JP2005519574A - リップルの少ない出力を備えた交流−直流変換器 - Google Patents

Abstract

信号を重ね合わせて、低電圧レベルで、電圧および電流のリップルが小さく、直流電流の大きい直流信号を生成する複数の電力変換ユニットを含む、交流−直流変換器である。直流信号は、さらに、ＬＣ低域通過フィルタによってフィルタをかけられ、負荷へ出力される前にリップルを最小化される。一実施形態において、複数の電力変換ユニットは、複数の入力パルス発生器によって電力を与えられるのが望ましい。一実施形態において、本電力変換ユニットは、そのゲート電圧が複数のパルス発生器によって制御されるような、フルブリッジ構成で配された複数のｎチャネルＭＯＳＦＥＴを含む、入力パルス発生回路によって電力を与えられる。

Description

本発明は、広く交流−直流変換器に関し、特に、リップルの少ない交流信号を作る交流−直流変換器に関する。

図１（ａ）は、交流−直流変換器の典型的な一例を示しており、ここには、電力変換ユニットと、インダクタ−コンデンサ低域通過フィルタと、入力パルス発生器とが含まれる。電力変換ユニットには、１次側と２次側の巻き線、及び、アノードが２次側巻き線のいずれかの突起にそれぞれ結合される２つの整流ダイオードが含まれる。次に、それらのダイオードのカソードは、低域通過フィルタに接続されるのと同時に、互いに接続される。１次側巻き線は、入力パルス発生器に接続される。

動作において、入力パルス発生器は、１次側巻き線を通して、図１（ｂ）に示すように交流信号を出力する。１次側巻き線を通った信号は、その後、２次側巻き線へと転送され、そこでは、信号の負の部分が、整流ダイオードによって整流されて、図１（ｃ）に示されるような信号を生み出す。この信号は、その後、低域通過フィルタによってフィルタがかけられ、図１（ｅ）に示すような出力リップルを伴う直流出力信号を出力する。
米国特許第５,６６８,４６４号 米国特許第５,６６３,８７６号

出力リップルは、出力直流電圧レベルが高い時の小さな摂動に過ぎないが、このリップルは、出力直流電圧レベルが低い時には、大きな問題になる。マイクロプロセッサのような現代の様々な半導体素子は、典型的には、直流低電圧で動作するので、このリップルは、素子の正しい動作の妨害をするかも知れない。典型的な現代の半導体素子の、直流電圧で許容できるリップルは、１％が限界である。例えば１Ｖの直流低電圧で動作する半導体素子に対して、電圧リップルは、大きな関心事であり、それは、絶対的な許容できるリップルが、動作電圧が下がるにつれて小さくなるからである。

出力リップルを最小化するための１つの方法は、変換器のフィルタ能力を改善することである。これは、低域通過フィルタ内のコンデンサについて、容量を増やすこと、および／または、インピーダンスを下げることによって達成される。低い直列インピーダンスを持った現実のコンデンサは、実際には、高価なのが普通である。しかし、大きなコンデンサは、より広い面積を占め、低インピーダンスのコンデンサは、高価である。代わりに、より大きなインダクタを、フィルタ能力を改良するのに使用することができる。しかし、より大きなインダクタもまた、より広い面積を占める。加えて、それらは、より容易に飽和する。

出力リップルを減らすための他の方法は、入力信号の周波数を上げることである。しかし、インダクタを通って高い周波数の電流が流れると、インダクタのフェライトの中に高い周波数の束の変化が起き、これによって、コアの損失が増加し、インダクタの効率が減少する。加えて、低損失のフェライト物質を持ったインダクタは、高価である。

標準的な交流−直流変換回路を変更することによって、出力リップルを減らす試みがいくつか成されてきた。例えば、ここに組み入れる、Krein他による特許文献１は、出力リップルを打ち消す交流リップル信号を生成する帰還制御回路を組み込んだ、交流−直流変換回路を特許請求している。この変換回路の欠点は、帰還制御回路が、この回路を複雑にするだけでなく、小さな半導体素子の内部に貴重な面積を占めるということである。加えて、出力インダクタは、インダクタの性能を落とす可能性のある、交流電流リップルを伝える。他の特許として、ここに組み入れる、Newton他による特許文献２は、出力リップルを伴わずに直流信号を作り出すことのできる、２つの出力インダクタを備えた整流回路について記載している。しかし、この特許は、所定の動作条件で動作する特定のインダクタンス値を備えたインダクタを用いないと、達成することができないものである。加えて、２つの出力インダクタを通る電流と電圧のリップルは、大きいものであり、性能を損なう可能性がある。

