CN115053447A - 高频电源装置及其输出控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种高频电源装置及其输出控制方法，能够降低对来自三相交流电源的输入进行直流转换时的纹波，并且能够进行高频带中的输出控制。一种高频电源装置，具备：AC‑DC转换器，其将来自三相交流电源的输入转换为直流；以及高频放大器，其包含多个FET元件，输出高频交流电力，其中，AC‑DC转换器的输出被直接输入到高频放大器，高频电源装置还包括：相位转换电路，其对向多个FET元件输入的栅极信号提供抵消直流中包含的变动成分的相位差。将来自三相交流电源的输入变换为直流并直接输入到高频放大器，对输入到多个FET元件的栅极信号赋予抵消直流中包含的变动成分的相位差来进行开关，由此生成高频交流电力。

Description

高频电源装置及其输出控制方法
技术领域
本发明涉及适用于等离子体产生装置等的高频电源装置，特别是涉及具备将来自三相交流电源的输入转换为直流的AC-DC转换器和包含多个FET元件的高频放大器的高频电源装置及其输出控制方法。
背景技术
高频电源装置适用于产生超声波振荡、感应电力或产生等离子体等的电源装置，作为其一例，已知有将来自三相交流电源的输入转换为直流(DC)，进而通过DC-RF转换部作为高频的交流电力输出的装置。作为应用于这样的等离子体处理系统的高频电源装置，例如在专利文献1中公开了一种高频电源，其包括AC-DC转换部、DC-DC转换部、高频生成部(交流电力输出单元)、RF检测部和RF电力控制部，DC-RF转换部作为开关元件由包含MOSFET的高频等任意的放大器构成，将来自交流的商用电源的输入转换为预定的高频的交流电力。在这样的高频电源中，能够在较宽的范围内稳定地适当地控制输出电力。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2015-144505号公报
发明内容
发明所要解决的课题
在如上述那样的以往已知的高频电源中，在将来自三相交流的商用电源的输入通过AC-DC转换部转换为直流时，成为伴随着被称为所谓的“纹波(ripple)”的电压变动的输出，因此构成为，通过经由DC-DC转换部，再转换为除去了纹波的直流电压，并提供给DC-RF转换部。此时，在利用DC-RF转换部进行输出控制时，具有构成DC-RF转换部的高频放大器(高频放大器)的响应速度依赖于成为输入的DC-DC转换部的响应速度的特征。
在此，一般的DC-DC转换器(converter)由逆变器和整流电路或斩波电路等构成，在其内部分别包含开关元件，并且包含用于使输出平滑化的LC滤波器。为了在这样的DC-DC转换器中降低上述的纹波，通常LC滤波器的谐振频率通常被设定为开关元件的开关频率的1/10以下。
另一方面，如专利文献1的高频电源所示，在检测来自RF检测部的输出而对DC-DC转换部进行反馈控制的情况下，需要将反馈环路的响应频率设定为比与DC-RF转换部的输出对应的上述LC滤波器的谐振频率低(例如LC滤波器的谐振频率的1/10以下)。因此，在以往的进行利用DC-DC转换器除去纹波的控制的高频电源中，其输出电压的响应速度依赖于DC-DC转换器的开关频率，并且成为其1/100左右，所以即使在DC-DC转换器的开关元件中应用了能够高速动作的MOS-FET等，也存在例如难以以几kHz、几十kHz这样的高频率的响应频率进行输出控制的问题。
本发明是为了解决上述以往的问题点而完成的，其目的在于提供一种高频电源装置及其输出控制方法，能够降低对来自三相交流电源的输入进行直流转换时的纹波，并且能够进行高频带中的输出控制。
用于解决课题的手段
