TW202137687A - 高頻電源裝置及高頻電源裝置的輸出控制方法 - Google Patents

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Abstract

[課題] 提供可以減低對來自三相交流電源之輸入進行直流轉換時的漣波，而且能夠控制高頻帶中的輸出的高頻電源裝置及高頻電源裝置的輸出控制方法。 [解決手段] 高頻電源裝置，係具備：AC-DC轉換器，其將來自三相交流電源之輸入轉換為直流；及高頻放大器，其包含多個FET元件，並輸出高頻交流電力；AC-DC轉換器之輸出直接輸入至高頻放大器，還包含：相位轉換電路，其針對輸入至多個FET元件的閘極信號提供能夠抵消包含於直流中的變動成分之相位差。將來自三相交流電源之輸入轉換為直流並且直接輸入至高頻放大器，針對輸入至多個FET元件的閘極信號提供能夠抵消包含於直流中的變動成分之相位差而進行開關，藉此來生成高頻交流電力。

Description

高頻電源裝置及高頻電源裝置的輸出控制方法
本發明關於適用於電漿產生裝置等的高周波電源裝置，尤其是關於具備將來自三相交流電源之輸入轉換為直流的AC-DC轉換器，和包含多個FET元件的高頻放大器的高頻電源裝置及高頻電源裝置的輸出控制方法。
高頻電源裝置適用於超音波振盪或感應電力之產生或者電漿之產生等之電源裝置，作為其之一例已知有，將來自三相交流電源之輸入轉換為直流(DC)，進一步在DC-RF轉換部輸出作為高頻之交流電力者。作為適用於這樣的電漿處理系統統的高頻電源裝置，例如在專利文獻1揭示包含AC-DC轉換部、DC-DC轉換部、高頻生成部(交流電力輸出手段)、RF檢測部、和RF電力控制部，DC-RF轉換部由包含作為開關元件之MOSFET的高頻等之任意放大器構成，將來自交流之商用電源之輸入轉換為特定高頻之交流電力的高頻電源。在這樣的高頻電源中，可以寬廣的範圍內穩定且較佳地控制輸出電力。 [先前技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1] 特開2015-144505號公報
[發明所欲解決的課題]
在上述已知的高頻電源中，藉由AC-DC轉換部將來自三相交流之商用電源之輸入轉換為直流時，輸出成為伴隨著稱為所謂「漣波」的電壓變動，因此構成為經由DC-DC轉換部再度轉換為除去了漣波的直流電壓並提供給DC-RF轉換部。此時，其特徵為，藉由DC-RF轉換部進行輸出控制時，構成DC-RF轉換部的高頻放大器之響應速度依賴於成為輸入的DC-DC轉換部之響應速度。
一般的DC-DC轉換器(converter)係由逆變器(Inverter)與整流電路或斬波器電路等構成，其內部分別包含開關元件，並且包含使輸出平滑化的LC濾波器的構成。藉由這樣的DC-DC轉換器來減低上述漣波時，通常將LC濾波器之共振頻率設定為開關元件的開關頻率之1/10以下。
另一方面，如專利文獻1的高頻電源中所示，檢測來自RF檢測部之輸出並進行回饋至DC-DC轉換部的控制之情況下，需要將回饋迴路之響應頻率設定成為比起與DC-RF轉換部之輸出對應的上述LC濾波器之共振頻率更低(例如LC濾波器之共振頻率之1/10以下)。因此，在已知的藉由DC-DC轉換器進行除去漣波的控制的高頻電源中，其輸出電壓之響應速度依賴於DC-DC轉換器之開關頻率，並且成為其之1/100左右，因此即使DC-DC轉換器之開關元件使用能夠高速動作的MOS-FET等之情況下，例如以幾kHz或幾十kHz等之高頻之響應頻率進行輸出控制也存在有困難的問題。
為了解決上述已知的問題點，本發明的目的在於提供對來自三相交流電源之輸入進行直流轉換時可以減少漣波，而且能夠在高頻帶控制輸出的高頻電源裝置及高頻電源裝置的輸出控制方法。 [解決課題的手段]
