JP2001036173A - パルス電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 負荷からのキックバックエネルギーを初段コ
ンデンサの充電電荷として回生するには、パルス発生回
路に２つの半導体スイッチ素子とその制御回路を必要と
したため、回路が複雑、高価になる。 【解決手段】 パルストランスＰＴは、一次巻線に中間
タップをもつ構造とし、中間タップに初段コンデンサＣ
₀と可飽和リアクトルＳＩ０の直列回路を接続し、半導
体スイッチ素子ＩＧＢＴ₁のオン動作でパルス電流を磁
気パルス圧縮回路側に発生させ、負荷側からのキックバ
ック電流はダイオードＤ₁を通して初段コンデンサをそ
の初期充電極性に充電させる。可飽和リアクトルＳＩ０
に代えて、半導体スイッチ素子のみ又は該素子とダイオ
ードに可飽和リアクトルを設けた構成、パルストランス
の一次巻線の巻数Ｎ１に対して巻数Ｎ１’を大きくして
エネルギー移行効率を高めることも含む。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、エキシマレーザ等
のパルス駆動型装置に適用するパルス電源装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】エキシマレーザ等のパルス駆動電源に
は、従来のサイラトロンに代わって、半導体スイッチ素
子と磁気パルス圧縮回路を用いたパルス電源装置に置き
換わりつつある。特にパルス駆動の繰り返し周波数が高
くなると電源寿命の観点から、その傾向が強い。

【０００３】エキシマレーザ等における放電インピーダ
ンスは等価抵抗成分が小さいため、すべてのエネルギー
が負荷で消費されることなく、反射して電源に戻ってく
る。これをキックバックエネルギーと称している。

【０００４】この電源に戻ってきたキックバックエネル
ギーは、抵抗で消費させる方法か、コンデンサに静電エ
ネルギーの形で蓄えて次回にパルス出力に利用する回生
方法がある。省エネの観点からすると回生方法の方が優
れるのはいうまでもない。その回生方法としていろいろ
な方式が提案されている。

【０００５】この従来例を図９に示す。パルス発生回路
１は、電力用の初段コンデンサＣ₀を充電器２により初
期充電しておき、半導体スイッチ素子としてのサイリス
タＴｈｙ１のオン制御で初段コンデンサＣ₀から可飽和
リアクトルＳＩ０を通してパルストランスＰＴにパルス
電流Ｉ₀を供給する。可飽和リアクトルＳＩ０は、サイ
リスタＴｈｙ１のターンオンに遅れて磁気スイッチ動作
することでサイリスタＴｈｙ１のスイッチング損失を軽
減するための磁気アシストである。

【０００６】昇圧・パルス幅磁気圧縮回路３は、パルス
トランスＰＴで昇圧したパルス電流でコンデンサＣ₁を
高圧充電し、このコンデンサＣ₁の充電電圧で可飽和リ
アクトルＳＩ１が磁気スイッチ動作することによりコン
デンサＣ₁からコンデンサＣ₂への狭幅のパルス電流Ｉ₁
を発生させてコンデンサＣ₂を高圧充電し、さらにコン
デンサＣ₂の充電電圧で可飽和リアクトルＳＩ２が磁気
スイッチ動作することによりコンデンサＣ₂からエキシ
マレーザなどの負荷装置４に狭幅・高電圧のパルス電流
Ｉ₂を供給する。

【０００７】上記のパルス駆動後、負荷４で消費されず
戻ってきたエネルギーは、初段コンデンサＣ₀を負極性
の電圧（初期充電電圧ＶＣ₀とは逆極性）で充電する。
この負電圧はサイリスタＴｈｙ１のアノード・カソード
間に逆バイアス電圧を印加することになり、そのターン
オフに利用される。

【０００８】この戻ってきたエネルギーを次のパルス発
生のためのエネルギーとして回生するため、初段コンデ
ンサＣ₀の負極性電圧を反転して正方向電圧にする。こ
のための反転回路は、初段コンデンサＣ₀の反転電圧で
ダイオードＤｓを通してリアクトルＬｓに振動電流を発
生させ、この電流で初段コンデンサＣ₀を初期充電方向
に充電させる。リアクトルＬｓは、サイリスタＴｈｙ１
がターンオフするのに充分な逆バイアス電圧を印加でき
るよう、初段コンデンサＣ₀との振動周期を長くした大
きなインダクタンス値にされる。