为了解决上述课题，本发明的代表性的方式之一的高频电源装置具备：AC-DC转换器，其将来自三相交流电源的输入转换为直流；以及高频放大器，其包含多个FET元件，并输出高频交流电力，所述AC-DC转换器的输出被直接输入到所述高频放大器，所述高频电源装置还包括：相位转换电路，其对向多个所述FET元件输入的栅极信号提供抵消所述直流中包含的变动成分的相位差。
另外，本发明的另一方式之一的输出控制方法中，使用包含多个FET元件的高频放大器将来自三相交流电源的输入作为高频交流电力而输出，其中，将来自所述三相交流电源的输入转换为直流并直接输入到所述高频放大器，对向多个所述FET元件输入的栅极信号提供抵消所述直流中包含的变动成分的相位差来进行开关，从而生成所述高频交流电力。
根据具备这样的结构的本发明，将来自三相交流电源的输入转换为直流并直接输入到高频放大器，对向多个FET元件输入的栅极信号提供抵消直流中包含的变动成分的相位差来进行开关而生成高频交流电力，因此能够降低对来自三相交流电源的输入进行直流转换时的纹波，并且能够进行高频带中的输出控制。
附图说明
图1是表示本发明的代表性的一例的高频电源装置的概要的框图。
图2是表示图1所示的高频放大器的等效连接电路的电路图。
图3是表示向图2所示的FET元件输入的栅极信号的一例的时序图。
图4是表示图1所示的高频电源装置中的输入(直流电压)与输出(交流电压)的关系的波形图。
图5是表示本发明的变形例的高频电源装置的概要的框图。
图6是表示本发明的另一变形例的高频电源装置的概要的框图。
具体实施方式
以下，使用图1～图6对本发明的高频电源装置及其输出控制方法的代表性的具体例进行说明。
图1是表示本发明的代表性的一例的高频电源装置的概要的框图。如图1所示，高频电源装置100具备：AC-DC转换器110，其将来自三相交流电源10的输入转换为直流；高频放大器120，其包含后述的多个FET元件122A～122B’，并输出高频交流输出VRF；以及相位转换电路130，其对向上述FET元件122A～122B’输入的栅极信号Vgs提供抵消直流中包含的变动成分的相位差。而且，该高频电源装置100的较大的特征在于，AC-DC转换器110的输出VDC被直接输入到高频放大器120。
AC-DC转换器110构成为将来自商用的三相交流电源10的输入转换为直流电压VDC的电路块，作为这样的电路块，能够例示三相整流电路、三相功率因素校正电路等。高频放大器120是将来自AC-DC转换器110的直流电压VDC转换为预定频率(数百kHz～数十MHz的高频)的交流电力的电路块，关于其具体的结构在后面叙述。
作为其一例，相位转换电路130包括：输出检测器132，其检测从高频放大器120输出的高频交流输出VRF的输出电压或输出电力作为输出检测值；误差运算控制器134，其根据由输出检测器132检测出的输出检测值与输出指令值的差，决定用于控制向高频放大器120输入的栅极信号Vgs的相位差的操作量；以及栅极信号生成电路136，其根据来自误差运算控制器134的操作量来控制其相位差，生成向高频放大器120的FET元件122A～122B’输入的栅极信号Vgs。误差运算控制器134经由输出指令138接地，例如根据高频交流输出VRF的输出检测值中包含的纹波量(图4的Vrip的影响量)运算为了控制对上述栅极信号Vgs赋予的相位差φDG所需的操作量，并将包含该相位差φDG的栅极信号Vgs的输出指令发送给栅极信号生成电路136。然后，栅极信号生成电路136根据来自误差运算控制器134的操作量设定相位差，生成并输出向FET元件122A～122B’输入的栅极信号VgsA～VgsB’。
