JPH07231678A

JPH07231678A - パルス電源

Info

Publication number: JPH07231678A
Application number: JP1690994A
Authority: JP
Inventors: Takehisa Koganezawa; 竹久小金澤; Kiyoshi Hara; 喜芳原
Original assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1994-02-14
Filing date: 1994-02-14
Publication date: 1995-08-29

Abstract

(57)【要約】【目的】コンデンサを高い電圧精度及び高い繰り返し
で高圧充電する。【構成】パルス幅制御又はパルス幅変調した交流出力
を得る電圧形インバータ主回路３のパルス出力で出力ト
ランス４と整流回路５及び突入電流抑制用リアクトル６
を介してコンデンサＣ₀を充電し、このコンデンサの放
電電流から高電圧・大電流のパルスを得るパルス電源に
おいて、コンデンサの現在の充電電圧及びリアクトルの
保持電流を検出回路７₆、７₇に得、この検出値からリア
クトルの保持電流による電圧上昇分も含めてコンデンサ
の充電電圧を充電電圧予測回路７₈で予測し、この予測
電圧がコンデンサの充電電圧指令に一致するときに抑止
回路７₉がインバータのゲート出力を抑止することによ
り、コンデンサの充電電圧を指令値に一致させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、コンデンサを直流電源
として高電圧・大電流のパルスを発生するためのパルス
電源に係り、特にコンデンサの充電装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】パルスレーザ励起やパルスプラズマ発
生、パルス脱硝装置等のパルス電源には、半導体スイッ
チと磁気スイッチになる可飽和リアクトルを組み合わせ
たものがある。

【０００３】このパルス電源は、例えば、図８に示す構
成にされる。高圧直流電源ＨＤＣによってコンデンサＣ
₀を初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオンによ
ってコンデンサＣ₀からパルストランスＰＴに放電電流
を供給し、このパルストランスの出力電圧を可飽和トラ
ンスＳＴによって昇圧し、さらに可飽和トランスＳＴの
磁気スイッチ動作とＬＣ反転による倍電圧発生回路ＬＣ
によって昇圧し、可飽和リアクトルＳＩ₁の磁気圧縮に
よってピーキング・コンデンサＣ_Pとレーザ発振器ＬＨ
へ超短パルスを発生させる。

【０００４】ここで、コンデンサＣ₀の初期充電のため
の高圧直流電源ＨＤＣは、レーザ発振器ＬＨへの高い繰
り返し（例えば６００パルス／秒）のパルス電流供給に
合わせて高い繰り返しでコンデンサＣ₀を充電する必要
がある。また、コンデンサＣ₀の電圧が出力に直接影響
することから、充電電圧に高い精度のものが要求され
る。

【０００５】このための従来の高圧直流電源には、図９
に示す構成のものがある。交流電源から直流を得る整流
器等にされる直流電源１は、その出力段の平滑コンデン
サ２と共に、電圧形にされるインバータ主回路３の直流
電源を構成する。

【０００６】インバータ主回路３は、パワートランジス
タやＩＧＢＴ、ＧＴＯなどの半導体素子をスイッチＵ，
Ｖ，Ｘ，Ｙとしてブリッジ接続した構成にされ、パルス
幅制御（パルス幅変調も含む）した交流電力を出力す
る。

【０００７】出力トランス４は、インバータ主回路３か
らの交流出力を一定比で取り出す。整流回路５は、ダイ
オードＤのブリッジ接続で構成され、トランス４の出力
を交流入力とし、その全波整流を行う。

【０００８】突入電流抑制用のリアクトル６は、整流回
路５の整流出力でコンデンサＣ₀を充電するのに突入電
流を抑制する。また、コンデンサＣ₀は、パルス発生に
より放電した後に負の電圧に充電される。このとき、コ
ンデンサＣ₀の整流回路５を通して電流が流れ、この電
流による整流回路５の破壊を防ぐためにリアクトル６さ
らには抵抗器を挿入する。

