JP4415419B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は産業用や民生用の電子機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、スイッチング電源装置は電子機器の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴い、より小型で出力の安定性が高く高効率なものが強く求められている。
【０００３】
以下に従来のスイッチング電源装置について図９及び図１０を参考にして説明する。図９は従来のスイッチング電源装置で、ハーフブリッジコンバータを改良した（ハーフブリッジ部分共振コンバータ）回路構成図である。図９において、１は入力直流電源であり、その電圧をＶＩＮとする。２ａ，２ｂは入力端子であり、前記入力直流電源１が接続される。３は第１のスイッチング素子であり、４は第１のダイオードであり、前記第１のスイッチング素子３と前記第１のダイオード４で第１のスイッチング手段を構成する。５は第２のスイッチング素子であり、６は第２のダイオードであり、前記第２のスイッチング素子５と前記第２のダイオード６で第２のスイッチング手段を構成する。
【０００４】
前記第１のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され前記入力端子２ａ，２ｂに接続される。７は第１のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ１を保持する。８はトランスで１次巻線８ａと１つ以上の２次巻線８ｂを有し、前記１次巻線８ａと前記２次巻線８ｂの巻数比はｎ：１とし、１次巻線８ａは前記コンデンサ７を介して前記第２のスイッチング手段の両端に接続される。９は第２のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ２を保持する。１０は整流ダイオードであり、アノードを前記トランス８の２次巻線８ｂの一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ９を介して前記トランス８の２次巻線８ｂの他端に接続される。１２はインダクタンス素子であり、１３は平滑コンデンサである。前記インダクタンス素子１２と前記平滑コンデンサ１３は直列接続され、前記整流ダイオード１０の両端に接続される。１４ａ，１４ｂは出力端子であり、１５は負荷である。１１は制御回路であり前記出力端子１４ａ，１４ｂ間の電圧を検出し出力電圧が一定になるように前記第１のスイッチング素子３と前記第２のスイッチング素子５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
【０００５】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、以下にその動作を図１０の各部動作波形を参照しながら説明する。
【０００６】
図１０において（ａ）は制御回路１１の第１のスイッチング素子３の駆動パルス波形ｖＧ１を示しており、（ｂ）は制御回路１１の第２のスイッチング素子５の駆動パルス波形ｖＧ２を示しており、（ｃ）はトランス８の１次巻線電流波形ｉＰを示しており、（ｄ）は第１のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＤを示しており、（ｅ）は整流ダイオード１０を流れる電波波形ｉＳを示しており、（ｆ）は整流ダイオード１０に印加される電圧波形ｖＳを示しており、（ｇ）はインダクタンス素子１２を流れる電流波形ｉＬを示している。
【０００７】
動作状態の時間的変化を示すためｔ０〜ｔ４を図中に記している。時刻ｔ１で制御回路１１のオン信号により第１のスイッチング素子３がオンし同時に第２のスイッチング素子５がオフすると、トランス８の１次巻線８ａに電圧ＶＩＮ−ＶＣ１が印加される。この時トランス８の２次巻線８ｂに電圧[ＶＩＮ／ＶＣ１]／ｎが発生し整流ダイオード１０をターンオフする。インダクタンス素子１２には、電圧（ＶＩＮ−ＶＣ１）／ｎ＋ＶＣ２−ＶＯが印加され、インダクタンス素子１２を流れる電流は直線状に増加する。トランス８の１次巻線８ａの電流ｉＰはトランス８の励磁電流と２次巻線８ｂを流れる電流の１次側換算電流の和となるために直線状に増加し、トランス８およびインダクタンス素子１２に励磁エネルギーが蓄積される。
【０００８】
時刻ｔ２で制御回路１１のオフ信号で第１のスイッチング素子３がオフすると、第１のスイッチング素子３を流れていた電流は第２のダイオード６をターンオンさせる。同時に制御回路１１のオン信号で第２のスイッチング素子５はオンするが、オン電流が第２のダイオード６を流れても第２のスイッチング素子５を流れても動作に変化はない。第２のダイオード６または第２のスイッチング素子５がオンするとトランス８の１次巻線８ａに第１のコンデンサ７に保持されている直流電圧ＶＣ１が印加され、同時にトランス８の２次巻線８ｂに電圧ＶＣ１／ｎが発生し、整流ダイオード１０を順バイアスし、整流ダイオード１０をオンとする。この電流ｉＳは、トランス８の漏れインダクタンスの影響でゼロから増加し、２次巻線８ｂの電流は次第に減少する。１次巻線８ａの電流はトランス８の励磁電流の現象と２次巻線８ｂの電流現象にともない、正の値から次第に減少し負の電流となる。整流ダイオード１０はオンであるために、インダクタンス素子１２には逆向きに出力電圧ＶＯが印加される。第２のスイッチング素子５に負電流が流れているときに制御回路１１のオフ信号により第２のスイッチング素子５がターンオフすると、トランス８の漏れインダクタンスの働きで負の電流は連続となるために、第１のダイオード４をオンとする。同時に制御回路１１のオン信号により第１のスイッチング素子３がオンとなるが第１のスイッチング手段を流れる電流が第１のスイッチング素子３を流れても第１のダイオード４を流れても動作に変化は生じない。第１のスイッチング素子３がオンし同時に第２のスイッチング素子５がオフすると、トランス８の１次巻線８ａに電圧ＶＩＮ−ＶＣ１が印加される。トランス８の２次巻線８ｂには整流ダイオード１０をオンとする電流が流れているが、急激に減少してゼロとなりオフとなる。１次巻線８ａの電流は、２次巻線８ｂの電流の減少に伴い増加する。整流ダイオード１０がオフすると、インダクタンス素子１２に電圧（ＶＩＮ−ＶＣ１）／ｎ＋ＶＣ２−ＶＯが印加され、トランス８とインダクタンス素子１２に励磁エネルギーが蓄積される。この動作を繰り返す。
【０００９】
第１のスイッチング手段のオン期間をＴＯＮ、オフ期間をＴＯＦＦとすると、トランス８のリセット条件により、
（ＶＩＮ−ＶＣ１）×ＴＯＮ＝ＶＣ１×ＴＯＦＦ
が成り立ちインダクタンス素子１２のリセット条件から、ｔ３〜ｔ４（ｔ０〜ｔ１）の期間は短いので無視すると、
｛（ＶＩＮ−ＶＣ１）／ｎ＋ＶＣ２−ＶＯ｝×ＴＯＮ＝ＶＯ×ＴＯＦＦ
となる。電圧ＶＣ１とＶＣ２の関係は
ＶＣ１／ｎ＝ＶＣ２
であるから出力電圧ＶＯを求めると
ＶＣ１＝δ×ＶＩＮ
ＶＣ２＝δ×ＶＩＮ／ｎ
ＶＯ＝δ×ＶＩＮ／ｎ
となり、第１のスイッチング素子３および第２のスイッチング素子５のオンオフ比により出力電圧ＶＯが制御できる。ｔ３〜ｔ４（ｔ０〜ｔ１）を考慮すると、出力電圧が低くなるがその分δを大きくする事で所定の電圧を得ることができる。
【００１０】
この構成では第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５のターンオン直前にスイッチング素子の寄生容量及びトランス８の分布容量を放電してからターンオンするために、スパイク状の短絡電流の発生を低減でき、効率の改善、ノイズの発生を抑えることが可能である。また、トランス８の漏れインダクタンスに起因する第１のスイッチング素子３および第２のスイッチング素子５のターンオフ時のスパイク電圧が第１のダイオード４および第２のダイオード６がターンオンすることにより効果的に第１のコンデンサ７および入力直流電源１に吸収され、スパイク電圧の発生はない。
【００１１】
尚、第１のスイッチング手段のターンオン直前の第１および第２のスイッチング手段の寄生容量とトランス８の分布容量の放電はトランス８の漏れインダクタンスによるとしたが、トランス８の１次巻線８ａまたは２次巻線８ｂに直列にインダクタンス素子を直列に接続し、放電エネルギーを大きくすることもできるのは言うまでもない。また、トランス８のインダクタンス値を小さくして、トランス８を逆励磁させることにより第１および第２のスイッチング手段の寄生容量とトランス８の分布容量の放電の補助をさせることもできる。また、スイッチング手段に印加される電圧は入力電圧ＶＩＮで、トランス８が直流励磁されないという特徴がある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら前記従来の構成では、整流ダイオード１０に流れる電流が正弦波状となりダイオードの順方向電圧降下による損失が大きいという問題点を有していた。
【００１３】
本発明は前記従来の問題点を解決するもので、整流ダイオードの順方向電圧降下による損失を抑え、さらなる効率の向上を実現できるハーフブリッジ部分共振コンバータ型のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明のスイッチング電源装置は、少なくともオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段と、この第１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰り返す第２のスイッチング手段の直列回路を入力直流電源に接続し、前記第２のスイッチング手段に並列にトランスの１次巻線と第１のコンデンサの直列回路を接続し、前記トランスの２次巻線に第２のコンデンサと第２のスイッチング手段と同期してオンオフを繰り返す第３のスイッチング手段の直列回路を接続し、前記第３のスイッチング手段をバイパス用としてその両端に整流ダイオード及びインダクタンス素子と平滑コンデンサの直列回路を並列に接続し、前記平滑コンデンサの両端の電圧を出力に供給する構成を有している。
【００１５】
この構成によって、整流ダイオードがオンの期間はそれに並列に接続されたスイッチング素子に電流が流れるため、整流ダイオードの順方向電圧降下による損失が減少し、効率が向上するという効果がある。また、従来のハーフブリッジ部分共振コンバータと同様、第１および第２のスイッチング手段のターンオン時のスパイク電流の発生、第１および第２のスイッチング手段のターンオフ時のスパイク電圧の発生がなく、またトランスの漏れインダクタンスと第１または第２のコンデンサと共振させて２次側の整流ダイオードのゼロ電流スイッチングを達成できる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、少なくともオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段と、この第１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰り返す第２のスイッチング手段の直列回路を入力直流電源に接続し、前記第２のスイッチング手段に並列にトランスの１次巻線と第１のコンデンサの直列回路を接続し、前記トランスの２次巻線に第２のコンデンサと第２のスイッチング手段と同期してオンオフを繰り返す第３のスイッチング手段の直列回路を接続し、前記第３のスイッチング手段をバイパス用としてその両端に整流ダイオード及びインダクタンス素子と平滑コンデンサの直列回路を並列に接続し、前記平滑コンデンサの両端の電圧を出力に供給する構成であり、整流ダイオードの順方向電圧降下による損失が減少し効率が向上する。
【００１７】
請求項２に記載の発明は、第１のスイッチング手段の両端または第２のスイッチング手段の両端またはその両方に回生用コンデンサを接続し、前記第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段の両方ともオフとなる期間を持ち、交互にオンオフを繰り返すようにした構成であり、第１と第２のスイッチング手段のスイッチング損失の発生が抑えられることになる。