為了解決上述課題，本發明之代表性態樣之一的高頻電源裝置，係具備：AC-DC轉換器，其將來自三相交流電源之輸入轉換為直流；及高頻放大器，其包含多個FET元件並輸出高頻交流電力；其特徵為：前述AC-DC轉換器之輸出被直接輸入至前述高頻放大器，且進一步包含相位轉換電路，其針對輸入至前述多個FET元件的閘極信號提供用於抵消包含於前述直流中的變動成分的相位差。
此外，本發明之另一態樣之一的輸出控制方法，係使用包含多個FET元件的高頻放大器針對來自三相交流電源之輸入進行轉換並輸出高頻交流電力的輸出控制方法，其特徵為：將來自前述三相交流電源之輸入轉換為直流並且直接輸入至前述高頻放大器，針對輸入至前述多個FET元件的閘極信號提供用於抵消包含於前述直流中的變動成分的相位差而進行開關，藉此來生成前述高頻交流電力。
依據具有這樣構成的本發明，係將來自三相交流電源之輸入轉換為直流並且直接輸入至高頻放大器，針對輸入至多個FET元件的閘極信號提供能夠抵消包含於直流中的變動成分之相位差而進行開關，由此來生成高頻交流電力，因此可以減低針對來自三相交流電源之輸入進行直流轉換時的漣波，而且能夠控制高頻帶中的輸出。
以下，參照圖1~圖6說明本發明的高頻電源裝置及其輸出控制方法之代表性具體例。
圖1係表示本發明之代表性一例的高頻電源裝置的概要的方塊圖。如圖1所示，高頻電源裝置100具備：將來自三相交流電源10之輸入轉換為直流的AC-DC轉換器110；包含後述之多個FET元件122A~122B’，且將高頻交流輸出VRF 予以輸出的高頻放大器120；及針對輸入至上述FET元件122A~122B’的閘極信號Vgs 提供能夠抵消包含於直流中的變動成分之相位差的相位轉換電路130。該高頻電源裝置100的大的特徵點在於：AC-DC轉換器110的輸出VDC 被直接輸入至高頻放大器120。
AC-DC轉換器110係作為將來自商用之三相交流電源10之輸入轉換為直流電壓VDC 的電路方塊而構成，作為這樣的電路方塊，可以示出例如三相整流電路或三相功率因素補正電路等。高頻放大器120係將來自AC-DC轉換器110之直流電壓VDC 轉換為預定頻率(數百kHz~幾十MHz之高頻)之交流電力的電路方塊，其具體構成如後述。
作為相位轉換電路130之一例，可以包含：輸出檢測出器132，其檢測從高頻放大器120輸出的高頻交流輸出VRF 之輸出電壓或輸出電力並作為輸出檢測值；誤差運算控制器134，其根據輸出檢測出器132中檢測到的輸出檢測值與輸出指令值之差來確定操作量，該操作量用於控制輸入至高頻放大器120的閘極信號Vgs 之相位差；及閘極信號生成電路136，其生成閘極信號Vgs ，該閘極信號Vgs 的相位差係根據來自誤差運算控制器134之操作量被進行控制，且被輸入至高頻放大器120的FET元件122A~ 122B’。誤差運算控制器134係經由輸出指令138接地，例如根據包含於高頻交流輸出VRF 之輸出檢測值的漣波量(圖4之Vrip 之影響量),運算出為了控制賦予上述閘極信號Vgs 的相位差ϕDG 時必要的操作量，並將包含該相位差ϕDG 的閘極信號Vgs 之輸出指令發送給閘極信號生成電路136。接著，閘極信號生成電路136根據，來自誤差運算控制器134之操作量來設定相位差並生成用於輸入至FET元件122A~ 122B’的閘極信號Vgs A~Vgs B’。
圖2係表示圖1所示高頻放大器之等效連接電路的電路圖。如圖2所示，作為圖1所示的高頻放大器120之一例，係由以下構成：使用了4個FET元件122A、122A’、122B、122B’的所謂的全橋式電路122；與該全橋式電路122之輸出之一方連接的線圈124；與全橋式電路122之輸出側連接的變壓器126；及與該變壓器126之輸出側連接的電容器128。線圈124及電容器128係作為高頻濾波器而發揮功能。另外，電容器128配置在變壓器之輸入側亦可。此外，線圈124可以視為延遲負載(感應性負載)，因此亦可以是配線電感。