従って、直流電圧レベルが低く、電圧と電流のリップルが小さく、直流出力電流が大きい直流信号を、大きなコンデンサおよび／またはインダクタ、あるいは複雑な追加回路や、厳格な動作条件などが無くとも作り出すような、改良された交流−直流変換器に対する要求がある。

従って、本発明の目的は、電圧レベルが低く、出力リップルが小さく、大きなコンデンサおよび／またはインダクタや複雑な追加回路や厳格な動作条件が無くても作り出せるような交流−直流変換器を提供することである。

本発明のもう一つの目的は、電圧レベルが低く、出力インダクタを通る電圧と電流のリップルが小さく、直流出力電流が大きい直流信号を、大きなコンデンサおよび／またはインダクタ、あるいは複雑な追加回路や、厳格な動作条件などが無くとも作り出すような、交流−直流変換器を提供することである。

要約すると、本発明は、電圧レベルが低く、電圧および電流リップルが小さく、直流電流が大きな直流信号を生成するために、信号を重ねる複数の電力変換ユニットを含む交流−直流変換器を提供する。一実施形態において、その交流−直流変換器は、複数の電力変換ユニットと、入力パルス発生システムと、低域通過フィルタとを備える。各電力変換ユニットには、１次側巻き線と２次側巻き線を備えた変圧器と、１次側巻き線に接続される直流阻止コンデンサと、アノードが２次側巻き線に接続される整流ダイオードとが含まれる。上記の整流ダイオードのカソードは、低域通過フィルタに接続されると同時に、互いに接続され、その結果、各電力変換ユニットを、低域通過フィルタに接続すると同時に、互いに接続する。上記低域通過フィルタは、インダクタ−コンデンサ低域通過フィルタであることが望ましい。上記入力パルス発生システムは、複数の入力パルス発生器を含み、それぞれが電力変換ユニットの直流阻止コンデンサに接続されるのが望ましい。

動作上、各入力パルス発生器は、位相は違っても他の発生器が生成した信号と同じ矩形波入力信号を出力するのが望ましく、その結果、信号は、重なり合って、その信号の内の少なくとも一つが、所定の瞬間にハイになる。一実施形態において、その矩形波信号は、互いに対して等しく位相シフトしている。各入力信号は、直流阻止コンデンサを通って１次側巻き線に送信され、上記コンデンサは、信号中の直流バイアスをすべてフィルタして除き、その後に、信号は、１次側巻き線から２次側巻き線へ転送される。各２次側巻き線における上記信号は、その後、整流ダイオードに送信され、この整流ダイオードは、信号の負の部分を整流する。整流された各信号は、その後、重ねられて、直流電圧レベルが低く、電圧と電流のリップルが小さく、直流電流の大きな直流信号を生成する。直流信号は、その後、低域通過フィルタによってフィルタがかけられて、さらに電圧と電流のリップルがひらされて、直流出力信号を生成する。

他の一実施形態において、本交流−直流変換器には、上述した変換器と同じ電力変換ユニットと低域通過フィルタが含まれ、入力パルス発生システムは、改良されたものが含まれる。改良された入力パルス発生システムには、第１，第２，第３，第４のｎチャネルＭＯＳＦＥＴがフルブリッジ構成になったものが含まれるのが望ましく、第１および第３のＭＯＳＦＥＴのドレーンは、互いにそして接地電位に接続され、同じＭＯＳＦＥＴのソースは、第２および第４ＭＯＳＦＥＴのドレーンにそれぞれ接続され、第２および第４ＭＯＳＦＥＴのソースは、直流電圧源と直流阻止コンデンサに接続される。直流阻止コンデンサは、第１および第２電力変換ユニットにも接続され、ここで、第１および第２電力変換ユニットの第１および第２の１次側巻き線は、互いに、一つの突起上の直流阻止コンデンサと、他のそれぞれの突起上の第１および第３ＭＯＳＦＥＴのソースとに接続する。第１，第２，第３，第４パルス発生器は、第１，第２，第３，第４ＭＯＳＦＥＴに、それぞれ接続される。第１および第２パルス発生器は、矩形波を出力して、第１ＭＯＳＦＥＴと第２ＭＯＳＦＥＴを交互にオンに切り替える、すなわち、第１ＭＯＳＦＥＴあるいは第２ＭＯＳＦＥＴのいずれかがオンに切り替わるが、同時にはオンにならない。両方のＭＯＳＦＥＴがオフに切り替わる間の短い期間は、ＭＯＳＦＥＴの交互にスイッチングする間に挟まり、直流電圧源が接地電位に接続されるのを防ぐ。第１ＭＯＳＦＥＴと第２ＭＯＳＦＥＴとを交互にオンに切り替えることにより、第１の１次側巻き線は、直流電圧源と接地電位とに交互に接続され、巻き線を横切る信号を生成する。