【０００９】この構成において、コンデンサＣ₀の充電
電圧Ｖ_Cは、インバータ主回路３の制御率で調節され、
このための制御回路７は、回路要素７₁〜７₅を備える。

【００１０】一次側直流電圧検出回路７₁は、平滑コン
デンサ２の直流電圧（インバータ主回路３の直流電圧）
を検出する。指令電圧変換回路７₂は、コンデンサＣ₀の
充電電圧指令電圧（直流又は正弦波電圧）を直流電圧検
出回路７₁の検出電圧で補正することにより、該直流電
圧の変動によるコンデンサＣ₀の充電電圧の変動を補償
する。

【００１１】比較回路７₃は、指令電圧変換回路７₂を通
した指令電圧と、搬送波としての三角波発生器７₄から
の三角波とのレベル比較によりパルス幅制御又は変調し
た信号を得る。ゲート回路７₅は、比較回路７₃からのパ
ルス幅制御信号にしたがってインバータ主回路３の各ス
イッチＵ，Ｖ，Ｘ，Ｙのゲート信号を得る。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】従来のコンデンサ充電
装置では、コンデンサＣ₀の充電電圧制御をインバータ
主回路３の制御率調節で行うため、インバータ主回路３
の出力が指令通りに制御されるも、インバータ主回路３
からコンデンサＣ₀までの回路の違い、すなわちトラン
ス４の昇圧比の違いや整流回路５、リアクトル６等の回
路インピーダンスの違いにより充電電圧が変動、変化す
ることが多い。

【００１３】この課題の解消方法として、コンデンサＣ
₀の電圧を検出し、電圧フィードバック制御を行うこと
が考えられるが、コンデンサＣ₀の充電に高い繰り返し
を要求されることから、制御回路７のフィードバック制
御の遅れが高い繰り返しかつ高い精度の充電電圧を得る
のを難しくする。また、リアクトル６による保持電流が
コンデンサＣ₀の充電電圧として遅れて発生することか
ら、突入電流抑制効果を高めるためにリアクトル６を大
きくするほどその保持電流が大きくなってコンデンサの
充電電圧精度を悪くする。

【００１４】本発明の目的は、コンデンサを高い電圧精
度及び高い繰り返しで高圧充電する充電装置を提供する
ことにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、パルス幅制御又はパルス幅変調した交流
出力を得る電力変換器と、この電力変換器の交流出力を
整流する整流回路と、この整流回路の整流出力で突入電
流抑制用リアクトルを介して高圧充電されるコンデンサ
と、このコンデンサの放電電流から高電圧・大電流のパ
ルスを発生するパルス発生回路とを備えたパルス電源に
おいて、前記コンデンサの現在の充電電圧を検出する電
圧検出回路と、前記リアクトルの現在の保持電流を検出
する電流検出器と、前記両検出器の検出値から前記リア
クトルの保持電流による電圧上昇分も含めて前記コンデ
ンサの充電電圧を予測する充電電圧予測回路と、前記充
電電圧予測回路の予測電圧が前記コンデンサの充電電圧
指令に一致するときに前記電力変換器のパルス出力を抑
止する抑止回路とを備えたことを特徴とする。

【００１６】また、本発明は、前記充電電圧予測回路は
予測値をコンデンサの充電電圧の二乗値として求め、前
記抑止回路は充電電圧指令の二乗値と前記予測した充電
電圧の二乗値との比較によって抑止することを特徴とす
る。