【００１８】
請求項３に記載の発明は、少なくともオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段と、この第１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰り返す第２のスイッチング手段の直列回路を入力電流電源に接続し、前記第２のスイッチング手段に並列にトランスの１次巻線と第１のコンデンサの直列回路を接続し、前記トランスの２次巻線に第２のコンデンサと第２のスイッチング手段と同期してオンオフを繰り返す第３のスイッチング手段の直列回路を接続し、前記第３のスイッチング手段をバイパス用としてその両端に整流ダイオード及びインダクタンス素子と平滑コンデンサの直列回路を並列に接続し、前記平滑コンデンサの両端の電圧を出力に供給し、前記トランスの１次巻線と２次巻線を介して結合される前記第１及び第２のコンデンサ、前記整流ダイオード、前記第２のスイッチング手段からなるループにおいて、前記第１のコンデンサまたは前記第２のコンデンサまたはそれらの組合せと前記トランスの漏れインダクタンスまたは外付けのインダクタンスとで共振し、前記トランスの２次巻線電流を共振電流とした構成であり、高効率、低ノイズで高周波化が可能なものとなる。
【００２０】
（実施の形態１）
以下本発明の第１の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第１の実施の形態におけるスイッチング電源装置の構成を示すものである。図１はスイッチング電源装置で、ハーフブリッジコンバータを改良した（ハーフブリッジ部分共振コンバータ）回路構成図である。図１において、２１は入力直流電源であり入力電圧をＶＩＮとする。２２ａ，２２ｂは入力端子であり、２３は第１のスイッチング素子であり、２４は第１のダイオードであり、前記第１のスイッチング素子２３と前記第１のダイオード２４で第１のスイッチング手段を構成する。２５は第２のスイッチング素子であり、２６は第２のダイオードであり、前記第２のスイッチング素子２５と前記第２のダイオード２６で第２のスイッチング手段を構成する。
【００２１】
前記第１のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され前記入力端子２２ａ，２２ｂに接続される。２７は第１のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ１を保持する。２８はトランスで１次巻線２８ａと１つ以上の２次巻線２８ｂを有し、前記１次巻線２８ａと前記２次巻線２８ｂの巻数比はｎ：１とし、１次巻線２８ａは前記コンデンサ２７を介して前記第２のスイッチング手段の両端に接続される。２９は第２のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ２を保持する。３０は第３のスイッチング素子であり、３１は第３のダイオードであり、前記第３のスイッチング素子３０と前記第３のダイオード３１で第３のスイッチング手段を構成しており、ダイオード３１のアノードを前記トランス２８の２次巻線２８ｂの一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ２９を介して前記トランス２８の２次巻線２８ｂの他端に接続される。３２はインダクタンス素子であり、３３は平滑コンデンサである。前記インダクタンス素子３２と前記平滑コンデンサ３３は直列接続され、前記ダイオード３１の両端に接続される。３４ａ，３４ｂは出力端子であり、３５は負荷である。３６は制御回路であり前記出力端子３４ａ，３４ｂ間の電圧を検出し出力電圧が一定になるように前記第１のスイッチング素子２３と前記第２のスイッチング素子２５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
【００２２】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、以下にその動作を図２の各部動作波形を参照しながら説明する。
【００２３】
図２において（ａ）は制御回路３６の第１のスイッチング素子２３の駆動パルス波形ｖＧ１を示しており、（ｂ）は制御回路３６の第２のスイッチング素子２５の駆動パルス波形ｖＧ２を示しており、（ｃ）は制御回路３６の第３のスイッチング素子３０の駆動パルス波形ｖＧ３を示しており、（ｄ）はトランス２８の１次巻線電流波形ｉＰを示しており、（ｅ）は第１のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＤを示しており、（ｆ）は第３のスイッチング手段を流れる電流波形ｉＳを示しており、（ｇ）は第３のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＳを示しており、（ｈ）はインダクタンス素子３２を流れる電流波形ｉＬを示している。
【００２４】
動作状態の時間的変化を示すためｔ０〜ｔ４を図中に記している。時刻ｔ１で制御回路３６のオン信号により第１のスイッチング素子２３がオンし同時に第２のスイッチング素子２５がオフすると、トランス２８の１次巻線２８ａに電圧ＶＩＮ−ＶＣ１が印加される。この時トランス２８の２次巻線２８ｂに電圧［ＶＩＮ−ＶＣ１］／ｎが発生しダイオード３１をターンオフする。インダクタンス素子３２には、電圧［ＶＩＮ−ＶＣ１］／ｎ＋ＶＣ２−ＶＯが印加され、インダクタンス素子３２を流れる電流は直線状に増加する。トランス２８の１次巻線２８ａの電流ｉＰはトランス２８の励磁電流と２次巻線２８ｂを流れる電流の１次側換算電流の和となるために直線状に増加し、トランス２８およびインダクタンス素子３２に励磁エネルギーが蓄積される。
【００２５】
時刻ｔ２で制御回路３６のオフ信号で第１のスイッチング素子２３がオフすると、第１のスイッチング素子２３を流れていた電流は第２のダイオード２６をターンオンさせる。同時に制御回路３６のオン信号で第２のスイッチング素子２５がオンするが、オン電流が第２のダイオード２６を流れても第２のスイッチング素子２５を流れても動作に変化はない。第２のダイオード２６または第２のスイッチング素子２５がオンするとトランス２８の１次巻線２８ａに第１のコンデンサ２７に保持されている直流電圧ＶＣ１が印加され、同時にトランス２８の２次巻線２８ｂに電圧ＶＣ１／ｎが発生し、ダイオード３１を順バイアスし、オンとする。
【００２６】
また、同時に制御回路３６より第２のスイッチング手段と同期した信号で第３のスイッチング素子３０がオンする。この第３のスイッチング素子３０の電流ｉＳ１およびダイオード３１の電流ｉＳ２は、トランス２８の漏れインダクタンスの影響でゼロから増加し、２次巻線２８ｂの電流は次第に減少する。１次巻線２８ａの電流はトランス２８の励磁電流の減少と２次巻線２８ｂの電流減少にともない、正の値から次第に減少し負の電流となる。スイッチング素子３０およびダイオード３１はオンであるために、インダクタンス素子３２には逆向きに出力電圧ＶＯが印加される。第２のスイッチング素子２５に負電流が流れている時に制御回路３６のオフ信号により第２のスイッチング素子２５がターンオフすると、トランス２８の漏れインダクタンスの働きで負の電流は連続となるために、第１のダイオード２４をオンとする。同時に制御回路３６のオン信号により第１のスイッチング素子２３がオンとなるが第１のスイッチング手段を流れる電流が第１のスイッチング素子２３を流れても第１のダイオード２４を流れても動作に変化は生じない。
【００２７】
また、同時に制御回路３６より第２のスイッチング手段と同期した信号で第３のスイッチング素子３０はオフする。第１のスイッチング素子２３がオンし同時に第２のスイッチング素子２５および第３のスイッチング素子３０がオフすると、トランス２８の１次巻線２８ａに電圧ＶＩＮ−ＶＣ１が印加される。トランス２８の２次巻線２８ｂには、ダイオード３１をオンとする電流が流れているが、急激に減少してゼロとなりダイオード３１はオフとなる。１次巻線２８ａの電流は、２次巻線２８ｂの電流の減少に伴い増加する。スイッチング素子３０およびダイオード３１がオフすると、インダクタンス素子３２に電圧（ＶＩＮ−ＶＣ１）／ｎ＋ＶＣ２−ＶＯが印加され、トランス２８とインダクタンス素子３２に励磁エネルギーが蓄積される。この動作を繰り返す。
【００２８】
第１のスイッチング手段のオン期間をＴＯＮ、オフ期間をＴＯＦＦとすると、トランス２８のリセット条件により
（ＶＩＮ−ＶＣ１）×ＴＯＮ＝ＶＣ１×ＴＯＦＦ
が成り立ちインダクタンス素子３２のリセット条件から、ｔ３〜ｔ４（ｔ０〜ｔ１）の期間は短いので無視すると
｛（ＶＩＮ−ＶＣ１）／ｎ＋ＶＣ２−ＶＯ｝×ＴＯＮ＝ＶＯ×ＴＯＦＦ
となる。電圧ＶＣ１とＶＣ２の関係は
ＶＣ１／ｎ＝ＶＣ２
であるから出力電圧ＶＯを求めると
ＶＣ１＝δ×ＶＩＮ
ＶＣ２＝δ×ＶＩＮ／ｎ
ＶＯ＝δ×ＶＩＮ／ｎ
となり、第１のスイッチング素子２３および第２のスイッチング素子２５のオンオフ比により出力電圧ＶＯが制御できる。ｔ３〜ｔ４（ｔ０〜ｔ１）を考慮すると、出力電圧が低くなるがその分δを大きくすることで所定の電圧を得ることができる。
【００２９】
この構成では第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５のターンオン直前にスイッチング素子の寄生容量及びトランス２８の分布容量を放電してからターンオンするために、スパイク状の短絡電流の発生を低減でき、効率の改善、ノイズの発生を抑えることが可能である。また、トランス２８の漏れインダクタンスに起因する第１のスイッチング素子２３および第２のスイッチング素子２５のターンオフ時のスパイク電圧が第１のダイオード２４および第２のダイオード２６がターンオンすることにより効果的に第１のコンデンサ２７および入力直流電源２１に吸収され、スパイク電圧の発生はない。尚、第１のスイッチング手段のターンオン直前の第１および第２のスイッチング手段の寄生容量とトランス２８の分布容量の放電はトランス２８の漏れインダクタンスによるとしたが、トランス２８の１次巻線２８ａまたは２次巻線２８ｂに直列にインダクタンス素子を直列に接続し、放電エネルギーを大きくすることもできるのは言うまでもない。
【００３０】
また、トランス２８のインダクタンス値を小さくして、トランス２８を逆励磁させることにより第１および第２のスイッチング手段の寄生容量とトランス２８の分布容量の放電の補助をさせることもできる。また、スイッチング手段に印加される電圧は入力電圧ＶＩＮで、トランス２８が直流励磁されないという特徴がある。また、ｉＳ１とｉＳ２の比はスイッチング素子３０の動作抵抗ＲonとｉＳ１の積がダイオード３１の順方向電圧降下ＶＦと等しくなるような割合となり、Ｒonの小さいスイッチング素子を使用しているためｉＳ２が小さくなるので順方向電圧効果ＶＦによる損失が小さくなり、効率を向上させることができる。なお、スイッチング素子３０とダイオード３１で第３のスイッチング手段を構成するとしたが、第３のスイッチング手段と別に整流ダイオードを並列に接続しても効果は同じであることは言うまでもない。
【００３１】
（実施の形態２）
以下本発明の第２の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図３は本発明の第２の実施の形態におけるスイッチング電源装置の構成を示すものである。２１は入力直流電源であり入力電圧をＶＩＮとする。２２ａ，２２ｂは入力端子であり、２３は第１のスイッチング素子であり、２４は第１のダイオードであり、前記第１のスイッチング素子２３と前記第１のダイオード２４で第１のスイッチング手段を構成する。２５は第２のスイッチング素子であり、２６は第２のダイオードであり、前記第２のスイッチング素子２５と前記第２のダイオード２６で第２のスイッチング手段を構成する。前記第１のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され前記入力端子２２ａ，２２ｂに接続される。２７は第１のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ１を保持する。
