生用の回路が簡単
になる。
になる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路構成図。
【図２】実施例における電圧、電流波形。
【図３】他の実施例を示す要部回路図。
【図４】他の実施例を示す要部回路図。
【図５】他の実施例を示す要部回路図。
【図６】他の実施例を示す要部回路図。
【図７】実施例のスイッチ制御回路図。
【図８】実施例のスイッチ制御回路図。
【図９】実施例のスイッチ制御回路図。
【図１０】パルス電源例。
【図１１】従来例の回路構成図。
３…インバータ主回路
４…出力トランス
５…整流回路
８…リアクトル
９…ダイオード
１７、２４…電流検出器
１９…コンパレータ
２０…オフ許可信号発生部
２２…微分回路
Ｃ0…コンデンサ
ＳＷ…半導体スイッチ
ＳＴ…可飽和トランス
ＳＩ0、ＳＩ1…可飽和リアクトル
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 柳瀬 寿
東京都品川区大崎２丁目１番17号 株式
会社明電舎内
(56)参考文献 特開 平８−107245（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−102647（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−284279（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−112776（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−121807（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03K 3/57
H02M 9/04
H03K 3/537
Claims (4)
- 【請求項１】 電圧制御した交流出力を得る電力変換器
と、この電力変換器の交流出力を整流する整流回路と、
この整流回路の整流出力で高圧充電されるコンデンサ
と、このコンデンサを直流電源とし半導体スイッチのオ
ン制御と可飽和トランス又は可飽和リアクトルによる磁
気スイッチ動作によって高電圧・大電流のパルスを発生
するパルス発生回路とを備えたパルス電源において、 前記整流回路から前記コンデンサへの充電路に設けられ
て該コンデンサとの間で振動電流を得るリアクトルと、 このリアクトルと前記コンデンサの直列回路に並列に設
けられ、前記パルス発生回路の磁気スイッチ動作により
該コンデンサが逆極性に充電されたときに該リアクトル
を通して該コンデンサの反転充電のための電流路を形成
するダイオードと、 前記コンデンサが反転充電されたときに前記半導体スイ
ッチをオフ制御するスイッチ制御回路とを備えたことを
特徴とするパルス電源。 - 【請求項２】 前記スイッチ制御回路は、前記ダイオー
ドの電流を検出し、この検出値が設定レベル以上になっ
たときに前記半導体スイッチのオフ制御信号を得ること
を特徴とする請求項１記載のパルス電源。 - 【請求項３】 前記スイッチ制御回路は、前記コンデン
サの正の充電電圧の変化率を検出し、この変化率が設定
値以上になったときに前記半導体スイッチのオフ制御信
号を得ることを特徴とする請求項１記載のパルス電源。 - 【請求項４】 前記スイッチ制御回路は、前記コンデン
サの充電電流を検出し、この検出値が設定値以上になっ
たときに前記半導体スイッチのオフ制御信号を得ること
を特徴とする請求項１記載のパルス電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00370195A JP3531253B2 (ja) | 1995-01-13 | 1995-01-13 | パルス電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00370195A JP3531253B2 (ja) | 1995-01-13 | 1995-01-13 | パルス電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08195653A JPH08195653A (ja) | 1996-07-30 |
| JP3531253B2 true JP3531253B2 (ja) | 2004-05-24 |
Family
ID=11564681
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00370195A Expired - Lifetime JP3531253B2 (ja) | 1995-01-13 | 1995-01-13 | パルス電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3531253B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69820550T2 (de) | 1997-09-11 | 2004-11-04 | Denso Corp., Kariya | Hochdruckpumpe mit variabler Durchflussrate |
| JP4382665B2 (ja) * | 2002-08-19 | 2009-12-16 | 株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ | パルス電源装置 |
| US6909263B2 (en) * | 2002-10-23 | 2005-06-21 | Honeywell International Inc. | Gas turbine engine starter-generator exciter starting system and method including a capacitance circuit element |
| JP2007104797A (ja) * | 2005-10-04 | 2007-04-19 | Meidensha Corp | パルス電源装置 |
| CN108684128A (zh) * | 2018-06-13 | 2018-10-19 | 浙江大维高新技术股份有限公司 | 一种脉冲电晕放电等离子体电源无功电能回收电路 |
| CN111416522B (zh) * | 2020-04-05 | 2021-05-18 | 华中科技大学 | 一种新型的dsrd脉冲功率电路 |
-
1995
- 1995-01-13 JP JP00370195A patent/JP3531253B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08195653A (ja) | 1996-07-30 |
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