图2是表示图1所示的高频放大器的等效连接电路的电路图。如图2所示，作为其一例，图1所示的高频放大器120由以下部件构成：使用了4个FET元件122A、122A’、122B、122B’的所谓全桥电路122；与该全桥电路122的输出的一方连接的线圈124；与全桥电路122的输出侧连接的变压器126；以及与该变压器126的输出侧连接的电容器128构成。并且，线圈124以及电容器128作为高频滤波器发挥功能。另外，电容器128也可以配置在变压器的输入侧。另外，线圈124只要视为延迟负载(感应性负载)即可，因此也可以是配线电感。
全桥电路122构成为，被直接施加从AC-DC转换器110输出的直流电压VDC，在预定的定时对4个FET元件122A、122A’、122B、122B’进行开关，由此在它们中的2个同时驱动的状态下以预定的极性进行通电。4个FET元件122A、122A’、122B、122B’是在对栅极电极G分别施加作为栅极信号的栅极电压Vgs时通电的元件，在本具体例中，能够例示SiC-FET(碳化硅FET)、GaN-FET(氮化镓FET)等电流回流的情况下恢复损失也少的元件。
接着，使用图3以及图4，对本发明的代表性的一例的高频电源装置的输出控制方法的具体方式进行说明。
图3是表示向图2所示的FET元件输入的栅极信号的一例的时序图。另外，图4是表示图1所示的高频电源装置中的输入(直流电压)与输出(交流电压)的关系的波形图。
图3的(a)示出了现有的包含DC-DC转换器的高频电源装置中的输出控制的栅极信号Vgs。在现有的输出控制中，例如对图2所示的FET元件122A及122B’同时施加成为导通(ON)的栅极信号VgsA、VgsB’。然后，在预定的停止时间DT(死区时间：Dead time)之后，向FET元件122A’及122B同时施加成为导通的栅极信号VgsA’、VgsB。
接着，在经过了停止时间DT之后，再次反复进行栅极信号VgsA、VgsB’的施加。由此，在以往的输出控制中，在利用DC-DC转换器进行了纹波去除的基础上，在带斜线的区间输出高频的交流输出VRF。
图3的(b)表示图1所示的高频电源装置中的输出控制的栅极信号Vgs。在本发明的代表性的一例的输出控制中，在从对FET元件122A、122A’开始输入栅极信号VgsA、VgsA’的时刻迟了相位差φDG的时刻，开始向FET元件122B、122B’输入栅极信号VgsB、VgsB’。此时，相位差φDG被表述为相位角，能够使用额定输出时的残留相位φDZ和相当于停止时间的死区时间相位φDT，通过以下的数式1来计算。
[数式1]
φDG＝180°-(φDz+φDT)
此时，若将栅极信号Vgs的发送周期设为T，则死区时间相位φDT通过以下的数式2来计算。
[数式2]
φDT＝{DT/(T/2)}×180°
在此，如图4所示，在由上述的三相整流电路、三相功率因素校正电路等AC-DC转换器110转换后的直流电压VDC中，作为相当于商用三相交流的6倍频率成分的变动量而残留有纹波(ripple)成分Vrip。因此，配合该纹波成分Vrip的变动而使上述相位差φDG可变，从而能够消除输入到高频放大器120的直流电压VDC的纹波成分Vrip。通过对高频放大器120进行这样的开关控制，能够得到去除了纹波成分Vrip的高频的交流输出VRF。
此时，一般由AC-DC转换器110进行三相整流(转换)后的直流电压VDC的纹波成分Vrip成为转换前的交流波形的振幅值的大约14％。因此，优选的是，在将商用的三相交流电压的容许变动幅度设为10％的情况下，上述的数式1中的残留相位φDZ至少确保30°。
由此，如图3的(b)所示，若尽量减小残留相位φDZ和死区时间相位φDT，尽可能增大栅极信号VgsA及VgsA’与VgsB及VgsB’之间的相位差φDG，则这些重叠部分变大，因此能够进一步增大成为最终输出的高频的交流输出VRF的振幅值。另一方面，如上所述，为了消除输入到高频放大器120的直流电压VDC的纹波成分Vrip，需要确保30°以上的残留相位φDZ，因此即使能够使死区时间DT极小化，也会导致能够调整的相位差φDG的范围变窄。因此，为了稳定地得到额定输出，需要考虑对图2所示的变压器126的设计进行研究等。