【００３２】
２８はトランスで１次巻線２８ａと１つ以上の２次巻線２８ｂを有し、前記１次巻線２８ａと前記２次巻線２８ｂの巻数比はｎ：１とし、１次巻線２８ａは前記コンデンサ２７を介して前記第２のスイッチング手段の両端に接続される。２９は第２のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ２を保持する。３０は第３のスイッチング素子であり、３１は第３のダイオードであり、前記第３のスイッチング素子３０と前記第３のダイオード３１で第３のスイッチング手段を構成しており、ダイオード３１のアノードを前記トランス２８の２次巻線２８ｂの一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ２９を介して前記トランス２８の２次巻線２８ｂの他端に接続される。３２はインダクタンス素子であり、３３は平滑コンデンサである。
【００３３】
前記インダクタンス素子３２と前記平滑コンデンサ３３は直列接続され、前記第３のスイッチング手段の両端に接続される。３４ａ，３４ｂは出力端子であり、３５は負荷である。３６は制御回路であり前記出力端子３４ａ，３４ｂ間の電圧を検出し出力電圧が一定になるように前記第１のスイッチング素子２３と前記第２のスイッチング素子２５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。３７は第３のコンデンサであり、第１のスイッチング素子２３の両端に接続され、第１のスイッチング素子２３および第２のスイッチング素子２５に印加される電圧の急峻な変化を抑える。なお前記第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５は同時にオフの期間を持つように制御回路３６のオンオフ信号は設定されている。
【００３４】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、以下にその動作を図４の各部動作波形を参照しながら説明する。
【００３５】
図４において（ａ）は制御回路３６の第１のスイッチング素子２３の駆動パルス波形ｖＧ１を示しており、（ｂ）は制御回路３６の第２のスイッチング素子２５の駆動パルス波形ｖＧ２を示しており、（ｃ）は制御回路３６の第３のスイッチング素子３０の駆動パルス波形ｖＧ３を示しており、（ｄ）はトランス８の１次巻線電流波形ｉＰを示しており、（ｅ）は第１のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＤを示しており、（ｆ）は第３のスイッチング手段を流れる電流波形ｉＳを示しており、（ｇ）は第３のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＳを示しており、（ｈ）はインダクタンス素子３２を流れる電流波形ｉＬを示している。
【００３６】
基本的な動作は第１実施の形態の回路構成と同じであるが、第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５は同時にオフの期間を持ち、その期間に第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５に印加される電圧が変化するように設定されている。第１のスイッチング素子２３の両端には第３のコンデンサ３７が接続されているため第１のスイッチング素子２３のターンオンおよびターンオフ時の電圧波形の急峻な立ち上がり立ち下がりは緩和され、また第３のコンデンサ３７に蓄えられた電荷を入力直流電源２１に回生してから、第１のスイッチング素子２３をターンオンできるため、第１のスイッチング素子２３のターンオン損失にならない。同様な効果は第２のスイッチング素子２５にもある。
【００３７】
これらのような過渡時以外の動作は図１で説明した第１の実施の形態と同様であるので省略する。またこれらのコンデンサを付加した場合、過渡時においてトランス２８の各巻線の出力インピーダンスが変化し、特に第１のスイッチング素子２３のオフ時の各巻線電流の初期電流値が変化するが制御動作そのものへの影響は少なく、第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５に印加される電圧波形は急峻でないために、ノイズの発生が抑えられ、第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング２５のスイッチング損失の発生も抑えられる効果がある。また第３のコンデンサ３７を追加しても、第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５のターンオン直前に蓄積電荷を放電するため、ターンオン時のスパイク電流の発生はない。
【００３８】
また、第１の実施の形態と同様に第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５のターンオン直前にスイッチング素子の寄生容量およびトランス２８の分布容量を放電してからターンオンするために、スパイク状の短絡電流の発生を低減でき効率の改善、ノイズの発生を抑えることが可能である。また、トランス２８の漏れインダクタンスに起因する第１のスイッチング素子２３および第２のスイッチング素子２５のターンオフ時のスパイク電圧が第１のダイオード２４および第２のダイオード２６がターンオンすることにより効果的に第１のコンデンサ２７および入力直流電源２１に吸収され、スパイク電圧の発生はない。
【００３９】
尚、第１のスイッチング手段のターンオン直前の第３のコンデンサ３７および第１および第２のスイッチング手段の寄生容量とトランス２８の分布容量の放電はトランス２８の漏れインダクタンスによるとしたが、トランス２８の１次巻線２８ａまたは２次巻線２８ｂに直列にインダクタンス素子を直列に接続し、放電エネルギーを大きくすることもできるのは言うまでもない。また、トランス２８のインダクタンス値を小さくして、トランス２８を逆励磁させることにより第３のコンデンサ３７および第１および第２のスイッチング手段の寄生容量とトランス２８の分布容量の放電の補助をさせることもできる。また、ｉＳはスイッチング素子３０とダイオード３１に分流し、Ｒonの小さいスイッチング素子を使用しているためｉＳ２が小さくなるので順方向電圧降下ＶＦによる損失が小さくなり、効率が向上させることができるのは第１の実施の形態と同じである。また、スイッチング手段に印加される電圧は入力電圧ＶＩＮで、トランス２８が直流励磁されないのは従来のハーフブリッジコンバータと同様であり、高効率、低ノイズ、高周波化が可能なスイッチング電源装置を実現できる。
【００４０】
（実施の形態３）
以下本発明の第３の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図５は本発明の第３の実施の形態におけるスイッチング電源装置の構成を示すものである。２１は入力直流電源であり入力電圧をＶＩＮとする。２２ａ，２２ｂは入力端子であり、２３は第１のスイッチング素子であり、２４は第１のダイオードであり、前記第１のスイッチング素子２３と前記第１のダイオード２４で第１のスイッチング手段を構成する。２５は第２のスイッチング素子であり、２６は第２のダイオードであり、前記第２のスイッチング素子２５と前記第２のダイオード２６で第２のスイッチング手段を構成する。前記第１のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され前記入力端子２２ａ，２２ｂに接続される。２７は第１のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ１を保持する。
【００４１】
２８はトランスで１次巻線２８ａと１つ以上の２次巻線２８ｂを有し、前記１次巻線２８ａと前記２次巻線２８ｂの巻数比はｎ：１とし、１次巻線２８ａは前記コンデンサ２７を介して前記第２のスイッチング手段の両端に接続される。２９は第２のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ２を保持する。３０は第３のスイッチング素子であり、３１は第３のダイオードであり、前記第３のスイッチング素子３０と前記第３のダイオード３１で第３のスイッチング手段を構成しており、ダイオード３１のアノードを前記トランス２８の２次巻線２８ｂの一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ２９を介して前記トランス２８の２次巻線２８ｂの他端に接続される。３２はインダクタンス素子であり、３３は平滑コンデンサである。前記インダクタンス素子３２と前記平滑コンデンサ３３は直列接続され、前記第３のスイッチング手段の両端に接続される。３４ａ，３４ｂは出力端子であり、３５は負荷である。３６は制御回路であり前記出力端子３４ａ，３４ｂ間の電圧を検出し出力電圧が一定になるように前記第１のスイッチング素子２３と前記第２のスイッチング素子２５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
【００４２】
３８は漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子であり、前記トランス２８の１次巻線２８ａに直列に接続され前記第２のスイッチング素子２５のオン期間に前記第１のコンデンサ２７と共振し、前記トランス２８の２次巻線２８ｂに伝達される出力電流を共振電流とする。
【００４３】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、以下にその動作を図６の各部動作波形を参照しながら説明する。
【００４４】
図６において（ａ）は制御回路３６の第１のスイッチング素子２３の駆動パルス波形ｖＧ１を示しており、（ｂ）は制御回路３６の第２のスイッチング素子２５の駆動パルス波形ｖＧ２を示しており、（ｃ）は制御回路３６の第３のスイッチング素子３０の駆動パルス波形ｖＧ３を示しており、（ｄ）はトランス２８の１次巻線電流波形ｉＰを示しており、（ｅ）は第１のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＤを示しており、（ｆ）は第３のスイッチング手段を流れる電流波形ｉＳを示しており、（ｇ）は第３のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＳを示しており、（ｈ）はインダクタンス素子３２を流れる電流波形ｉＬを示している。動作状態の時間的変化を示すためｔ１〜ｔ４を図中に記している。
【００４５】
基本的な動作は第１の実施の形態の回路構成と同じであるが、第２のスイッチング素子２５がオンのとき、第１のコンデンサ２７と漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子３８は共振し、共振周波数を十分小さく設定されているので、トランス２８の２次巻線電流は正弦波状となりゼロから立ち上がり、ｔ３で再びゼロとなる。従ってダイオード３１はゼロ電流スイッチングとなりリカバリは発生しない。また、あらかじめ第３のスイッチング素子３０のオフのタイミングを第２のスイッチング素子２５のオフより早く、ｔ３の直前にオフするように設定しておくとｉＳは負方向に流れることはなく回路の動作を損ねない。
【００４６】
また、トランス２８のインダクタンス値は励磁電流が負となるように十分小さく設定されているために第２のスイッチング手段がターンオフする時に、入力直流電源２１に電力が回生するように電流が逆向きになるように設定されるので、第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５の寄生容量とトランス２８の分布容量を放電することが可能となる。