第３および第４パルス発生器は、それぞれ第１および第２パルス発生器と同じではあるが、１８０度位相のシフトした信号を出力する。これは、第２の１次側巻き線を横切る信号を生成し、この信号は、第１の１次側巻き線を横切る信号と同じであるが位相が１８０度シフトしたものである。第１および第２の１次側巻き線を横切る信号は、ローでいるより長い間ハイであるのが望ましく、その結果、２つの信号がハイである間、２つの信号は重なり、いずれの瞬間も少なくとも一つの信号がハイとなる。１次側巻き線における信号は、その後、２次側巻き線に転送され、その後に、整流ダイオードに転送されて、そこで信号の負の部分が整流される。整流された信号は、その後、重ねられて、電圧レベルが低く、電圧と電流のリップルが小さく、直流電流の大きな直流信号を作り出す。重ねられた直流信号は、その後、インダクタ−コンデンサ低域通過フィルタによってフィルタにかけられ、負荷に出力される前に、さらにリップルを最小化する。

図２では、本発明による交流−直流変換器１０の一実施形態が示される。図２に示されるように、交流−直流変換器１０は、１次側巻き線１１０と２次側巻き線１２０を備えた変圧器１００と、１次側巻き線１１０に接続される直流阻止コンデンサ３００と、２次側巻き線１２０に接続される整流ダイオード４００のような整流器とを各々が含んだ、複数の電力変換ユニットを含むのが望ましい。変圧器は、交流−直流変換器１０が分離しないために、インダクタで置き換えることができる。

本明細書を参照すると、当業者ならば、図２では３つの電力変換ユニットが描かれているが、少しのユニットあるいは追加ユニットを正しい変更で加えることができることを理解されよう。電力変換ユニットの数を増やすことで、直流出力電圧内にあるリップルの相対量を減らすことが望ましい。さらなる電力変換ユニットを、本発明のいずれかの実施形態に加えて、電圧リップルを減らして直流電流出力を増やすことができる。

入力パルス発生器２００は、直流阻止コンデンサ３００に各々接続される。ダイオード４００のカソードは、ノードＢで接続されて、各電力変換ユニットからの信号は、そのノードにチャネルされて、そのノードで重ねられるのが望ましい。複数の電力変換ユニットからの信号を重ねることで、有利なことに、電圧レベルが低く、電圧と電流のリップルが小さく、直流電流が大きな直流信号が提供されるが、これは、図３（ｇ）と共に以下で説明される。インダクタ５００とコンデンサ６００とから作られる、インダクタ−コンデンサ（ＬＣ）低域通過フィルタは、ノードＢにおいて、整流ダイオード４００のカソードに接続する。ＬＣ低域通過フィルタのインダクタ５００の出力突起は、出力直流信号を負荷７００に提供する。

交流−直流変換器１０の動作の様々な局面が、図３（ａ）〜（ｈ）に描かれている。図３（ａ）〜（ｃ）には、入力パルス発生器２００によって生成される信号が図示されている。入力パルス発生器２００は、各々、時間依存の電気信号を提供するのが望ましい。こうして、入力パルス発生器２００は、時間的に等分に交替する結果、いかなる瞬間にも少なくとも一つの入力信号がハイであるような、望ましくは等しい振幅とパルス巾の矩形波のような、周期的な波形を生成するのが望ましい。すなわち、入力パルス発生器２００によって与えられる時間依存の電気信号達は、位相が不一致である。

パルス発生器による波形出力の周波数は、一定の、あるいは変化するものである。適切な周波数の限定を受けない範囲の中には、例えば、約２５ｋＨｚから約１ＭＨｚの範囲の周波数が含まれるが、それは例えば約１００ｋＨｚから５００ｋＨｚの周波数である。本明細書を参照すると、当業者ならば、交流−直流変換器１０の部品の、キャパシタンスやインダクタンスのような値は、パルス発生器から受け取る波形の周波数によって決まることを理解されよう。

各入力信号は、直流阻止コンデンサ３００を通って１次側巻き線１１０に送信されるが、これによって、信号内のいかなる直流バイアスも減らすか、望むらくは阻止して、変圧器１００の飽和を防ぐ。各信号は、その後、１次側巻き線１１０から２次側巻き線１２０へ転送されて、この転送によって、時間依存の出力信号を作る。