AC-DC轉換器110所輸出的直流電壓VDC 直接施加在全橋式電路122，藉由4個FET元件122A、122A’、122B、122B’按照預定的時序進行開關，在彼等中之2個同時進行驅動的狀態下按照預定的極性通電而構成。4個FET元件122A、122A’、122B、122B’為，在閘極電極G分別被施加作為閘極信號的閘極電壓Vgs 時通電的元件，本具體例中示出之例為SiC-FET(碳化矽FET)或GaN-FET(氮化鎵FET)等之電流回流時回復損失也少者。
接著，使用圖3及圖4對本發明之代表性一例的高頻電源裝置的輸出控制方法之具體態樣進行說明。
圖3係表示輸入至圖2所示FET元件的閘極信號之一例的時序圖。此外，圖4係表示圖1所示高頻電源裝置中的輸入(直流電壓)與輸出(交流電壓)之關係的波形圖。
圖3(a)示出已知的包含DC-DC轉換器的高頻電源裝置中的輸出控制的閘極信號Vgs 。在已知的輸出控制中，例如將同時成為ON(導通)的閘極信號Vgs A、Vgs B’施加到圖2所示FET元件122A及122B’。在預定的暫停時間DT(不動作時間(dead time))之後，將同時成為ON的閘極信號Vgs A’、Vgs B施加到FET元件122A’及122B。
接著，進一步經過暫停時間DT之後，再度重複閘極信號Vgs A、Vgs B’之施加。藉此，在已知的輸出控制中，係在DC-DC轉換器中除去了漣波之狀態下，在附加了斜線的區間輸出高頻之交流輸出VRF 。
圖3(b)係表示基於圖1中所示高頻電源裝置中的輸出控制的閘極信號Vgs 。在本發明之代表性一例的輸出控制中，按照從開始對FET元件122A、122A’輸入閘極信號Vgs A、Vgs A’的時刻起延遲了相位差ϕDG 的時序，開始對FET元件122B、122B’輸入閘極信號Vgs B、Vgs B’。此時，相位差ϕDG 被表示為相位角，可以使用額定輸出時的剩餘相位ϕDZ 和相當於暫停時間的不動作時間相位ϕDT ，並藉由以下的數1的公式算出。
[數1] ϕDG =180°-(ϕDZ +ϕDT )
此時，若將閘極信號Vgs 之發送週期設為T，則不動作時間相位ϕDT 可以藉由以下的數2之式算出。
[數2] ϕDT ={DT/(T/2)}×180°
於此，如圖4所示，在經由上述三相整流電路或三相功率因素補正電路等之AC-DC轉換器110轉換後的直流電壓VDC 中，殘留有和商用之三相交流之6倍頻率成分相當的變動部分即漣波成分Vrip 。配合該漣波成分Vrip 之變動而將上述相位差ϕDG 設為可變即可抵消輸入至高頻放大器120的直流電壓VDC 之漣波成分Vrip 。藉由對高頻放大器120進行這樣的開關控制，可以獲得除去了漣波成分Vrip 的高頻之交流輸出VRF 。
此時，通常經由AC-DC轉換器110進行了三相整流(轉換)的直流電壓VDC 之漣波成分Vrip 大約是轉換前之交流波形的振幅值之14%。因此，在將商用之三相交流電壓之容許變動幅度設為10%之情況下，較好是將上述數1的公式中的剩餘相位ϕDZ 確保為至少30°。
根據這些事實，如圖3(b)所示，使剩餘相位ϕDZ 及不動作時間相位ϕDT 盡可能小，使閘極信號Vgs A和Vgs A’與Vgs B和Vgs B’之間之相位差ϕDG 盡可能大，則這些重疊部分變大，因此作為最終輸出的高頻之交流輸出VRF 之振幅值可以變大。另一方面，如上所述，為了抵消輸入至高頻放大器120的直流電壓VDC 之漣波成分Vrip ，需要確保30°以上的剩餘相位ϕDZ ，因此即使極小化不動作時間DT之情況下，可以調整的相位差ϕDG 之範圍亦變窄。因此，為了穩定地獲得額定輸出，需要考慮如圖2所示的變壓器126之設計對策等。
藉由上述之控制方法，可以在不使用DC-DC轉換器之情況下，將如已知的高頻電源這樣從AC-DC轉換器所輸出的直流電壓中包含的漣波成分予以除去。如此則，不必使用DC-DC轉換器及其所包含的LC濾波器，因此對於高頻放大器的回饋控制迴路之響應頻率不會受到限制(亦即，不受限於LC濾波器之輸出頻率之1/10左右)。因此可以提高最終輸出的交流電壓之響應速度(例如可以達到已知的10倍左右之高速化)。