【００４７】
直流電圧ＶＣ１及びＶＣ２は実際は直流電圧分と共振電圧である変動分の和電圧となるが、共振電圧による変動分は十分小さく設定できたため、入力電圧と出力電圧の変換比は第１の実施の形態の場合とほとんど変わらない。
【００４８】
これらのような過渡時以外の動作は図１で説明した第１の実施の形態と同様であるので省略する。
【００４９】
また、第１の実施の形態と同様に第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５のターンオン直前にスイッチング素子の寄生容量及びトランス２８の分布容量を放電してからターンオンするために、スパイク状の短絡電流の発生を低減でき、効率の改善、ノイズの発生を抑えることが可能である。また、トランス２８の漏れインダクタンスに起因する第１のスイッチング素子２３および第２のスイッチング素子２５のターンオフ時のスパイク電圧が第１のダイオード２４および第２のダイオード２６がターンオンすることにより、効果的に第１のコンデンサ２７および入力直流電源２１に吸収され、スパイク電圧の発生はない。また、ｉＳはスイッチング素子３０とダイオード３１に分流し、Ｒonの小さいスイッチング素子を使用しているためｉＳ２が小さくなるので順方向電圧降下ＶＦによる損失が小さくなり、効率を向上させることができるのは第１の実施の形態と同じである。また、スイッチング手段に印加される電圧は入力電圧ＶＩＮで、トランス２８が直流励磁されないのは従来のハーフブリッジコンバータと同様であり、高効率、低ノイズ、高周波化が可能なスイッチング電源装置を実現できる。
【００５０】
（実施の形態４）
以下本発明の第４の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図７は本発明の第４の実施の形態におけるスイッチング電源装置の構成を示すものである。２１は入力直流電源であり入力電圧をＶＩＮとする。２２ａ，２２ｂは入力端子であり、２３は第１のスイッチング素子であり、２４は第１のダイオードであり、前記第１のスイッチング素子２３と前記第１のダイオード２４で第１のスイッチング手段を構成する。２５は第２のスイッチング素子であり、２６は第２のダイオードであり、前記第２のスイッチング素子２５と前記第２のダイオード２６で第２のスイッチング手段を構成する。前記第１のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され前記入力端子２２ａ，２２ｂに接続される。
【００５１】
２７は第１のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ１を保持する。２８はトランスで１次巻線２８ａと１つ以上の２次巻線２８ｂを有し、前記１次巻線２８ａと前記２次巻線２８ｂの巻数比はｎ：１とし、１次巻線２８ａは前記コンデンサ２７を介して前記第２のスイッチング手段の両端に接続される。２９は第２のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ２を保持する。３０は第３のスイッチング素子であり、３１は第３のダイオードであり、前記第３のスイッチング素子３０と前記第３のダイオード３１で第３のスイッチング手段を構成しており、ダイオード３１のアノードを前記トランス２８の２次巻線２８ｂの一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ２９を介して前記トランス２８の２次巻線２８ｂの他端に接続される。３２はインダクタンス素子であり、３３は平滑コンデンサである。前記インダクタンス素子３２と前記平滑コンデンサ３３は直列接続され、前記整流ダイオード３１の両端に接続される。３４ａ，３４ｂは出力端子であり、３５は負荷である。３６は制御回路であり前記出力端子３４ａ，３４ｂ間の電圧を検出し出力電圧が一定になるように前記第１のスイッチング素子２３と前記第２のスイッチング素子２５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
【００５２】
３８は漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子であり、前記トランス２８の１次巻線２８ａに直列に接続され前記第２のスイッチング素子２５のオン期間に前記第１のコンデンサ２７と共振し、前記トランス２８の２次巻線２８ｂに伝達される出力電流を共振電流とする。
【００５３】
３７は第３のコンデンサであり、前記第１のスイッチング素子２３の両端に接続され、前記第１のスイッチング素子２３および第２のスイッチング素子２５に印加される電圧の急峻な変化を抑える。なお前記第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５は同時にオフの期間を持つように制御回路３６のオンオフ信号は設定されている。
【００５４】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、以下にその動作を図８の各部動作波形を参照しながら説明する。
【００５５】
図８において（ａ）は制御回路３６の第１のスイッチング素子２３の駆動パルス波形ｖＧ１を示しており、（ｂ）は制御回路３６の第２のスイッチング素子２５の駆動パルス波形ｖＧ２を示しており、（ｃ）は制御回路３６の第３のスイッチング素子３０の駆動パルス波形ｖＧ３を示しており、（ｄ）はトランス２８の１次巻線電流波形ｉＰを示しており、（ｅ）は第１のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＤを示しており、（ｆ）は第３のスイッチング手段を流れる電流波形ｉＳを示しており、（ｇ）は第３のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＳを示しており、（ｈ）はインダクタンス素子３２を流れる電流波形ｉＬを示している。
【００５６】
基本的な動作は第３の実施の形態の回路構成と同じであるが、第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５は同時にオフの期間を持ち、その期間に第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５に印加される電圧が変化するように設定されている。第１のスイッチング素子２３の両端には第３のコンデンサ３７が接続されているため第１のスイッチング素子２３のターンオフ時の電圧波形の急峻な立ち上がり立ち下がりは緩和され、また第３のコンデンサ３７に蓄えられた電荷を入力直流電源２１に回生してから、第１のスイッチング素子２３をターンオンできるため、第１のスイッチング素子２３のターンオン損失にならない。同様な効果は第２のスイッチング素子２５にもある。
【００５７】
これらのような過渡時以外の動作は図５で説明した第３の実施の形態と同様であるので省略する。またこれらのコンデンサを付加した場合、過渡時においてトランス２８の各巻線の出力インピーダンスが変化し、特に第１のスイッチング素子２３のオフ時の各巻線電流の初期電流値が変化するが制御動作そのものへの影響は少なく、２次巻線電流波形を共振電流とする効果に加えて、第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５に印加される電圧波形は急峻でないために、ノイズの発生が抑えられ、第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング２５のスイッチング損失の発生も抑えられる効果がある。
【００５８】
また、第１の実施の形態と同様に第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５のターンオン直前にスイッチング素子の寄生容量及びトランス２８の分布容量を放電してからターンオンするために、スパイク状の短絡電流の発生を低減でき効率の改善、ノイズの発生を抑えることが可能である。また、トランス２８の漏れインダクタンスに起因する第１のスイッチング素子２３および第２のスイッチング素子２５のターンオフ時のスパイク電圧が第１のダイオード２４および第２のダイオード２６がターンオンすることにより効果的に第１のコンデンサ２７および入力直流電源２１に吸収され、スパイク電圧の発生はない。
【００５９】
また、ｉＳはスイッチング素子３０とダイオード３１に分流し、Ｒonの小さいスイッチング素子を使用しているためｉＳ２が小さくなるので順方向電圧降下ＶＦによる損失が小さくなり、効率が向上させることができるのは第１の実施の形態と同じである。また、スイッチング手段に印加される電圧は入力電圧ＶＩＮで、トランス２８が直流励磁されないのは従来のハーフブリッジコンバータと同様であり、高効率、低ノイズ、高周波化が可能なスイッチング電源装置を実現できる。
【００６０】
【発明の効果】
この構成によって、第１および第２のスイッチング手段のターンオン時には、スイッチング手段の寄生コンデンサおよびトランスの分布容量に蓄えられたエネルギーを放電してからターンオンするためスパイク電流の発生もなく、第１および第２のスイッチング手段のターンオフ時にはトランスの漏れインダクタンスの影響によるスパイク電圧の発生もない。また、電流共振とすることで２次側の整流ダイオードのゼロ電流スイッチングを達成でき、ターンオフリカバリの発生がなく、第２のスイッチング手段のターンオフ電流を小さくできるためターンオフスイッチングロスも小さくできる。さらに第２のスイッチング手段と同期した第３のスイッチング手段をバイパス手段として適用することにより２次側整流ダイオードの順方向電圧降下による損失を低減させることができる。また、スイッチング手段に印加される電圧は入力電圧ＶＩＮでトランスが直流励磁されないのは従来のハーフブリッジコンバータと同様であり、高効率、低ノイズで、高周波化が可能なスイッチング電源装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態におけるスイッチング電源装置を示す回路構成図
【図２】本発明の図１の回路構成図の動作波形を示す説明図
【図３】本発明の第２の実施の形態におけるスイッチング電源装置を示す回路構成図
【図４】本発明の図３の回路構成図の動作波形を示す説明図
【図５】本発明の第３の実施の形態におけるスイッチング電源装置を示す回路構成図
【図６】本発明の図５の回路構成図の動作波形を示す説明図
【図７】本発明の第４の実施の形態におけるスイッチング電源装置を示す回路構成図
【図８】本発明の図７の回路構成図の動作波形を示す説明図
【図９】従来例におけるスイッチング電源装置の回路構成図
【図１０】従来の図９の回路構成図の動作波形を示す説明図
【符号の説明】
２１ 入力直流電源
２２ａ，２２ｂ 入力端子
２３ 第１のスイッチング素子
２４ 第１のダイオード
２５ 第２のスイッチング素子
２６ 第２のダイオード
２７ 第１のコンデンサ
２８ トランス
２９ 第２のコンデンサ
３０ 第３のスイッチング素子
３１ 第３のダイオード
３２ インダクタンス素子
３３ 平滑コンデンサ
３４ａ，３４ｂ 出力端子
３５ 負荷
３６ 制御回路
３７ 第３のコンデンサ
３８ 漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子
【発明の属する技術分野】
本発明は産業用や民生用の電子機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、スイッチング電源装置は電子機器の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴い、より小型で出力の安定性が高く高効率なものが強く求められている。
【０００３】