２次側巻き線１２０（ノードＡ）における時間依存の出力信号が、図３（ｄ）〜（ｆ）に図示されている。これらの信号は、コンデンサ３００と１次側巻き線１１０によって形が作られ、やや下方に電圧がシフトした、鋸歯状の波形となる。２次側巻き線１２０における時間依存の信号は、交流−直流変換器１０によって受け取られる入力信号よりも小さな絶対直流バイアスを備えている。絶対直流バイアスとは、直流バイアスの絶対値を意味している。

２次側巻き線１２０（ノードＡ）における時間依存の出力信号は、信号の正の部分だけが残るように、ダイオード４００によって整流される。整流した後、各電力変換ユニットからの信号は、ノードＢにチャネルされ、ノードＢで互いに重ねられて、図３（ｇ）に描かれる信号となる。図から分かるように、一つの電力変換ユニットからの信号が何らかの著しい程度まで減衰する前に、他の電力変換ユニットからの第２の信号が、第１の信号の上に重ねられて、結果として、電圧と電流のリップルが最小の直流信号ができる。加えて、信号を重ねることによって、各電力変換ユニットは、ノードＢにおける電流全体に寄与でき、そのノードと変換器の出力とにおける信号の電流レベルを増加させる。整流器は、反転されて、負の直流出力電圧を得ることができる。

別の実施形態において、整流ダイオード４００は、例えば、ＭＯＳＦＥＴあるいは同期式整流器のような電子スイッチと置き換えることができる。同期式整流器は、ダイオードをＭＯＳＦＥＴと置き換えることによって提供される。例えば、ダイオード４００の置き換えは、正しいゲートの駆動順序を持ったＭＯＳＦＥＴによって行われる。ＭＯＳＦＥＴのゲート駆動電圧は、ＭＯＳＦＥＴが置かれている回路のパスが、順電流（forward current）以下である時に、オンするようにプログラムされる。ＭＯＳＦＥＴは、０.６Ｖより小さい電圧降下を持ち、この電圧は、ダイオードには典型的なものである。

図３（ａ）〜（ｉ）に戻って、ノードＢにおける信号は、インダクタ５００とコンデンサ６００とによって作られるＬＣ低域通過フィルタによって、次にフィルタがかけられ、さらに電圧と電流が下げられて、図３（ｉ）で描かれる出力直流信号を作り出す。リップルを最小化するために、フィルタ要素として動作した上に、インダクタ５００は、交流−直流変換器１０の直流出力電流と等しい電流を備えた、負荷７００用の所定の等価直流電流源としても動作する。所定の電流負荷と共に、入力パルス発生器２００は、入力パルス信号と同相の入力電流波形を生成することができるだろう。加えて、所定の電流源負荷は、変圧器の漏洩インダクタンス、もしくは負荷側の未定義のキャパシタンスの間の共振といった、望ましくない多くの回路動作を最小化する。定義済みの電流源負荷は、ダイオード４００と入力パルス発生器２００から引き出すＲＭＳ電流を少なくし、それによって、ピーク電流によってできる信号損失を減らす。ダイオード４００あるいはパルス発生器２００は、矩形状の電流波形を経験するのが望ましく、これによって、電流の平均値に比べて最小のＲＭＳ値を提供する。波形の形状は、予測不可能な負荷電流によってより、むしろインダクタによって、矩形波に決まる。電流の平均値は、負荷によって決定される。

図３（ｇ）を参照すると、Ｂにおける電圧のリップルは、出力インダクタにおける電圧リップルがスイッチング矩形波である従来技術による電圧源でそうであったように、ゼロにはならない。Ｂにおけるリップルは小さいので、出力インダクタ５００は、大きなインダクタンスを必要としない。インダクタ５００のインダクタンスは、所定の電流源負荷を、パルス発生器２００とダイオード４００に提供するように選択されるのが望ましい。出力インダクタ５００は、従来技術のフィルタインダクタよりもかなり小さいので、適切なインダクタは、プリント回路基板トレースインダクタンスのような、回路からの寄生インダクタンスであろう。

出力電圧の大きさは、入力パルスの振幅と、そのパルス巾のデューティサイクルと、絶縁変圧器の巻き線比とから決定される。例えば、入力パルスの振幅が増加すると、直流出力電圧の振幅が増加し、絶縁変圧器の巻き線比が小さくなった時も同様である。ここで、Ｎを１次側巻き線と２次側巻き線の巻き数とする時、巻き線比は、１次側Ｎ／２次側Ｎで定義される。２次側巻き数である２次側Ｎが大きくなると、巻き数比は小さくなり、従って、出力電圧は増加する。