【００１７】また、本発明は、前記電流検出器は、前記
リアクトルとコンデンサの直列回路の電圧Ｖ_LCに比例し
た電圧を入力とし次式の伝達関数Ｇ（Ｓ）

【００１８】

【数２】

【００１９】を有するフィルタから検出電流Ｉ_Lを得る
ことを特徴とする。

【００２０】

【作用】電圧形インバータなどの電力変換器と整流回路
により突入電流抑制用リアクトルとコンデンサの回路を
充電するときの等価回路は、図１に示すようになる。

【００２１】電力変換器は直流電源ＤＣと一定比でオン
・オフ制御されるスイッチＳＷ₀の等価構成になり、ス
イッチＳＷ₀のオン時にはリアクトルＬを通してコンデ
ンサＣ₀の充電電流が流れ、スイッチＳＷ₀のオフ時には
整流回路のダイオードＤによってリアクトルの保持電流
Ｉ_Lを循環してコンデンサＣ₀を充電する。

【００２２】したがって、リアクトルＬの保持電流Ｉ_L
が持つエネルギー分（ＬＩ_L ²／２）はコンデンサＣ₀の
充電電圧を上昇させる。

【００２３】このときの電圧方程式は、次式で表され
る。

【００２４】

【数３】

【００２５】Ｖ_C；コンデンサ電圧Ｉ_L；リアクトル電流 ΔＶ；リアクトルの保持電流によるコンデンサ電圧上昇
分Ｃ；コンデンサのキャパシタンスＬ；リアクトルのインダクタンス上記式から、コンデンサの充電電圧Ｖ_C＋ΔＶは、次式
で表される。

【００２６】

【数４】

【００２７】充電電圧予測回路は、上記式による演算に
よりコンデンサの充電電圧を予測し、この予測電圧が指
令電圧に一致するときに電力変換器の出力を抑止するこ
とにより、コンデンサの充電電圧に指令値通りの高い精
度のものを得る。

【００２８】この充電電圧の予測は、リアクトルの保持
電流でコンデンサが充電される前に行うことにより、リ
アクトルの保持電流でコンデンサが充電されたときの充
電電圧の検出に比べて時間的な余裕は十分になり、高い
繰り返しの充電にもフィードバック制御系の遅れが問題
となることはない。

【００２９】また、充電電圧予測はコンデンサの充電電
圧の二乗値として求め、充電電圧指令の二乗値と予測し
た充電電圧の二乗値との大小比較を行うことにより、予
測演算に複雑な平方根演算を行わないで済むようにす
る。

【００３０】また、リアクトルの電流検出にコンデンサ
との直列回路の電圧からフィルタによって得ることで電
流検出を容易にする。

【００３１】

【実施例】図２は、本発明の一実施例を示す回路構成図
であり、図９と同等の部分は同一符号で示す。

【００３２】コンデンサＣ₀の充電電圧Ｖ_Cを検出する電
圧検出器８と、突入電流抑制用のリアクトル６の電流Ｉ
_Lを検出する電流検出器９とを設ける。

【００３３】これら検出器８、９の検出電圧、電流は、
制御回路７Ａに設けられる検出回路７₆、７₇によって適
当な信号レベルに変換及びノイズ等を取り除いたフィル
タリング処理がなされる。

【００３４】充電電圧予測回路７₈は、検出回路７₆、７
₇の両検出値から前記（２）式に従ってコンデンサＣ₀の
充電電圧を予測する。

【００３５】この予測演算は、アナログ演算又はディジ
タル演算によってなされ、ディジタル演算では検出回路
７₆、７₇にＡ／Ｄ変換器を設けてディジタル検出値を得
る。

【００３６】抑止回路７₉は、充電電圧予測回路７₈で予
測した充電電圧と指令電圧とを大小比較し、両電圧の差
が許容範囲内になるときにゲート回路７₅のゲート出力
を抑止する。

【００３７】なお、本実施例では、基本的にはコンデン
サの充電電圧のフィードバック制御を行うため、インバ
ータ主回路３の直流電圧変動により充電電圧が影響され
ないため、該直流電圧検出による補正は不要となる。