以下に従来のスイッチング電源装置について図９及び図１０を参考にして説明する。図９は従来のスイッチング電源装置で、ハーフブリッジコンバータを改良した（ハーフブリッジ部分共振コンバータ）回路構成図である。図９において、１は入力直流電源であり、その電圧をＶＩＮとする。２ａ，２ｂは入力端子であり、前記入力直流電源１が接続される。３は第１のスイッチング素子であり、４は第１のダイオードであり、前記第１のスイッチング素子３と前記第１のダイオード４で第１のスイッチング手段を構成する。５は第２のスイッチング素子であり、６は第２のダイオードであり、前記第２のスイッチング素子５と前記第２のダイオード６で第２のスイッチング手段を構成する。
【０００４】
前記第１のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され前記入力端子２ａ，２ｂに接続される。７は第１のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ１を保持する。８はトランスで１次巻線８ａと１つ以上の２次巻線８ｂを有し、前記１次巻線８ａと前記２次巻線８ｂの巻数比はｎ：１とし、１次巻線８ａは前記コンデンサ７を介して前記第２のスイッチング手段の両端に接続される。９は第２のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ２を保持する。１０は整流ダイオードであり、アノードを前記トランス８の２次巻線８ｂの一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ９を介して前記トランス８の２次巻線８ｂの他端に接続される。１２はインダクタンス素子であり、１３は平滑コンデンサである。前記インダクタンス素子１２と前記平滑コンデンサ１３は直列接続され、前記整流ダイオード１０の両端に接続される。１４ａ，１４ｂは出力端子であり、１５は負荷である。１１は制御回路であり前記出力端子１４ａ，１４ｂ間の電圧を検出し出力電圧が一定になるように前記第１のスイッチング素子３と前記第２のスイッチング素子５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
【０００５】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、以下にその動作を図１０の各部動作波形を参照しながら説明する。
【０００６】
図１０において（ａ）は制御回路１１の第１のスイッチング素子３の駆動パルス波形ｖＧ１を示しており、（ｂ）は制御回路１１の第２のスイッチング素子５の駆動パルス波形ｖＧ２を示しており、（ｃ）はトランス８の１次巻線電流波形ｉＰを示しており、（ｄ）は第１のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＤを示しており、（ｅ）は整流ダイオード１０を流れる電波波形ｉＳを示しており、（ｆ）は整流ダイオード１０に印加される電圧波形ｖＳを示しており、（ｇ）はインダクタンス素子１２を流れる電流波形ｉＬを示している。
【０００７】
動作状態の時間的変化を示すためｔ０〜ｔ４を図中に記している。時刻ｔ１で制御回路１１のオン信号により第１のスイッチング素子３がオンし同時に第２のスイッチング素子５がオフすると、トランス８の１次巻線８ａに電圧ＶＩＮ−ＶＣ１が印加される。この時トランス８の２次巻線８ｂに電圧[ＶＩＮ／ＶＣ１]／ｎが発生し整流ダイオード１０をターンオフする。インダクタンス素子１２には、電圧（ＶＩＮ−ＶＣ１）／ｎ＋ＶＣ２−ＶＯが印加され、インダクタンス素子１２を流れる電流は直線状に増加する。トランス８の１次巻線８ａの電流ｉＰはトランス８の励磁電流と２次巻線８ｂを流れる電流の１次側換算電流の和となるために直線状に増加し、トランス８およびインダクタンス素子１２に励磁エネルギーが蓄積される。
【０００８】
時刻ｔ２で制御回路１１のオフ信号で第１のスイッチング素子３がオフすると、第１のスイッチング素子３を流れていた電流は第２のダイオード６をターンオンさせる。同時に制御回路１１のオン信号で第２のスイッチング素子５はオンするが、オン電流が第２のダイオード６を流れても第２のスイッチング素子５を流れても動作に変化はない。第２のダイオード６または第２のスイッチング素子５がオンするとトランス８の１次巻線８ａに第１のコンデンサ７に保持されている直流電圧ＶＣ１が印加され、同時にトランス８の２次巻線８ｂに電圧ＶＣ１／ｎが発生し、整流ダイオード１０を順バイアスし、整流ダイオード１０をオンとする。この電流ｉＳは、トランス８の漏れインダクタンスの影響でゼロから増加し、２次巻線８ｂの電流は次第に減少する。１次巻線８ａの電流はトランス８の励磁電流の現象と２次巻線８ｂの電流現象にともない、正の値から次第に減少し負の電流となる。整流ダイオード１０はオンであるために、インダクタンス素子１２には逆向きに出力電圧ＶＯが印加される。第２のスイッチング素子５に負電流が流れているときに制御回路１１のオフ信号により第２のスイッチング素子５がターンオフすると、トランス８の漏れインダクタンスの働きで負の電流は連続となるために、第１のダイオード４をオンとする。同時に制御回路１１のオン信号により第１のスイッチング素子３がオンとなるが第１のスイッチング手段を流れる電流が第１のスイッチング素子３を流れても第１のダイオード４を流れても動作に変化は生じない。第１のスイッチング素子３がオンし同時に第２のスイッチング素子５がオフすると、トランス８の１次巻線８ａに電圧ＶＩＮ−ＶＣ１が印加される。トランス８の２次巻線８ｂには整流ダイオード１０をオンとする電流が流れているが、急激に減少してゼロとなりオフとなる。１次巻線８ａの電流は、２次巻線８ｂの電流の減少に伴い増加する。整流ダイオード１０がオフすると、インダクタンス素子１２に電圧（ＶＩＮ−ＶＣ１）／ｎ＋ＶＣ２−ＶＯが印加され、トランス８とインダクタンス素子１２に励磁エネルギーが蓄積される。この動作を繰り返す。
【０００９】
第１のスイッチング手段のオン期間をＴＯＮ、オフ期間をＴＯＦＦとすると、トランス８のリセット条件により、
（ＶＩＮ−ＶＣ１）×ＴＯＮ＝ＶＣ１×ＴＯＦＦ
が成り立ちインダクタンス素子１２のリセット条件から、ｔ３〜ｔ４（ｔ０〜ｔ１）の期間は短いので無視すると、
｛（ＶＩＮ−ＶＣ１）／ｎ＋ＶＣ２−ＶＯ｝×ＴＯＮ＝ＶＯ×ＴＯＦＦ
となる。電圧ＶＣ１とＶＣ２の関係は
ＶＣ１／ｎ＝ＶＣ２
であるから出力電圧ＶＯを求めると
ＶＣ１＝δ×ＶＩＮ
ＶＣ２＝δ×ＶＩＮ／ｎ
ＶＯ＝δ×ＶＩＮ／ｎ
となり、第１のスイッチング素子３および第２のスイッチング素子５のオンオフ比により出力電圧ＶＯが制御できる。ｔ３〜ｔ４（ｔ０〜ｔ１）を考慮すると、出力電圧が低くなるがその分δを大きくする事で所定の電圧を得ることができる。
【００１０】
この構成では第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５のターンオン直前にスイッチング素子の寄生容量及びトランス８の分布容量を放電してからターンオンするために、スパイク状の短絡電流の発生を低減でき、効率の改善、ノイズの発生を抑えることが可能である。また、トランス８の漏れインダクタンスに起因する第１のスイッチング素子３および第２のスイッチング素子５のターンオフ時のスパイク電圧が第１のダイオード４および第２のダイオード６がターンオンすることにより効果的に第１のコンデンサ７および入力直流電源１に吸収され、スパイク電圧の発生はない。
【００１１】
尚、第１のスイッチング手段のターンオン直前の第１および第２のスイッチング手段の寄生容量とトランス８の分布容量の放電はトランス８の漏れインダクタンスによるとしたが、トランス８の１次巻線８ａまたは２次巻線８ｂに直列にインダクタンス素子を直列に接続し、放電エネルギーを大きくすることもできるのは言うまでもない。また、トランス８のインダクタンス値を小さくして、トランス８を逆励磁させることにより第１および第２のスイッチング手段の寄生容量とトランス８の分布容量の放電の補助をさせることもできる。また、スイッチング手段に印加される電圧は入力電圧ＶＩＮで、トランス８が直流励磁されないという特徴がある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら前記従来の構成では、整流ダイオード１０に流れる電流が正弦波状となりダイオードの順方向電圧降下による損失が大きいという問題点を有していた。
【００１３】
本発明は前記従来の問題点を解決するもので、整流ダイオードの順方向電圧降下による損失を抑え、さらなる効率の向上を実現できるハーフブリッジ部分共振コンバータ型のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明のスイッチング電源装置は、少なくともオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段と、この第１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰り返す第２のスイッチング手段の直列回路を入力直流電源に接続し、前記第２のスイッチング手段に並列にトランスの１次巻線と第１のコンデンサの直列回路を接続し、前記トランスの２次巻線に第２のコンデンサと第２のスイッチング手段と同期してオンオフを繰り返す第３のスイッチング手段の直列回路を接続し、前記第３のスイッチング手段をバイパス用としてその両端に整流ダイオード及びインダクタンス素子と平滑コンデンサの直列回路を並列に接続し、前記平滑コンデンサの両端の電圧を出力に供給する構成を有している。
【００１５】
この構成によって、整流ダイオードがオンの期間はそれに並列に接続されたスイッチング素子に電流が流れるため、整流ダイオードの順方向電圧降下による損失が減少し、効率が向上するという効果がある。また、従来のハーフブリッジ部分共振コンバータと同様、第１および第２のスイッチング手段のターンオン時のスパイク電流の発生、第１および第２のスイッチング手段のターンオフ時のスパイク電圧の発生がなく、またトランスの漏れインダクタンスと第１または第２のコンデンサと共振させて２次側の整流ダイオードのゼロ電流スイッチングを達成できる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、少なくともオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段と、この第１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰り返す第２のスイッチング手段の直列回路を入力直流電源に接続し、前記第２のスイッチング手段に並列にトランスの１次巻線と第１のコンデンサの直列回路を接続し、前記トランスの２次巻線に第２のコンデンサと第２のスイッチング手段と同期してオンオフを繰り返す第３のスイッチング手段の直列回路を接続し、前記第３のスイッチング手段をバイパス用としてその両端に整流ダイオード及びインダクタンス素子と平滑コンデンサの直列回路を並列に接続し、前記平滑コンデンサの両端の電圧を出力に供給する構成であり、整流ダイオードの順方向電圧降下による損失が減少し効率が向上する。
【００１７】
請求項２に記載の発明は、第１のスイッチング手段の両端または第２のスイッチング手段の両端またはその両方に回生用コンデンサを接続し、前記第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段の両方ともオフとなる期間を持ち、交互にオンオフを繰り返すようにした構成であり、第１と第２のスイッチング手段のスイッチング損失の発生が抑えられることになる。
【００１８】