変圧器に与えられる矩形波のような交流電圧波形は、直流成分がゼロであるのが望ましい。ゼロ直流成分を伴った電圧波形に対して、波形の電圧ｖの時間曲線より下の正の領域は、電圧ｖの時間曲線より下の負の領域の絶対値に等しい。すなわち、波形の正の領域を積分したものは、負の領域の積分したものの絶対値に等しい。入力パルスのデューティサイクルが変化する時には、変圧器によって作られる交流電圧は、一定の電圧時間積分を与えるように変化するのが望ましい。一定の時間積分によって、正の領域の積分は、波形の負の領域の絶対値に等しいままであることになる。加えて、波形のピーク間電圧も、デューティサイクルが変化しても、一定のままであるのが望ましい。例えば、もし負のピーク振幅の絶対値が小さくなると、正のピーク振幅は大きくなって、ピーク間電圧を一定に保つのが望ましい。これによって、整流の後に正の振幅が変化し、その後、直流出力電圧を作り出す。

交流−直流変換器１０は、本発明に従って、図４に示される交流−直流変換器２０へと変更することができる。変更された交流−直流変換器には、入力パルス発生回路と、２つの電力変換ユニットと、コンデンサ−インダクタ低域通過フィルタとが含まれる。入力パルス発生回路は、パルス発生器２３０から複数の入力信号を受け取って、それによって、電力変換ユニットへ与えられる、中間の時間依存の信号を用意するのが望ましい。電力変換ユニットは、直流出力信号を用意するために結合される、時間依存の信号を出力する。

入力パルス発生回路には、４つのｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・２１０Ａ〜２１０Ｄのような複数の電界効果トランジスタと、直流電圧源２４０と、パルス発生器２３０Ａ〜２３０Ｄとが含まれる。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ・２１０Ａ〜２１０Ｄは、それぞれ、直流電圧源２４０に結合するＭＯＳＦＥＴ・２１０Ａと２１０Ｃと結合されるドレーンと、ＭＯＳＦＥＴ・２１０Ｂと２１０Ｄに結合されるソースを備えた、フルブリッジ（full bridge）構成で配置される。ＭＯＳＦＥＴ・２１０Ｂと２１０Ｄのソースは、接地電位と直流阻止コンデンサ３００とに結合される。ＭＯＳＦＥＴ・２１０Ａ〜２１０Ｄの各ゲートは、図５（ａ）〜（ｄ）と共に以下に説明する、特定の周期と振幅のパルスを出力するように各々プログラムされているパルス発生器２３０Ａ〜２３０Ｄに結合される。ＭＯＳＦＥＴは、以下に説明するように、オンとオフの間を切り替わるトグルスイッチとして動作するのが望ましい。しかして、スイッチング機能を実行するのに使用することもできるｐチャネルＭＯＳＦＥＴは、本発明の交流−直流変換器の中で使用することができる。

入力信号発生回路は、入力信号を、２つの電力変換ユニットに提供する。各電力変換ユニットには、変圧器１００と整流ダイオード４００が含まれる。２つの電力変換ユニットは、１つの直流阻止コンデンサ３００を共有し、それ以上のコンデンサを不要としている。１次側巻き線１１０Ａと１１０Ｂは、ノードＣとＤとに、それぞれ結合され、また直流阻止コンデンサ３００に結合される。２次側巻き線１２０は、各々、ダイオード４００に結合される。ダイオード４００のカソードは、ノードＢに接続されて、各電力変換ユニットからの信号は、ノードにチャネルされ、ノードで重ねられる。次に、ノードＢは、インダクタ５００とコンデンサ６００とから形成されるＬＣ低域通過フィルタに接続される。ＬＣ低域通過フィルタのインダクタ５００の出力突起は、得られた直流信号を負荷７００に出力する。変圧器は、交流−直流変換器２０を絶縁しないために、インダクタと置き換えることができる。

交流−直流変換器２０の動作の様々な側面が、図５（ａ）〜（ｉ）に図示されている。最初の４枚の図５（ａ）〜（ｄ）は、ＭＯＳＦＥＴ・２１０Ａ〜２１０Ｄのゲートに与えられるパルス発生器２３０によって作られる信号を描いている。パルス発生器２３０Ａと２３０Ｃとからの信号は、１８０度位相シフトしている以外は同じである。同様にパルス発生器２３０Ｂと２３０Ｄとからの信号は、１８０度位相シフトしている以外は同じである。パルスのタイミングは、交流−直流変換器１０の直流出力内のリップルを最小化するために重要であり、以下で図５（ｇ）と共に説明される。