【０００９】なお、可飽和リアクトルＳＩ０〜ＳＩ２
は、磁気スイッチ動作に備えて磁気飽和方向を初期化す
るための磁化リセットがなされる。この磁化リセットに
は、各可飽和リセットＳＩ０〜ＳＩ２にはリセット巻線
を設け、磁気スイッチ動作後にリセット巻線に直流電流
を供給するリセット回路が設けられる。

【００１０】また、パルス発生回路１は、サイリスタに
代えてＩＧＢＴなど他の半導体スイッチ素子を使用する
場合がある。また、磁気圧縮回路３は、入力段パルスト
ランスの後段に可飽和トランスを設けたり、コンデンサ
と可飽和リアクトルの磁気パルス圧縮段を３段以上に構
成するなど、磁気圧縮のための種々の変形例がある。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】従来のキックバックエ
ネルギー回生方式で問題な点は、回路が複雑になること
である。例えば、図９で示すパルス発生回路１には、半
導体スイッチ素子として、サイリスタＴｈｙ１の他に、
サイリスタＴｈｙ０を設けている。その理由を以下に説
明する。

【００１２】一般に、充電器２は高周波インバータ（効
率向上のため共振形であることが多い）の出力をトラン
スで昇圧後にダイオードブリッジで整流するタイプであ
る。このため、Ｔｈｙ０を設けない場合、初段コンデン
サＣ₀の負極性の電圧は、充電器のダイオード整流回路
を通って反転するループができる。この反転周期はイン
ダクタンス成分がほとんどないため短く、サイリスタＴ
ｈｙ１に対する逆バイアス電圧の印加時間が充分でなく
ターンオフさせることができない。また、反転するとき
の電流が非常に大きくなるから、充電器の出力電流に合
わせて設計されているダイオード整流回路の通電能力を
超え、ダイオード素子を過電流破壊させる原因となる。

【００１３】上記の理由から、サイリスタＴｈｙ０を設
け、このサイリスタＴｈｙ０は充電器２が初段コンデン
サＣ₀を充電するときのみオンさせ、それ以外はオフさ
せておく。

【００１４】図１０に示す回路は、図９の変形例であ
り、充電器２のダイオード整流回路をダイオードＤ_Sと
して利用するものである。同図では、サイリスタＴｈｙ
０に並列にリアクトルＬｓを設け、このリアクトルＬ_S
と充電器２のダイオード整流回路を利用して初段コンデ
ンサＣ₀の電圧を反転させる。

【００１５】この場合、サイリスタＴｈｙ０の役割は、
初段コンデンサＣ₀の充電動作時に充電器の電圧精度を
上げるためにオンさせる。すなわち、このリアクトルＬ
ｓをバイパスする充電路がないと、大きなインダクタン
スのリアクトルＬｓを通って初段コンデンサＣ₀が充電
されるため、充電電圧の精度を保つことが困難になる。

【００１６】以上のように、従来のパルス電源装置で
は、キックバックエネルギー回生形に構成するには、パ
ルス発生用と、キックバックエネルギー回生用の２つの
半導体スイッチ素子を必要とし、そのオン・オフ制御回
路やスナバ回路も含めて構成が複雑になり、コストアッ
プの一因となっていた。

【００１７】本発明の目的は、１つの半導体スイッチ素
子を使ってパルス発生とキックバックエネルギーの回生
ができるパルス電源装置を提供することにある。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題を解
決するため、パルストランスが中間タップをもつ一次巻
線構造とし、この中間タップ側にコンデンサを接続し、
一次巻線の一方の巻線を通した半導体スイッチ素子のオ
ン制御でコンデンサを放電させるパルス発生動作を得、
一次巻線の他方の巻線からダイオードを通したキックバ
ック電流でコンデンサをその初期充電極性に充電する回
生動作を得るようにしたもので、以下の構成を特徴とす
る。