請求項３に記載の発明は、少なくともオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段と、この第１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰り返す第２のスイッチング手段の直列回路を入力電流電源に接続し、前記第２のスイッチング手段に並列にトランスの１次巻線と第１のコンデンサの直列回路を接続し、前記トランスの２次巻線に第２のコンデンサと第２のスイッチング手段と同期してオンオフを繰り返す第３のスイッチング手段の直列回路を接続し、前記第３のスイッチング手段をバイパス用としてその両端に整流ダイオード及びインダクタンス素子と平滑コンデンサの直列回路を並列に接続し、前記平滑コンデンサの両端の電圧を出力に供給し、前記トランスの１次巻線と２次巻線を介して結合される前記第１及び第２のコンデンサ、前記整流ダイオード、前記第２のスイッチング手段からなるループにおいて、前記第１のコンデンサまたは前記第２のコンデンサまたはそれらの組合せと前記トランスの漏れインダクタンスまたは外付けのインダクタンスとで共振し、前記トランスの２次巻線電流を共振電流とした構成であり、高効率、低ノイズで高周波化が可能なものとなる。
【００２０】
（実施の形態１）
以下本発明の第１の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第１の実施の形態におけるスイッチング電源装置の構成を示すものである。図１はスイッチング電源装置で、ハーフブリッジコンバータを改良した（ハーフブリッジ部分共振コンバータ）回路構成図である。図１において、２１は入力直流電源であり入力電圧をＶＩＮとする。２２ａ，２２ｂは入力端子であり、２３は第１のスイッチング素子であり、２４は第１のダイオードであり、前記第１のスイッチング素子２３と前記第１のダイオード２４で第１のスイッチング手段を構成する。２５は第２のスイッチング素子であり、２６は第２のダイオードであり、前記第２のスイッチング素子２５と前記第２のダイオード２６で第２のスイッチング手段を構成する。
【００２１】
前記第１のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され前記入力端子２２ａ，２２ｂに接続される。２７は第１のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ１を保持する。２８はトランスで１次巻線２８ａと１つ以上の２次巻線２８ｂを有し、前記１次巻線２８ａと前記２次巻線２８ｂの巻数比はｎ：１とし、１次巻線２８ａは前記コンデンサ２７を介して前記第２のスイッチング手段の両端に接続される。２９は第２のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ２を保持する。３０は第３のスイッチング素子であり、３１は第３のダイオードであり、前記第３のスイッチング素子３０と前記第３のダイオード３１で第３のスイッチング手段を構成しており、ダイオード３１のアノードを前記トランス２８の２次巻線２８ｂの一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ２９を介して前記トランス２８の２次巻線２８ｂの他端に接続される。３２はインダクタンス素子であり、３３は平滑コンデンサである。前記インダクタンス素子３２と前記平滑コンデンサ３３は直列接続され、前記ダイオード３１の両端に接続される。３４ａ，３４ｂは出力端子であり、３５は負荷である。３６は制御回路であり前記出力端子３４ａ，３４ｂ間の電圧を検出し出力電圧が一定になるように前記第１のスイッチング素子２３と前記第２のスイッチング素子２５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
【００２２】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、以下にその動作を図２の各部動作波形を参照しながら説明する。
【００２３】
図２において（ａ）は制御回路３６の第１のスイッチング素子２３の駆動パルス波形ｖＧ１を示しており、（ｂ）は制御回路３６の第２のスイッチング素子２５の駆動パルス波形ｖＧ２を示しており、（ｃ）は制御回路３６の第３のスイッチング素子３０の駆動パルス波形ｖＧ３を示しており、（ｄ）はトランス２８の１次巻線電流波形ｉＰを示しており、（ｅ）は第１のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＤを示しており、（ｆ）は第３のスイッチング手段を流れる電流波形ｉＳを示しており、（ｇ）は第３のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＳを示しており、（ｈ）はインダクタンス素子３２を流れる電流波形ｉＬを示している。
【００２４】
動作状態の時間的変化を示すためｔ０〜ｔ４を図中に記している。時刻ｔ１で制御回路３６のオン信号により第１のスイッチング素子２３がオンし同時に第２のスイッチング素子２５がオフすると、トランス２８の１次巻線２８ａに電圧ＶＩＮ−ＶＣ１が印加される。この時トランス２８の２次巻線２８ｂに電圧［ＶＩＮ−ＶＣ１］／ｎが発生しダイオード３１をターンオフする。インダクタンス素子３２には、電圧［ＶＩＮ−ＶＣ１］／ｎ＋ＶＣ２−ＶＯが印加され、インダクタンス素子３２を流れる電流は直線状に増加する。トランス２８の１次巻線２８ａの電流ｉＰはトランス２８の励磁電流と２次巻線２８ｂを流れる電流の１次側換算電流の和となるために直線状に増加し、トランス２８およびインダクタンス素子３２に励磁エネルギーが蓄積される。
【００２５】
時刻ｔ２で制御回路３６のオフ信号で第１のスイッチング素子２３がオフすると、第１のスイッチング素子２３を流れていた電流は第２のダイオード２６をターンオンさせる。同時に制御回路３６のオン信号で第２のスイッチング素子２５がオンするが、オン電流が第２のダイオード２６を流れても第２のスイッチング素子２５を流れても動作に変化はない。第２のダイオード２６または第２のスイッチング素子２５がオンするとトランス２８の１次巻線２８ａに第１のコンデンサ２７に保持されている直流電圧ＶＣ１が印加され、同時にトランス２８の２次巻線２８ｂに電圧ＶＣ１／ｎが発生し、ダイオード３１を順バイアスし、オンとする。
【００２６】
また、同時に制御回路３６より第２のスイッチング手段と同期した信号で第３のスイッチング素子３０がオンする。この第３のスイッチング素子３０の電流ｉＳ１およびダイオード３１の電流ｉＳ２は、トランス２８の漏れインダクタンスの影響でゼロから増加し、２次巻線２８ｂの電流は次第に減少する。１次巻線２８ａの電流はトランス２８の励磁電流の減少と２次巻線２８ｂの電流減少にともない、正の値から次第に減少し負の電流となる。スイッチング素子３０およびダイオード３１はオンであるために、インダクタンス素子３２には逆向きに出力電圧ＶＯが印加される。第２のスイッチング素子２５に負電流が流れている時に制御回路３６のオフ信号により第２のスイッチング素子２５がターンオフすると、トランス２８の漏れインダクタンスの働きで負の電流は連続となるために、第１のダイオード２４をオンとする。同時に制御回路３６のオン信号により第１のスイッチング素子２３がオンとなるが第１のスイッチング手段を流れる電流が第１のスイッチング素子２３を流れても第１のダイオード２４を流れても動作に変化は生じない。
【００２７】
また、同時に制御回路３６より第２のスイッチング手段と同期した信号で第３のスイッチング素子３０はオフする。第１のスイッチング素子２３がオンし同時に第２のスイッチング素子２５および第３のスイッチング素子３０がオフすると、トランス２８の１次巻線２８ａに電圧ＶＩＮ−ＶＣ１が印加される。トランス２８の２次巻線２８ｂには、ダイオード３１をオンとする電流が流れているが、急激に減少してゼロとなりダイオード３１はオフとなる。１次巻線２８ａの電流は、２次巻線２８ｂの電流の減少に伴い増加する。スイッチング素子３０およびダイオード３１がオフすると、インダクタンス素子３２に電圧（ＶＩＮ−ＶＣ１）／ｎ＋ＶＣ２−ＶＯが印加され、トランス２８とインダクタンス素子３２に励磁エネルギーが蓄積される。この動作を繰り返す。
【００２８】
第１のスイッチング手段のオン期間をＴＯＮ、オフ期間をＴＯＦＦとすると、トランス２８のリセット条件により
（ＶＩＮ−ＶＣ１）×ＴＯＮ＝ＶＣ１×ＴＯＦＦ
が成り立ちインダクタンス素子３２のリセット条件から、ｔ３〜ｔ４（ｔ０〜ｔ１）の期間は短いので無視すると
｛（ＶＩＮ−ＶＣ１）／ｎ＋ＶＣ２−ＶＯ｝×ＴＯＮ＝ＶＯ×ＴＯＦＦ
となる。電圧ＶＣ１とＶＣ２の関係は
ＶＣ１／ｎ＝ＶＣ２
であるから出力電圧ＶＯを求めると
ＶＣ１＝δ×ＶＩＮ
ＶＣ２＝δ×ＶＩＮ／ｎ
ＶＯ＝δ×ＶＩＮ／ｎ
となり、第１のスイッチング素子２３および第２のスイッチング素子２５のオンオフ比により出力電圧ＶＯが制御できる。ｔ３〜ｔ４（ｔ０〜ｔ１）を考慮すると、出力電圧が低くなるがその分δを大きくすることで所定の電圧を得ることができる。
【００２９】
この構成では第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５のターンオン直前にスイッチング素子の寄生容量及びトランス２８の分布容量を放電してからターンオンするために、スパイク状の短絡電流の発生を低減でき、効率の改善、ノイズの発生を抑えることが可能である。また、トランス２８の漏れインダクタンスに起因する第１のスイッチング素子２３および第２のスイッチング素子２５のターンオフ時のスパイク電圧が第１のダイオード２４および第２のダイオード２６がターンオンすることにより効果的に第１のコンデンサ２７および入力直流電源２１に吸収され、スパイク電圧の発生はない。尚、第１のスイッチング手段のターンオン直前の第１および第２のスイッチング手段の寄生容量とトランス２８の分布容量の放電はトランス２８の漏れインダクタンスによるとしたが、トランス２８の１次巻線２８ａまたは２次巻線２８ｂに直列にインダクタンス素子を直列に接続し、放電エネルギーを大きくすることもできるのは言うまでもない。
【００３０】
また、トランス２８のインダクタンス値を小さくして、トランス２８を逆励磁させることにより第１および第２のスイッチング手段の寄生容量とトランス２８の分布容量の放電の補助をさせることもできる。また、スイッチング手段に印加される電圧は入力電圧ＶＩＮで、トランス２８が直流励磁されないという特徴がある。また、ｉＳ１とｉＳ２の比はスイッチング素子３０の動作抵抗ＲonとｉＳ１の積がダイオード３１の順方向電圧降下ＶＦと等しくなるような割合となり、Ｒonの小さいスイッチング素子を使用しているためｉＳ２が小さくなるので順方向電圧効果ＶＦによる損失が小さくなり、効率を向上させることができる。なお、スイッチング素子３０とダイオード３１で第３のスイッチング手段を構成するとしたが、第３のスイッチング手段と別に整流ダイオードを並列に接続しても効果は同じであることは言うまでもない。
【００３１】
（実施の形態２）
以下本発明の第２の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図３は本発明の第２の実施の形態におけるスイッチング電源装置の構成を示すものである。２１は入力直流電源であり入力電圧をＶＩＮとする。２２ａ，２２ｂは入力端子であり、２３は第１のスイッチング素子であり、２４は第１のダイオードであり、前記第１のスイッチング素子２３と前記第１のダイオード２４で第１のスイッチング手段を構成する。２５は第２のスイッチング素子であり、２６は第２のダイオードであり、前記第２のスイッチング素子２５と前記第２のダイオード２６で第２のスイッチング手段を構成する。前記第１のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され前記入力端子２２ａ，２２ｂに接続される。２７は第１のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ１を保持する。
【００３２】