パルス発生器２３０Ａにおける信号がハイで、パルス発生器２３０Ｂにおける信号がローの時、ＭＯＳＦＥＴ２１０Ａは、ＭＯＳＦＥＴ２１０Ｂがオフに切り替わっている間に、オンに切り替わり、１次側巻き線１１０ＡをノードＣにおいて直流電圧源２４０に接続する。直流電圧源２４０よりも低い電位においてコンデンサ３００で、電圧降下が１次側巻き線１１０Ａを通して起こり、電流を１次側巻き線１１０Ａを通して充電コンデンサ３００に流す。コンデンサ３００が放電するにつれて、１次側巻き線１１０Ａを挟んでの電圧の差は少なくなる。

パルス発生器２３０Ａにおける信号がローで、パルス発生器２３０Ｂにおける信号がハイの時、ＭＯＳＦＥＴ・２１０はオフし、ＭＯＳＦＥＴ・２１０Ｂはオンし、１次側巻き線１１０ＡをノードＣを通して接地電位に接続する。そして、１次側巻き線１１０Ａを挟んでの電圧の差は反転し、コンデンサ３００は電圧と電流を、１次側巻き線１１０Ａを通して点Ｃを通って接地電位に放電する。コンデンサ３００が放電するにつれて、１次側巻き線１１０Ａを挟む電圧の差は少なくなる。

その間パルス発生器２３０Ａと２３０Ｂの両方からの信号がローであるような短い期間が、ＭＯＳＦＥＴが絶対に同時にオンしないように、スイッチングＭＯＳＦＥＴ２１０Ａと２１０Ｂの間に交互に挿入される。そして、例えば、波形５Ａ／５Ｂと５Ｃ／５Ｄは、望ましくは直交する波形の第１の組と第２の組を表している。これによって、直流電圧源が、直接的に接地電位に接続されて、直流電圧源を損傷しないようにする。信号２３０Ａと２３０Ｂがローのとき、１次側巻き線１１０Ａを挟む波形は、１次側巻き線の磁化電流によって、正もしくは負である。１次側巻き線の磁化電流は、２つの直交するＭＯＳＦＥＴの本体ダイオードを通して流れるであろう。本体ダイオードは、各ＭＯＳＦＥＴに特有のものであり、それでもって逆平行に接続される。磁化電流の方向と大きさとは、磁化距離と動作デューティサイクルと変圧器の位相とによって決まる。その期間は短く、ロー出力リップル電圧が発生するのを阻止するのが望ましい。

パルス発生器２３０Ａおよび２３０Ｂと、ＭＯＳＦＥＴ・２１０Ａおよび２１０Ｂの相互動作によって、図５（ｅ）に示されるような、１次側巻き線１１０Ａを通り下方向にシフトした鋸状の波形が作られる。波形の大まかな形状は、ＭＯＳＦＥＴ・２１０Ａと２１０Ｂおよび１次側巻き線１１０Ａのインピーダンスと同様に、コンデンサ３００の充電と放電によって生じる。入力パルス発生器２３０Ｃと２３０ＤおよびＭＯＳＦＥＴ・２１０Ｃと２１０Ｄは、入力パルス発生器２３０Ａと２３０ＢおよびＭＯＳＦＥＴ・２１０Ａと２１０Ｂと同様に、相互動作し、しかし１８０度位相シフトして、１次側巻き線１１０Ｂを横切る波形を、図５（ｆ）に示すように生成する。

直流阻止コンデンサ３００を共有することは、交流−直流変換器５０の利点である。例えば、直流阻止コンデンサが巻き線１１０Ａを通して充電され、巻き線１１０Ｂによって放電される時には、阻止コンデンサを通して流れるＲＭＳ電流は、減るのが望ましい。そして、他の電圧源と比較して、より小さいか、より低い品質のコンデンサを使用することができる。

信号は、１次側巻き線１１０から２次側巻き線１２０へ回され、そこでダイオード４００によって整流され、信号の正の部分だけが残る。各電力変換ユニットからの信号は、その後、ノードＢで重ねられて、図５（ｇ）で示すような信号になる。特に、一つの電力変換ユニットからの第１の信号が重大な程度まで減衰する前に、第２電力変換ユニットからの第２の信号が第１の信号の上に重ねられ、その結果、変換器の出力におけると同様に、ノードＢにおいて電圧と電流のリップルが最小の、直流信号になる。複数の電力変換ユニットからの信号を重ねることによって、各電力変換ユニットは、ノードＢにおいて電流に寄与することができ、そのノード、ひいては変換器の出力において、信号の電流レベルを増やす。ノードＢにおける信号は、さらに、インダクタ５００とコンデンサ６００から作られるＬＣ低域通過フィルタによってフィルタがかけられ、さらに電圧リップルを減らし、図５（ｉ）において示される直流信号を生み出す。整流器は、反転されて、負の直流出力電圧を得る。