【００１９】充電器によって初期充電された初段コンデ
ンサからの放電でパルストランスにパルス電流を発生さ
せるパルス発生回路と、前記パルス電流を可飽和リアク
トルとコンデンサによってパルス幅を圧縮して負荷に供
給する磁気パルス圧縮回路とを備えたパルス電源装置に
おいて、前記パルストランスは、一次巻線に中間タップ
をもち、この中間タップに前記初段コンデンサを接続
し、一次巻線の一方の巻線にはオン動作で前記パルス電
流を発生させるための半導体スイッチ素子を設け、一次
巻線の他方の巻線には前記負荷からのキックバック電流
で前記初段コンデンサをその初期充電極性に充電させる
ためのダイオードを設けたことを特徴とする。

【００２０】また、前記初段コンデンサは、可飽和リア
クトルを直列接続して前記パルストランスの中間タップ
に接続したことを特徴とする。

【００２１】また、前記充電器は、前記初段コンデンサ
を直接に充電する構成、または、前記可飽和リアクトル
を介して前記初段コンデンサを充電する構成を特徴とす
る。

【００２２】また、前記半導体スイッチ素子は可飽和リ
アクトルを直列接続して前記パルストランスに接続した
構成、または、前記半導体スイッチ素子は第１の可飽和
リアクトルを直列接続して前記パルストランスに接続
し、前記ダイオードは第２の可飽和リアクトルを直列接
続して前記パルストランスに接続したことを特徴とす
る。

【００２３】また、前記パルストランスは、前記半導体
スイッチ素子が接続される一次巻線の巻数Ｎ１に対し、
前記ダイオードが接続される一次巻線の巻数Ｎ１’を大
きくしてエネルギー移行効率を高めたことを特徴とす
る。

【００２４】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施形態を示す
回路図である。同図が図９または図１０と異なる部分
は、中間タップ付き一次巻線をもつパルストランスＰＴ
とし、中間タップには可飽和リアクトルＳＩ０と初段コ
ンデンサＣ₀の直列回路を配置し、一次巻線の一端に半
導体スイッチ素子としてのＩＧＢＴ₁を配置し、一次巻
線の他端にキックバック電流路を形成するダイオードＤ
₁を設けた点にある。

【００２５】なお、パルストランスＰＴの巻線比はＮ
１：Ｎ１'(＝Ｎ１)：Ｎ２とし、それぞれの巻線極性は
図中の黒丸印で示す方向とする。また、充電器２は、可
飽和リアクトルＳＩ０と初段コンデンサＣ₀の直列接続
点から初段コンデンサＣ₀を直接に初期充電する回路構
成とする。また、磁化リセット回路５は、直流電源Ｅ
_RSTと限流抵抗Ｒ_RST及びインダクタンスＬ_RSTの直列回
路で構成され、各可飽和リアクトルＳＩ０〜ＳＩ２のリ
セット巻線の直列接続回路に一括して磁化リセット電流
を供給する。

【００２６】本実施形態の動作を図２〜図７に示す動作
モードＡ〜Ｆの順で以下に詳細に説明する。なお、図２
〜図７における可飽和リアクトルＳＩ０〜ＳＩｎの近傍
に記した太線の矢印方向は、各モードでの磁化飽和方向
を表している。また、図２〜図７中では、可飽和リアク
トルＳＩ０〜ＳＩｎの磁化状態を初期化するための磁気
リセット回路５及び初段コンデンサＣ₀を初期充電する
充電器２を省略している。

【００２７】モードＡ（図２）：充電器によって初段コ
ンデンサＣ₀に電圧が図示の極性に初期充電されてい
る。この状態で、半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ₁にオン
ゲート信号が印加され、ＩＧＢＴ₁は導通状態になる。
しかし、可飽和リアクトルＳＩ０がオン電流をブロック
して（励磁電流は微少である）ため、初段コンデンサＣ
₀からの放電電流はほとんど流れない。やがて、可飽和
リアクトルＳＩ０の電圧時間積を超えると、可飽和リア
クトルＳＩ０の磁化状態を表す矢印の向きは右方向に飽
和し電圧阻止能力が失われ、Ｃ₀→ＳＩ０→ＰＴの一次
側巻線→ＩＧＢＴ₁のループで電流Ｉ₀が流れる。これに
より、初段コンデンサＣ₀の電圧は昇圧されてコンデン
サＣ₁に移行する。パルストランスＰＴの昇圧比は損失
等を無視すれば（Ｎ２／Ｎ１）倍になる。