【００３８】図３は、本実施例に基づいた充電電圧のシ
ミュレーション結果を示す。同図の（ａ）にはインバー
タ主回路３の入力直流電圧が２８０Ｖの場合で、充電電
圧指令を変えたときの充電電流（リアクトル６の保持電
流）と充電電圧波形を示す。同様に、（ｂ）には入力直
流電圧が２５０Ｖの場合を示す。

【００３９】この波形からも明らかなように、入力直流
電圧の変動にも電圧指令に高い精度で一致する充電電圧
を得ることができる。

【００４０】以上のことから、本実施例では、コンデン
サＣ₀の充電電圧がリアクトル６の保持電流で充電され
る前に該充電電圧を予測してインバータの出力抑止を行
うため、電圧フィードバック制御による遅れに影響され
ることなく、高い繰り返しのコンデンサの充電にもその
電圧に高い精度を得ることができる。

【００４１】また、リアクトル６（抵抗も含む）の保持
電流によるコンデンサＣ₀の充電電圧への影響が無くな
るため、リアクトル６を大きなインダクタンスにして整
流回路５の保護が確実になる。

【００４２】また、従来の電圧フィードバック制御のた
めのＰＩ制御等のコントローラを不要にして制御回路７
Ａの構成・設計が簡単になる。

【００４３】図４は、本発明の他の実施例を示す回路構
成図である。同図が図２と異なる部分は、抑止回路７₉
に取り込む充電電圧指令電圧を二乗回路７₁₀によって二
乗演算し、指令電圧の二乗値を使って予測回路７₈の予
測値と大小比較する点にある。

【００４４】本実施例によれば、図２の場合の作用・効
果に加えて、抑止回路７₉での比較には、互いに二乗値
を比較するため、予測回路７₈での演算に前記（２）式
の平方根演算を不要にし、演算時間の短い二乗演算と加
算のみになるため予測・制御時間の短縮を図ることがで
きる。

【００４５】なお、各実施例において、抑止回路７₉に
よる抑止は、ゲート回路７₅のゲート信号遮断の他に、
インバータ主回路３から整流回路５までの回路に遮断器
を設けて回路遮断する構成とすることもできる。

【００４６】また、インバータ主回路３と制御回路７Ａ
及び出力トランス４になる電力変換器は、パルス幅制御
又はパルス幅変調の出力を得る他の電力変換器、例えば
チョッパ回路に置換して同等の作用効果を得ることがで
きる。

【００４７】以上までの実施例において、電流検出器９
は高い電圧・電流になる直流電流Ｉ_Lを検出することを
必要とし、この検出には一般に直流変流器（ＤＣ−Ｃ
Ｔ）が用いられる。

【００４８】しかしながら、この直流変流器は、絶縁性
を確保するには高価で大型のものになる。

【００４９】本発明による電流検出器を図５に示す。リ
アクトル６の電流を検出するのに、これと直列のコンデ
ンサＣ₀の電圧Ｖ_LCを電圧検出器１１で検出し、この検
出電圧Ｖ_LCに対して、２段の積分回路１２、１３を通
し、この出力を反転回路１４を通して初段の積分回路１
２に負帰還するフィルタを設け、初段の積分回路１２の
出力にリアクトル６の電流Ｉ_Lに比例した検出電流を得
る。

【００５０】リアクトル６とコンデンサＣ₀に印加され
る電圧Ｖ_LCは、図６に示す。インバータ主回路３のゲー
ト信号は、充電電圧指令にしたがった幅Ｐ_Wで三角波発
生回路７₄の周期に対応し、その整流波形が電圧Ｖ_LCに
なる。

【００５１】この電圧Ｖ_LCをリアクトル６とコンデンサ
Ｃ₀の直列回路に印加したときのリアクトル６の電流Ｉ_L
との間の伝達関数Ｇ（Ｓ）は、

【００５２】

【数５】

【００５３】で表せる。

【００５４】したがって、この伝達関数Ｇ（Ｓ）をもつ
フィルタに電圧Ｖ_LCを印加すればリアクトル６の電流Ｉ
_Lを得ることができる。このフィルタは、図５に示す構
成で実現される。なお、電圧Ｖ_LCのピーク値の変動は、
インバータ主回路３の直流電圧（コンデンサ２の電圧）
から補償できる。