直流出力電圧の振幅は、パルス発生器２３０が作るパルスのデューティサイクルによって決まる。オンのデューティサイクルを増やすことによって、パルス発生器の直流平均電圧が増加し、それによって、直流阻止コンデンサを横切る電圧が増加する。直流阻止コンデンサ３００を横切る、より高い電圧で、１次側巻き線１１０Ａと１１０Ｂを挟む電圧差は、１次側巻き線１１０Ａと１１０Ｂが直流電圧源２４０に接続される時に、より小さくなり、ノードＢ、ひいては出力における信号の振幅を小さくなる。

交流直流変換器１０あるいは２０は、変圧器１００あるいは他の回路素子内の寄生あるいは漏洩インピーダンスによって起きる、鋭い電圧のエッジおよび望まれない電圧のスパイクを取り除くために変更することができる。例えば、緩衝回路を、整流ダイオード４００、２次側巻き線１２０を横切って、あるいは低域通過フィルタ５００と６００を横切って追加することができる。

本発明は、ここに記載した特定の実施形態による範囲内に制限されるものではなく、本発明の個々の面を単に説明することを意図しており、そして機能的に等価な方法と部品とは、本発明の範囲内にある。実際、ここに示し説明したものに加えた、本発明の様々な変更は、当業者には、前述の説明と添付の図面とから明らかとなろう。そのような変更は、添付の特許請求の範囲の内にあることを意味している。

本明細書で触れた全ての出版物と特許とは、個々の各出版物あるいは特許明細書が、特別にかつ個々に参照のために組み込まれることを指示されるのと同様に、全て参照のためにここに組み入れられる。

（ａ）は、典型的な従来技術による交流−直流変換器の図である。（ｂ）は、（ａ）の変換器の１次側巻き線を横切る入力パルス発生器によって生成される入力信号のグラフである。（ｃ）は、（ｂ）に示される信号が、１次側巻き線から２次側巻き線へ転送されて、（ａ）で示される変換器の整流ダイオードによって整流された後のグラフである。（ｄ）は、（ａ）に示される変換器のインダクタを通って流れる電流のグラフである。（ｅ）は、（ａ）に示される変換器の出力直流信号のグラフである。 本発明による好ましい交流−直流変換器の図である。 （ａ）〜（ｃ）は、図２に示される変換器の入力パルス発生器によって生成される信号のグラフである。（ｄ）〜（ｆ）は、図２に示される変換器の２次側巻き線を横切る信号のグラフである。（ｇ）は、図２に示される変換器のノードＢにおける信号のグラフである。（ｈ）は、図２に示される変換器の出力インダクタを横切る電流のグラフである。（ｉ）は、図２に示される変換器の出力直流信号のグラフである。 本発明による交流−直流変換器の別の実施形態である。 （ａ）〜（ｄ）は、図４に示される変換器のパルス発生器によって生成される信号のグラフである。（ｅ），（ｆ）は、図４に示される変換器の２次側巻き線を横切る信号のグラフである。（ｇ）は、図４に示される変換器のノードＢにおける信号のグラフである。（ｈ）は、図４に示される変換器の出力インダクタを横切る電流のグラフである。（ｉ）は、図４に示される変換器の出力直流信号のグラフである。

符号の説明

１０…交流−直流変換器
１００…変圧器
１１０…１次側巻き線
１２０…２次側巻き線
２００…入力パルス発生器
３００…直流阻止コンデンサ
４００…整流ダイオード
５００…インダクタ
６００…コンデンサ
７００…負荷

Claims (28)