２８はトランスで１次巻線２８ａと１つ以上の２次巻線２８ｂを有し、前記１次巻線２８ａと前記２次巻線２８ｂの巻数比はｎ：１とし、１次巻線２８ａは前記コンデンサ２７を介して前記第２のスイッチング手段の両端に接続される。２９は第２のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ２を保持する。３０は第３のスイッチング素子であり、３１は第３のダイオードであり、前記第３のスイッチング素子３０と前記第３のダイオード３１で第３のスイッチング手段を構成しており、ダイオード３１のアノードを前記トランス２８の２次巻線２８ｂの一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ２９を介して前記トランス２８の２次巻線２８ｂの他端に接続される。３２はインダクタンス素子であり、３３は平滑コンデンサである。
【００３３】
前記インダクタンス素子３２と前記平滑コンデンサ３３は直列接続され、前記第３のスイッチング手段の両端に接続される。３４ａ，３４ｂは出力端子であり、３５は負荷である。３６は制御回路であり前記出力端子３４ａ，３４ｂ間の電圧を検出し出力電圧が一定になるように前記第１のスイッチング素子２３と前記第２のスイッチング素子２５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。３７は第３のコンデンサであり、第１のスイッチング素子２３の両端に接続され、第１のスイッチング素子２３および第２のスイッチング素子２５に印加される電圧の急峻な変化を抑える。なお前記第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５は同時にオフの期間を持つように制御回路３６のオンオフ信号は設定されている。
【００３４】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、以下にその動作を図４の各部動作波形を参照しながら説明する。
【００３５】
図４において（ａ）は制御回路３６の第１のスイッチング素子２３の駆動パルス波形ｖＧ１を示しており、（ｂ）は制御回路３６の第２のスイッチング素子２５の駆動パルス波形ｖＧ２を示しており、（ｃ）は制御回路３６の第３のスイッチング素子３０の駆動パルス波形ｖＧ３を示しており、（ｄ）はトランス８の１次巻線電流波形ｉＰを示しており、（ｅ）は第１のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＤを示しており、（ｆ）は第３のスイッチング手段を流れる電流波形ｉＳを示しており、（ｇ）は第３のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＳを示しており、（ｈ）はインダクタンス素子３２を流れる電流波形ｉＬを示している。
【００３６】
基本的な動作は第１実施の形態の回路構成と同じであるが、第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５は同時にオフの期間を持ち、その期間に第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５に印加される電圧が変化するように設定されている。第１のスイッチング素子２３の両端には第３のコンデンサ３７が接続されているため第１のスイッチング素子２３のターンオンおよびターンオフ時の電圧波形の急峻な立ち上がり立ち下がりは緩和され、また第３のコンデンサ３７に蓄えられた電荷を入力直流電源２１に回生してから、第１のスイッチング素子２３をターンオンできるため、第１のスイッチング素子２３のターンオン損失にならない。同様な効果は第２のスイッチング素子２５にもある。
【００３７】
これらのような過渡時以外の動作は図１で説明した第１の実施の形態と同様であるので省略する。またこれらのコンデンサを付加した場合、過渡時においてトランス２８の各巻線の出力インピーダンスが変化し、特に第１のスイッチング素子２３のオフ時の各巻線電流の初期電流値が変化するが制御動作そのものへの影響は少なく、第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５に印加される電圧波形は急峻でないために、ノイズの発生が抑えられ、第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング２５のスイッチング損失の発生も抑えられる効果がある。また第３のコンデンサ３７を追加しても、第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５のターンオン直前に蓄積電荷を放電するため、ターンオン時のスパイク電流の発生はない。
【００３８】
また、第１の実施の形態と同様に第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５のターンオン直前にスイッチング素子の寄生容量およびトランス２８の分布容量を放電してからターンオンするために、スパイク状の短絡電流の発生を低減でき効率の改善、ノイズの発生を抑えることが可能である。また、トランス２８の漏れインダクタンスに起因する第１のスイッチング素子２３および第２のスイッチング素子２５のターンオフ時のスパイク電圧が第１のダイオード２４および第２のダイオード２６がターンオンすることにより効果的に第１のコンデンサ２７および入力直流電源２１に吸収され、スパイク電圧の発生はない。
【００３９】
尚、第１のスイッチング手段のターンオン直前の第３のコンデンサ３７および第１および第２のスイッチング手段の寄生容量とトランス２８の分布容量の放電はトランス２８の漏れインダクタンスによるとしたが、トランス２８の１次巻線２８ａまたは２次巻線２８ｂに直列にインダクタンス素子を直列に接続し、放電エネルギーを大きくすることもできるのは言うまでもない。また、トランス２８のインダクタンス値を小さくして、トランス２８を逆励磁させることにより第３のコンデンサ３７および第１および第２のスイッチング手段の寄生容量とトランス２８の分布容量の放電の補助をさせることもできる。また、ｉＳはスイッチング素子３０とダイオード３１に分流し、Ｒonの小さいスイッチング素子を使用しているためｉＳ２が小さくなるので順方向電圧降下ＶＦによる損失が小さくなり、効率が向上させることができるのは第１の実施の形態と同じである。また、スイッチング手段に印加される電圧は入力電圧ＶＩＮで、トランス２８が直流励磁されないのは従来のハーフブリッジコンバータと同様であり、高効率、低ノイズ、高周波化が可能なスイッチング電源装置を実現できる。
【００４０】
（実施の形態３）
以下本発明の第３の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図５は本発明の第３の実施の形態におけるスイッチング電源装置の構成を示すものである。２１は入力直流電源であり入力電圧をＶＩＮとする。２２ａ，２２ｂは入力端子であり、２３は第１のスイッチング素子であり、２４は第１のダイオードであり、前記第１のスイッチング素子２３と前記第１のダイオード２４で第１のスイッチング手段を構成する。２５は第２のスイッチング素子であり、２６は第２のダイオードであり、前記第２のスイッチング素子２５と前記第２のダイオード２６で第２のスイッチング手段を構成する。前記第１のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され前記入力端子２２ａ，２２ｂに接続される。２７は第１のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ１を保持する。
【００４１】
２８はトランスで１次巻線２８ａと１つ以上の２次巻線２８ｂを有し、前記１次巻線２８ａと前記２次巻線２８ｂの巻数比はｎ：１とし、１次巻線２８ａは前記コンデンサ２７を介して前記第２のスイッチング手段の両端に接続される。２９は第２のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ２を保持する。３０は第３のスイッチング素子であり、３１は第３のダイオードであり、前記第３のスイッチング素子３０と前記第３のダイオード３１で第３のスイッチング手段を構成しており、ダイオード３１のアノードを前記トランス２８の２次巻線２８ｂの一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ２９を介して前記トランス２８の２次巻線２８ｂの他端に接続される。３２はインダクタンス素子であり、３３は平滑コンデンサである。前記インダクタンス素子３２と前記平滑コンデンサ３３は直列接続され、前記第３のスイッチング手段の両端に接続される。３４ａ，３４ｂは出力端子であり、３５は負荷である。３６は制御回路であり前記出力端子３４ａ，３４ｂ間の電圧を検出し出力電圧が一定になるように前記第１のスイッチング素子２３と前記第２のスイッチング素子２５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
【００４２】
３８は漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子であり、前記トランス２８の１次巻線２８ａに直列に接続され前記第２のスイッチング素子２５のオン期間に前記第１のコンデンサ２７と共振し、前記トランス２８の２次巻線２８ｂに伝達される出力電流を共振電流とする。
【００４３】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、以下にその動作を図６の各部動作波形を参照しながら説明する。
【００４４】
図６において（ａ）は制御回路３６の第１のスイッチング素子２３の駆動パルス波形ｖＧ１を示しており、（ｂ）は制御回路３６の第２のスイッチング素子２５の駆動パルス波形ｖＧ２を示しており、（ｃ）は制御回路３６の第３のスイッチング素子３０の駆動パルス波形ｖＧ３を示しており、（ｄ）はトランス２８の１次巻線電流波形ｉＰを示しており、（ｅ）は第１のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＤを示しており、（ｆ）は第３のスイッチング手段を流れる電流波形ｉＳを示しており、（ｇ）は第３のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＳを示しており、（ｈ）はインダクタンス素子３２を流れる電流波形ｉＬを示している。動作状態の時間的変化を示すためｔ１〜ｔ４を図中に記している。
【００４５】
基本的な動作は第１の実施の形態の回路構成と同じであるが、第２のスイッチング素子２５がオンのとき、第１のコンデンサ２７と漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子３８は共振し、共振周波数を十分小さく設定されているので、トランス２８の２次巻線電流は正弦波状となりゼロから立ち上がり、ｔ３で再びゼロとなる。従ってダイオード３１はゼロ電流スイッチングとなりリカバリは発生しない。また、あらかじめ第３のスイッチング素子３０のオフのタイミングを第２のスイッチング素子２５のオフより早く、ｔ３の直前にオフするように設定しておくとｉＳは負方向に流れることはなく回路の動作を損ねない。
【００４６】
また、トランス２８のインダクタンス値は励磁電流が負となるように十分小さく設定されているために第２のスイッチング手段がターンオフする時に、入力直流電源２１に電力が回生するように電流が逆向きになるように設定されるので、第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５の寄生容量とトランス２８の分布容量を放電することが可能となる。
【００４７】
直流電圧ＶＣ１及びＶＣ２は実際は直流電圧分と共振電圧である変動分の和電圧となるが、共振電圧による変動分は十分小さく設定できたため、入力電圧と出力電圧の変換比は第１の実施の形態の場合とほとんど変わらない。
【００４８】
これらのような過渡時以外の動作は図１で説明した第１の実施の形態と同様であるので省略する。
【００４９】