圖5係表示本發明之變形例的高頻電源裝置的概要的方塊圖。如圖5所示，變形例的高頻電源裝置100具備：如圖1所示的AC-DC轉換器110、多個高頻放大器120、分別連接到彼等多個高頻放大器120的相位轉換電路130、及設置在上述多個高頻放大器120的輸出側的輸出合成器140。亦即，在變形例的高頻電源裝置100中，係將多個高頻放大器120並列配置，且針對多個高頻放大器120設置一個(單一之)相位轉換電路130來進行輸出控制的構成。
從AC-DC轉換器110輸出的直流電壓VDC 分別直接輸入到多個高頻放大器120，並從多個高頻放大器120各自獨立地輸出高頻之交流輸出VRF1 及VRF2 。此時，從相位轉換電路130將同一閘極信號的Vgs A~Vgs B’輸入到多個高頻放大器120，因此在多個高頻放大器120中可以獲得已除去漣波且相位對齊了的交流輸出VRF1 及VRF2 。
輸出合成器140係將從多個高頻放大器120輸入的交流輸出VRF1 與VRF2 合成，並作為高頻之交流輸出VRF 進行輸出。藉此，可以整合多個高頻放大器120之輸出並增加最終獲得的交流輸出VRF 之大小(振幅值)。
圖6係表示本發明之另一變形例的高頻電源裝置的概要的方塊圖。如圖6所示，另一變形例的高頻電源裝置100，係和圖5所示者同樣地具備AC-DC轉換器110、多個高頻放大器120、分別設置在彼等多個高頻放大器120的相位轉換電路130、及設置在上述多個高頻放大器120的輸出側的輸出合成器140。亦即，在另一變形例的高頻電源裝置100中，係將多個高頻放大器120並列配置，並與各別的高頻放大器120對應地設置個別的相位轉換電路130來進行輸出控制而構成。
在這樣構成的高頻電源裝置100中，在多個高頻放大器120之每一個分別設置個別的相位轉換電路130，因此在各個高頻放大器120中，針對輸入的直流電壓VDC 執行除去漣波成分Vrip 而獲得交流電壓VRF1 或VRF2 。由於是在多個高頻放大器120個別進行漣波之除去，因此可以提高漣波之減低效果。
藉由上述這樣的構成，在本發明的高頻電源裝置及高頻電源裝置的輸出控制方法中，係將來自三相交流電源之輸入轉換為直流並且直接輸入至高頻放大器，針對輸入至多個FET元件的閘極信號提供能夠抵消包含於直流中的變動成分之相位差而進行開關，由此來生成高頻交流電力，因此可以減低針對來自三相交流電源之輸入進行直流轉換時的漣波，而且能夠控制高頻帶中的輸出。藉此例如可以實現與高速切換輸出電壓之輸出位準的2位準脈衝控制等能夠對應的高頻放大器之響應速度。此外，構成為可以省略已知的高頻電源裝置中所包含的DC-DC轉換器，因此可以實現大幅縮小電源裝置整體之尺寸。
另外，上述實施形態中的記述僅為本發明的高頻電源裝置及高頻電源裝置的輸出控制方法之一例，本發明不限定於各實施形態。此外，業者在不脫離本發明之要旨情況下可以進行各種變形，彼等變形亦包含於本發明之範圍內。
例如上述實施形態中示出根據高頻放大器120之輸出VRF 來調整施加於FET元件122A~122B’的閘極信號Vgs A~Vgs B’的所謂電壓回饋控制迴路之例，但是亦適用在對輸出的高頻之交流輸出VRF 之進行波成分進行調整的進行波電力回饋控制迴路。此外，在圖5及圖6所示變形例中示出，在2個高頻放大器120設置一個或個別的相位轉換電路130之例，但是亦可以並列設置3個以上之高頻放大器120及相位轉換電路130。
10:三相交流電源 100:高頻電源裝置 110:AC-DC轉換器 120:高頻放大器 122:全橋式電路 122A,122A’,122B,122B’:FET元件 124:線圈 126:變壓器 128:電容器 130:相位轉換電路 132:輸出檢測出器 134:誤差運算控制器 136:閘極信號生成電路 138:輸出指令 140:輸出合成器 VDC:直流電壓 VRF:交流輸出 VgsA,VgsA,VgsB,VgsB’:閘極信號 Vrip:漣波成分 ϕDG:相位差 ϕDZ:剩餘相位 ϕDT:不動作時間相位