1. 複数の入力信号から一つの直流信号を作るための装置において、
   各々が、それぞれの入力信号から時間依存の出力信号を作るように構成された、複数の電力変換器と、
   前記時間依存の出力信号を結合して、それによって直流信号を作るための重ね合わせ回路と
   を備え、前記時間依存の各出力信号は、それぞれ異なる位相を持っていることを特徴とする装置。
2. 各電力変換器は、変圧器に接続されるコンデンサを備え、前記コンデンサは、入力信号を受け取り、前記変圧器は、時間依存の出力信号を出力することを特徴とする請求項１記載の装置。
3. 前記重ね合わせ回路は、時間依存の出力信号を整流するための複数の整流器を備えることを特徴とする請求項１記載の装置。
4. 前記重ね合わせ回路は、整流の後に、時間依存の出力信号を結合することを特徴とする請求項３記載の装置。
5. 前記整流器はダイオードであることを特徴とする請求項３記載の装置。
6. 各入力信号は、それぞれ異なる位相を持った時間依存の入力信号であることを特徴とする請求項１記載の装置。
7. 各入力信号は、矩形波と正弦曲線の少なくとも一つを備えることを特徴とする請求項６記載の装置。
8. さらに、前記複数の入力信号を提供するための少なくとも一つの電力源を備えることを特徴とする請求項６記載の装置。
9. 時間依存の出力信号の絶対直流バイアスは、時間依存の入力信号の絶対直流バイアスよりも小さいことを特徴とする請求項６記載の装置。
10. 複数の入力信号から直流信号を作るための装置において、
    前記複数の入力信号から、複数の中間の時間依存の信号を作るための入力回路と、
    各々がそれぞれの中間の時間依存の信号から、時間依存の出力信号を作るように構成された複数の電力変換器と、
    前記時間依存の出力信号を結合して、それによって直流信号を作るための重ね合わせ回路と
    を備え、
    時間依存の各出力信号は、それぞれ異なる位相を持っていることを特徴とする装置。
11. 前記入力回路は、第１の組および第２の組のトランジスタを備え、第１および第２の組の各要素は、それぞれドレーンとソースとゲートを持っていることを特徴とする請求項１０記載の装置。
12. 前記トランジスタは、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であることを特徴とする請求項１１記載の装置。
13. 前記第１の組のトランジスタの各要素のドレーンは、直流電圧においてバイアスされ、前記第１の組のトランジスタの各要素のソースは、それぞれの電力変換器と電気的な伝達があることを特徴とする請求項１２記載の装置。
14. 前記第２の組のトランジスタの各要素のドレーンは、第１の組のトランジスタのそれぞれの要素のソースと電気的な伝達があることを特徴とする請求項１３記載の装置。
15. 前記第１および第２の組のトランジスタの各要素のゲートは、入力信号のそれぞれ一つを受信し、前記第１および第２の組のトランジスタが受信した入力信号は、異なるデューティサイクルを持つことを特徴とする請求項１４記載の装置。
16. 前記第１および第２の組のトランジスタの各要素のゲートは、入力信号のそれぞれ一つを受信し、第１および第２の組のトランジスタが受信した入力信号は、異なる位相を持つことを特徴とする請求項１５記載の装置。
17. 前記入力回路は、フルブリッジ構成で接続される複数のＭＯＳＦＥＴを備えることを特徴とする請求項１０記載の装置。
18. 前記入力回路は、さらに、ＭＯＳＦＥＴのサブセットの各要素のドレーンに接続される直流電圧源を備えることを特徴とする請求項１７記載の装置。
19. 電力源からのそれぞれの入力信号は、前記複数の各々のＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を制御し、それによって中間の時間依存の信号を作ることを特徴とする請求項１８記載の装置。
20. 各入力信号は、時間依存の入力信号であることを特徴とする請求項１９記載の装置。
21. 前記入力信号は、前記電力変換器を交互に直流電圧源と接地電位とに接続するために、前記ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を制御して、ＭＯＳＦＥＴをオンとオフに切り替えることを特徴とする請求項２０記載の装置。
22. 各電力変換器は、１次側巻き線と２次側巻き線とを持った変圧器を備えることを特徴とする請求項２１記載の装置。
23. 前記各電力変換器は、さらに、アノードが前記２次側巻き線に接続し、カソードが他の前記変換器の少なくとも一つの他の整流ダイオードのカソードに接続するような整流ダイオードを備えることを特徴とする請求項２２記載の装置。
24. 前記入力信号は、第１および第２の組の直交する時間依存の電気信号を備えることを特徴とする請求項１０記載の装置。
25. 複数の入力信号から直流信号を作るための方法において、
    前記入力信号から複数の時間依存の出力信号を作る段階と、
    それによって直流信号を作るために、時間依存の出力信号を結合する段階と
    を備え、
    前記時間依存の出力信号の各々は、それぞれ異なる位相を持つことを特徴とする方法。
26. 前記結合する段階は、さらに、時間依存の出力信号を整流する段階を備えることを特徴とする請求項２５記載の方法。
27. 前記時間依存の出力信号は、結合する前に整流されることを特徴とする請求項２６記載の方法。
28. 前記時間依存の出力信号を作る段階は、さらに、入力信号の直流バイアスを減らす段階を備えることを特徴とする請求項２５記載の方法。
    
    

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