また、第１の実施の形態と同様に第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５のターンオン直前にスイッチング素子の寄生容量及びトランス２８の分布容量を放電してからターンオンするために、スパイク状の短絡電流の発生を低減でき、効率の改善、ノイズの発生を抑えることが可能である。また、トランス２８の漏れインダクタンスに起因する第１のスイッチング素子２３および第２のスイッチング素子２５のターンオフ時のスパイク電圧が第１のダイオード２４および第２のダイオード２６がターンオンすることにより、効果的に第１のコンデンサ２７および入力直流電源２１に吸収され、スパイク電圧の発生はない。また、ｉＳはスイッチング素子３０とダイオード３１に分流し、Ｒonの小さいスイッチング素子を使用しているためｉＳ２が小さくなるので順方向電圧降下ＶＦによる損失が小さくなり、効率を向上させることができるのは第１の実施の形態と同じである。また、スイッチング手段に印加される電圧は入力電圧ＶＩＮで、トランス２８が直流励磁されないのは従来のハーフブリッジコンバータと同様であり、高効率、低ノイズ、高周波化が可能なスイッチング電源装置を実現できる。
【００５０】
（実施の形態４）
以下本発明の第４の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図７は本発明の第４の実施の形態におけるスイッチング電源装置の構成を示すものである。２１は入力直流電源であり入力電圧をＶＩＮとする。２２ａ，２２ｂは入力端子であり、２３は第１のスイッチング素子であり、２４は第１のダイオードであり、前記第１のスイッチング素子２３と前記第１のダイオード２４で第１のスイッチング手段を構成する。２５は第２のスイッチング素子であり、２６は第２のダイオードであり、前記第２のスイッチング素子２５と前記第２のダイオード２６で第２のスイッチング手段を構成する。前記第１のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段は直列接続され前記入力端子２２ａ，２２ｂに接続される。
【００５１】
２７は第１のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ１を保持する。２８はトランスで１次巻線２８ａと１つ以上の２次巻線２８ｂを有し、前記１次巻線２８ａと前記２次巻線２８ｂの巻数比はｎ：１とし、１次巻線２８ａは前記コンデンサ２７を介して前記第２のスイッチング手段の両端に接続される。２９は第２のコンデンサであり、直流電圧ＶＣ２を保持する。３０は第３のスイッチング素子であり、３１は第３のダイオードであり、前記第３のスイッチング素子３０と前記第３のダイオード３１で第３のスイッチング手段を構成しており、ダイオード３１のアノードを前記トランス２８の２次巻線２８ｂの一端に接続しカソードを前記第２のコンデンサ２９を介して前記トランス２８の２次巻線２８ｂの他端に接続される。３２はインダクタンス素子であり、３３は平滑コンデンサである。前記インダクタンス素子３２と前記平滑コンデンサ３３は直列接続され、前記整流ダイオード３１の両端に接続される。３４ａ，３４ｂは出力端子であり、３５は負荷である。３６は制御回路であり前記出力端子３４ａ，３４ｂ間の電圧を検出し出力電圧が一定になるように前記第１のスイッチング素子２３と前記第２のスイッチング素子２５のオンオフ比を変える制御信号を発生する。
【００５２】
３８は漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子であり、前記トランス２８の１次巻線２８ａに直列に接続され前記第２のスイッチング素子２５のオン期間に前記第１のコンデンサ２７と共振し、前記トランス２８の２次巻線２８ｂに伝達される出力電流を共振電流とする。
【００５３】
３７は第３のコンデンサであり、前記第１のスイッチング素子２３の両端に接続され、前記第１のスイッチング素子２３および第２のスイッチング素子２５に印加される電圧の急峻な変化を抑える。なお前記第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５は同時にオフの期間を持つように制御回路３６のオンオフ信号は設定されている。
【００５４】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、以下にその動作を図８の各部動作波形を参照しながら説明する。
【００５５】
図８において（ａ）は制御回路３６の第１のスイッチング素子２３の駆動パルス波形ｖＧ１を示しており、（ｂ）は制御回路３６の第２のスイッチング素子２５の駆動パルス波形ｖＧ２を示しており、（ｃ）は制御回路３６の第３のスイッチング素子３０の駆動パルス波形ｖＧ３を示しており、（ｄ）はトランス２８の１次巻線電流波形ｉＰを示しており、（ｅ）は第１のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＤを示しており、（ｆ）は第３のスイッチング手段を流れる電流波形ｉＳを示しており、（ｇ）は第３のスイッチング手段に印加される電圧波形ｖＳを示しており、（ｈ）はインダクタンス素子３２を流れる電流波形ｉＬを示している。
【００５６】
基本的な動作は第３の実施の形態の回路構成と同じであるが、第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５は同時にオフの期間を持ち、その期間に第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５に印加される電圧が変化するように設定されている。第１のスイッチング素子２３の両端には第３のコンデンサ３７が接続されているため第１のスイッチング素子２３のターンオフ時の電圧波形の急峻な立ち上がり立ち下がりは緩和され、また第３のコンデンサ３７に蓄えられた電荷を入力直流電源２１に回生してから、第１のスイッチング素子２３をターンオンできるため、第１のスイッチング素子２３のターンオン損失にならない。同様な効果は第２のスイッチング素子２５にもある。
【００５７】
これらのような過渡時以外の動作は図５で説明した第３の実施の形態と同様であるので省略する。またこれらのコンデンサを付加した場合、過渡時においてトランス２８の各巻線の出力インピーダンスが変化し、特に第１のスイッチング素子２３のオフ時の各巻線電流の初期電流値が変化するが制御動作そのものへの影響は少なく、２次巻線電流波形を共振電流とする効果に加えて、第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５に印加される電圧波形は急峻でないために、ノイズの発生が抑えられ、第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング２５のスイッチング損失の発生も抑えられる効果がある。
【００５８】
また、第１の実施の形態と同様に第１のスイッチング素子２３と第２のスイッチング素子２５のターンオン直前にスイッチング素子の寄生容量及びトランス２８の分布容量を放電してからターンオンするために、スパイク状の短絡電流の発生を低減でき効率の改善、ノイズの発生を抑えることが可能である。また、トランス２８の漏れインダクタンスに起因する第１のスイッチング素子２３および第２のスイッチング素子２５のターンオフ時のスパイク電圧が第１のダイオード２４および第２のダイオード２６がターンオンすることにより効果的に第１のコンデンサ２７および入力直流電源２１に吸収され、スパイク電圧の発生はない。
【００５９】
また、ｉＳはスイッチング素子３０とダイオード３１に分流し、Ｒonの小さいスイッチング素子を使用しているためｉＳ２が小さくなるので順方向電圧降下ＶＦによる損失が小さくなり、効率が向上させることができるのは第１の実施の形態と同じである。また、スイッチング手段に印加される電圧は入力電圧ＶＩＮで、トランス２８が直流励磁されないのは従来のハーフブリッジコンバータと同様であり、高効率、低ノイズ、高周波化が可能なスイッチング電源装置を実現できる。
【００６０】
【発明の効果】
この構成によって、第１および第２のスイッチング手段のターンオン時には、スイッチング手段の寄生コンデンサおよびトランスの分布容量に蓄えられたエネルギーを放電してからターンオンするためスパイク電流の発生もなく、第１および第２のスイッチング手段のターンオフ時にはトランスの漏れインダクタンスの影響によるスパイク電圧の発生もない。また、電流共振とすることで２次側の整流ダイオードのゼロ電流スイッチングを達成でき、ターンオフリカバリの発生がなく、第２のスイッチング手段のターンオフ電流を小さくできるためターンオフスイッチングロスも小さくできる。さらに第２のスイッチング手段と同期した第３のスイッチング手段をバイパス手段として適用することにより２次側整流ダイオードの順方向電圧降下による損失を低減させることができる。また、スイッチング手段に印加される電圧は入力電圧ＶＩＮでトランスが直流励磁されないのは従来のハーフブリッジコンバータと同様であり、高効率、低ノイズで、高周波化が可能なスイッチング電源装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態におけるスイッチング電源装置を示す回路構成図
【図２】本発明の図１の回路構成図の動作波形を示す説明図
【図３】本発明の第２の実施の形態におけるスイッチング電源装置を示す回路構成図
【図４】本発明の図３の回路構成図の動作波形を示す説明図
【図５】本発明の第３の実施の形態におけるスイッチング電源装置を示す回路構成図
【図６】本発明の図５の回路構成図の動作波形を示す説明図
【図７】本発明の第４の実施の形態におけるスイッチング電源装置を示す回路構成図
【図８】本発明の図７の回路構成図の動作波形を示す説明図
【図９】従来例におけるスイッチング電源装置の回路構成図
【図１０】従来の図９の回路構成図の動作波形を示す説明図
【符号の説明】
２１ 入力直流電源
２２ａ，２２ｂ 入力端子
２３ 第１のスイッチング素子
２４ 第１のダイオード
２５ 第２のスイッチング素子
２６ 第２のダイオード
２７ 第１のコンデンサ
２８ トランス
２９ 第２のコンデンサ
３０ 第３のスイッチング素子
３１ 第３のダイオード
３２ インダクタンス素子
３３ 平滑コンデンサ
３４ａ，３４ｂ 出力端子
３５ 負荷
３６ 制御回路
３７ 第３のコンデンサ
３８ 漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子
Claims (3)
- 少なくともオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段と、この第１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰り返す第２のスイッチング手段の直列回路を入力直流電源に接続し、前記第２のスイッチング手段に並列にトランスの１次巻線と第１のコンデンサの直列回路を接続し、前記トランスの２次巻線に第２のコンデンサと第２のスイッチング手段と同期してオンオフを繰り返す第３のスイッチング手段の直列回路を接続し、前記第３のスイッチング手段をバイパス用としてその両端に整流ダイオード及びインダクタンス素子と平滑コンデンサの直列回路を並列に接続し、前記平滑コンデンサの両端の電圧を出力に供給するスイッチング電源装置。
- 第１のスイッチング手段の両端または第２のスイッチング手段の両端またはその両方に回生用コンデンサを接続し、前記第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段の両方ともオフとなる期間を持ち、交互にオンオフを繰り返すようにした請求項１に記載のスイッチング電源装置。
- 第１のコンデンサまたは第２のコンデンサまたはそれらの組合せとトランスの漏れインダクタンスまたは外付けのインダクタンスとで共振し、前記トランスの２次巻線電流を共振電流とした請求項１に記載のスイッチング電源装置。
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