【００５５】本実施例による電流検出回路のシミュレー
ション波形を図７に示す。同図中、（ａ）は実電流を示
し、（ｂ）には検出電流を示す。この波形からも明らか
なように、検出電流波形は実電流に一致したものを得る
ことができる。

【００５６】

【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、コンデ
ンサの現在の充電電圧とリアクトルの保持電流からコン
デンサの充電電圧を予測し、この予測値がコンデンサの
充電電圧指令に一致するときに電力変換器のパルス出力
を抑止するようにしたため、従来のリアクトルの保持電
流でコンデンサが充電されたときの充電電圧の検出に比
べて時間的な余裕は十分になり、高い繰り返しの充電に
もコンデンサの充電電圧に指令値通りの高い精度のもの
を得ることができる。

【００５７】また、本発明は、充電電圧予測はコンデン
サの充電電圧の二乗値として求め、充電電圧指令の二乗
値と予測した充電電圧の二乗値との大小比較を行うた
め、予測演算に複雑な平方根演算を行わないで済む効果
がある。

【００５８】また、本発明は、リアクトルの電流検出に
コンデンサとの直列回路の電圧からフィルタによって得
るため、従来の高価で大型の直流変流器を不要にする効
果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を原理的に説明するための等価回路図。

【図２】本発明の一実施例を示す回路構成図。

【図３】本実施例に基づいたシミュレーション波形図。

【図４】他の実施例の回路構成図。

【図５】実施例の電流検出器の回路図。

【図６】電圧Ｖ_LCの波形図。

【図７】電流Ｉ_Lのシミュレーション波形図。

【図８】パルス電源例。

【図９】従来例の回路構成図。

【符号の説明】

１…直流電源３…インバータ主回路４…出力トランス５…整流回路６…突入電流抑制用リアクトル７、７Ａ…制御回路８…電圧検出器９…電流検出器７₃…比較回路７₄…三角波発生器７₅…ゲート回路７₆、７₇…検出回路７₈…充電電圧予測回路７₉…抑止回路７₁₀…二乗回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】パルス幅制御又はパルス幅変調した交流
出力を得る電力変換器と、この電力変換器の交流出力を
整流する整流回路と、この整流回路の整流出力で突入電
流抑制用リアクトルを介して高圧充電されるコンデンサ
と、このコンデンサの放電電流から高電圧・大電流のパ
ルスを発生するパルス発生回路とを備えたパルス電源に
おいて、前記コンデンサの現在の充電電圧を検出する電
圧検出回路と、前記リアクトルの現在の保持電流を検出
する電流検出器と、前記両検出器の検出値から前記リア
クトルの保持電流による電圧上昇分も含めて前記コンデ
ンサの充電電圧を予測する充電電圧予測回路と、前記充
電電圧予測回路の予測電圧が前記コンデンサの充電電圧
指令に一致するときに前記電力変換器のパルス出力を抑
止する抑止回路とを備えたことを特徴とするパルス電
源。
【請求項２】前記充電電圧予測回路は予測値をコンデ
ンサの充電電圧の二乗値として求め、前記抑止回路は充
電電圧指令の二乗値と前記予測した充電電圧の二乗値と
の比較によって抑止することを特徴とする請求項１記載
のパルス電源。
【請求項３】前記電流検出器は、前記リアクトルとコ
ンデンサの直列回路の電圧Ｖ_LCに比例した電圧を入力と
し次式の伝達関数Ｇ（Ｓ）【数１】を有するフィルタから検出電流Ｉ_Lを得ることを特徴と
する請求項１又は２記載のパルス電源。