通过上述的控制方法，能够不使用DC-DC转换器而将如以往的高频电源那样从AC-DC转换器输出的直流电压所包含的纹波成分去除。由此，不需要DC-DC转换器以及包含于该DC-DC转换器的LC滤波器，因此对高频放大器的反馈控制回路的响应频率不会被限制(即，不会被限制为LC滤波器的输出频率的1/10左右)。
因此，能够提高最终输出的交流电压的响应速度(例如以往的10倍左右的高速化)。
图5是表示本发明的变形例的高频电源装置的概要的框图。如图5所示，变形例的高频电源装置100具备：图1所示的AC-DC转换器110；多个高频放大器120；分别与这些多个高频放大器120连接的相位转换电路130；以及设置在上述多个高频放大器120的输出侧的输出合成器140。即，在变形例的高频电源装置100中，将多个高频放大器120并联配置，在每个高频放大器120中设置一个(单一的)相位转换电路130来进行输出控制。
对多个高频放大器120分别直接输入从AC-DC转换器110输出的直流电压VDC，分别独立地输出高频的交流输出VRF1和VRF2。此时，从相位转换电路130向多个高频放大器120输入作为同一栅极信号的VgsA～VgsB’，因此能够在多个高频放大器120中得到纹波被去除且相位一致的交流输出VRF1和VRF2。
输出合成器140将从多个高频放大器120输入的交流输出VRF1和VRF2合成，作为高频的交流输出VRF输出。由此，能够使来自多个高频放大器120的输出合并而使最终得到的交流输出VRF的大小(振幅值)增加。
图6是表示本发明的另一变形例的高频电源装置的概要的框图。如图6所示，其他变形例的高频电源装置100与图5所示的高频电源装置同样地，具备AC-DC转换器110、多个高频放大器120、分别配置于这些多个高频放大器120的相位转换电路130、以及设置于上述多个高频放大器120的输出侧的输出合成器140。即，在其他变形例的高频电源装置100中，将多个高频放大器120并联配置，设置与各个高频放大器120对应的单独的相位转换电路130来进行输出控制。
在这样的结构的高频电源装置100中，在多个高频放大器120中分别单独地设置有相位转换电路130，因此在各个高频放大器120中，对输入的直流电压VDC的纹波成分Vrip执行基于交流电压VRF1或者VRF2的去除动作。由此，通过多个高频放大器120分别进行纹波去除，因此能够提高纹波降低效果。
通过具备上述那样的结构，本发明的高频电源装置及其输出控制方法，将来自三相交流电源的输入转换为直流并直接输入到高频放大器，对向多个FET元件输入的栅极信号赋予抵消直流中包含的变动成分的相位差，进行开关而生成高频交流电力，因此能够降低对来自三相交流电源的输入进行直流转换时的纹波，并且能够进行高频带中的输出控制。由此，例如能够实现能够应对高速地切换输出电压的输出电平的2电平脉冲控制等的高频放大器的响应速度。另外，由于采用了省略以往的高频电源装置所包含的DC-DC转换器的结构，因此也能够实现大幅降低电源装置整体的尺寸。
另外，上述实施方式中的记述是本发明的高频电源装置及其输出控制方法的一例，本发明并不限定于各实施方式。另外，本领域技术人员能够在不脱离本发明的主旨的情况下进行各种变形，并不将它们从本发明的范围排除。
例如，在上述的实施方式中，例示了基于来自高频放大器120的输出VRF来调整对FET元件122A～122B’施加的栅极信号VgsA～VgsB’的所谓电压反馈控制回路，但也可以应用对所输出的高频的交流输出VRF的行波成分进行调整的行波电力反馈控制回路。另外，在图5以及图6所示的变形例中，例示了在2个高频放大器120中分别设置一个或者个别的相位转换电路130的情况，但也可以并联设置3个以上的高频放大器120以及相位转换电路130。