[圖1]表示本發明之代表性一例的高頻電源裝置的概要的方塊圖。 [圖2]表示圖1所示高頻放大器之等效連接電路的電路圖。 [圖3]表示輸入至圖2所示FET元件的閘極信號之一例的時序圖。 [圖4]表示圖1所示高頻電源裝置中的輸入(直流電壓)與輸出(交流電壓)之關係的波形圖。 [圖5]表示本發明之變形例的高頻電源裝置的概要的方塊圖。 [圖6]表示本發明之另一變形例的高頻電源裝置的概要的方塊圖。
10:三相交流電源
100:高頻電源裝置
110:AC-DC轉換器
120:高頻放大器
130:相位轉換電路
132:輸出檢測出器
134:誤差運算控制器
136:閘極信號生成電路
138:輸出指令
VDC:直流電壓
VRF:交流輸出
ΦDG:相位差

Claims (12)

  1. 一種高頻電源裝置，係具備：AC-DC轉換器，其將來自三相交流電源之輸入轉換為直流；及高頻放大器，其包含多個FET元件，並輸出高頻交流電力；其特徵為： 前述AC-DC轉換器之輸出被直接輸入至前述高頻放大器， 該高頻電源裝置進一步包含相位轉換電路，其針對輸入至前述多個FET元件的閘極信號提供用於抵消包含於前述直流中的變動成分的相位差。
  2. 如請求項1之高頻電源裝置，其中 前述相位差，係包含額定輸出時的剩餘相位，且將該剩餘相位設為30°以上。
  3. 如請求項1或2之高頻電源裝置，其中 前述相位轉換電路包含：輸出檢測出器，其對前述高頻放大器之輸出電壓或輸出電力進行檢測；誤差運算放大器，其根據前述輸出檢測出器中檢測到的輸出檢測值與輸出指令值之差來確定對前述閘極信號之相位差進行控制的操作量；及閘極信號生成電路，其生成與前述操作量對應而設定的前述閘極信號。
  4. 如請求項1至3之中任一之高頻電源裝置，其中 多個前述高頻放大器被並列設置，並且從單一之相位轉換電路將信號分配給彼等多個高頻放大器， 在前述多個高頻放大器之輸出側還設置有輸出合成器。
  5. 如請求項1至3之中任一之高頻電源裝置，其中 多個前述高頻放大器被並列設置，並且在彼等多個高頻放大器分別配置有前述相位轉換電路， 在前述多個高頻放大器之輸出側還設置有輸出合成器。
  6. 如請求項1至5之中任一之高頻電源裝置，其中 前述FET元件為SiC-FET或GaN-FET。
  7. 一種輸出控制方法，係使用包含多個FET元件的高頻放大器針對來自三相交流電源之輸入進行轉換並作為高頻交流電力予以輸出的輸出控制方法，其特徵為： 將來自前述三相交流電源之輸入轉換為直流並且直接輸入至前述高頻放大器， 針對輸入至前述多個FET元件的閘極信號提供用於抵消包含於前述直流中的變動成分的相位差而進行開關，藉此來生成前述高頻交流電力。
  8. 如請求項7之輸出控制方法，其中 前述相位差，係包含額定輸出時的剩餘相位，且將該剩餘相位設為30°以上。
  9. 如請求項7或8之輸出控制方法，其中 前述相位差，係與根據檢測前述高頻放大器之輸出電壓或輸出電力所得的該輸出檢測值與輸出指令值之差而確定的操作量對應地被設定。
  10. 如請求項7至9之中任一之輸出控制方法，其中 多個前述高頻放大器被並列設置，並且將單一之前述相位差分別分配給彼等多個高頻放大器而構成， 將來自前述多個高頻放大器之輸出合成為前述高頻交流電力。
  11. 如請求項7至9之中任一之輸出控制方法，其中 多個前述高頻放大器被並列設置，並且個別地將前述相位差分別分配給彼等多個高頻放大器而構成， 將來自前述多個高頻放大器之輸出合成為前述高頻交流電力。
  12. 如請求項7至11之中任一之輸出控制方法，其中 前述FET元件為SiC-FET或GaN-FET。
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