符号说明
10 三相交流电源
100 高频电源装置
110 AC-DC转换器
120 高频放大器
122 全桥电路
122A、122A’、122B、122B’ FET元件
124 线圈
126 变压器
128 电容器
130 相位转换电路
132 输出检测器
134 误差运算控制器
136 栅极信号生成电路
138 输出指令
140 输出合成器
VDC 直流电压
VRF 交流输出
VgsA、VgsA’、VgsB、VgsB’ 栅极信号
Vrip 纹波成分
φDG 相位差
φDZ 残留相位
φDT 死区时间相位。

Claims (12)

1.一种高频电源装置，其具备：AC-DC转换器，其将来自三相交流电源的输入转换为直流；以及高频放大器，其包含多个FET元件，并输出高频交流电力，其特征在于，
所述AC-DC转换器的输出被直接输入到所述高频放大器，
所述高频电源装置还包括：相位转换电路，其对向多个所述FET元件输入的栅极信号提供抵消所述直流中包含的变动成分的相位差。
2.根据权利要求1所述的高频电源装置，其特征在于，
所述相位差包含额定输出时的残留相位，将该残留相位设为30°以上。
3.根据权利要求1或2所述的高频电源装置，其特征在于，
所述相位转换电路包括：
输出检测器，其对所述高频放大器的输出电压或输出电力进行检测；
误差运算放大器，其基于由所述输出检测器检测出的输出检测值与输出指令值的差来决定对所述栅极信号的相位差进行控制的操作量；以及
栅极信号生成电路，其生成根据所述操作量设定的所述栅极信号。
4.根据权利要求1至3中的任一项所述的高频电源装置，其特征在于，
并列设置有多个所述高频放大器，并且从单一的相位转换电路向这些多个高频放大器分配信号，
在多个所述高频放大器的输出侧还设置有输出合成器。
5.根据权利要求1至3中的任一项所述的高频电源装置，其特征在于，
并列设置有多个所述高频放大器，并且对这些多个高频放大器分别独立地配置有所述相位转换电路，
在多个所述高频放大器的输出侧还设置有输出合成器。
6.根据权利要求1至5中的任一项所述的高频电源装置，其特征在于，
所述FET元件是SiC-FET或GaN-FET。
7.一种输出控制方法，使用包含多个FET元件的高频放大器将来自三相交流电源的输入作为高频交流电力而输出，其特征在于，
将来自所述三相交流电源的输入转换为直流并直接输入到所述高频放大器，
对向多个所述FET元件输入的栅极信号提供抵消所述直流中包含的变动成分的相位差来进行开关，从而生成所述高频交流电力。
8.根据权利要求7所述的输出控制方法，其特征在于，
所述相位差包含额定输出时的残留相位，将该残留相位设为30°以上。
9.根据权利要求7或8所述的输出控制方法，其特征在于，
所述相位差是检测所述高频放大器的输出电压或输出电力，并根据基于该输出检测值与输出指令值的差而决定的操作量来设定的。
10.根据权利要求7至9中的任一项所述的输出控制方法，其特征在于，
并列设置有多个所述高频放大器，并且对这些多个高频放大器分别分配并提供单一的所述相位差，
将来自多个所述高频放大器的输出进行合成而设为所述高频交流电力。
11.根据权利要求7至9中的任一项所述的输出控制方法，其特征在于，
并列设置有多个所述高频放大器，并且对这些多个高频放大器分别独立地提供所述相位差，
将来自多个所述高频放大器的输出进行合成而设为所述高频交流电力。
12.根据权利要求7至11中的任一项所述的输出控制方法，其特征在于，
所述FET元件是SiC-FET或GaN-FET。
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