【００２８】モードＢ（図３）：コンデンサＣ₁の電圧
が図示の極性に充電されるに伴い、可飽和リアクトルＳ
Ｉ１の磁化方向が右方向の飽和状態から遷移してやがて
左方向に飽和すると、コンデンサＣ₁の電圧はコンデン
サＣ₂に移行する。この移行時にパルス幅の圧縮が行わ
れる。

【００２９】モードＣ（図４）：モードＢの動作が各可
飽和リアクトルＳＩ２〜ＳＩｎまで充電→移行が繰り返
し行われ、パルス幅圧縮し、やがて、予備電離放電を起
こしながらピーキングコンデンサＣｐを短時間（１００
ｎｓ台）に充電する。

【００３０】モードＤ（図５）：１００ｎｓ台の短時間
でコンデンサＣｎからピーキングコンデンサＣｐへエネ
ルギーが大部分移行した段階で、主放電電極がグロー放
電を起こしてレーザ発振する。放電インピーダンスが小
さいため、振動でピーキングコンデンサＣｐの電圧は反
転する。

【００３１】モードＥ（図６）：可飽和リアクトルＳＩ
ｎはモードＣの状態で磁化方向が（飽和状態でないもの
の）左向きになっているため、直ぐに左方向に飽和され
て反転電圧はピーキングコンデンサＣｐからコンデンサ
Ｃｎに逆移行する。以下、同様にして、パルス幅を伸長
しながら余剰エネルギー（キックバックエネルギー）は
逆移行して、やがてコンデンサＣ₁を充電する。電圧の
極性はモードＡ、Ｂのときと逆極性になる。

【００３２】モードＦ（図７）：可飽和リアクトルＳＩ
０とＳＩ１の電圧時間積をＶＴ_SI0、ＶＴ_SI1と表すと
き、両者の間に次の関係が成り立つように設計されてい
れば、図示の電流ループでコンデンサＣ₁の電圧は初段
コンデンサＣ₀に移行する。この初段コンデンサＣ₀の電
圧の極性は充電器で初期充電した極性と同一極性であ
り、次のパルス発生時のエネルギー源の一部として回生
される。

【００３３】

【数１】 （Ｎ２／Ｎ１）・ＶＴ_SI0＋０.５Ｖ_C1・τ≦ＶＴ_SI1 Ｖ_C1：キックバックしてきたコンデンサＣ₁の電圧 τ：コンデンサＣ₁から初段コンデンサＣ₀への移行時間 したがって、本実施形態によれば、パルスの発生は、初
段コンデンサＣ₀の充電電圧で可飽和リアクトルＳＩ０
→パルストランスＰＴの一方の一次巻線→半導体スイッ
チ素子ＩＧＢＴ₁を経たパルス電流によりなされ、キッ
クバックエネルギーの回生は、パルストランスＰＴの他
方の一次巻線電圧で可飽和リアクトルＳＩ０→初段コン
デンサＣ₀→ダイオードＤ₁を経たパルス電流によりなさ
れ、初段コンデンサＣ₀の充電エネルギーとして回生さ
れることから、装置構成のための半導体スイッチ素子と
しては、１つの半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ₁と１つの
ダイオードＤ₁によって構成できる。

【００３４】すなわち、キックバックエネルギーの回生
に際して、初段コンデンサＣ₀は従来の回生方式のよう
に、負極性に充電されることがない。このため、充電器
２の出力段がダイオード整流回路をもつ場合にも、ダイ
オード整流回路を通した電流ループが発生することな
く、従来のサイリスタＴｈｙ０とそのオン・オフ制御回
路等が不要になる。また、キックバックエネルギーの回
生に際して、初段コンデンサＣ₀への充電電流ループに
は可飽和リアクトルＳＩ０を介在させることができ、従
来の大きなインダクタンスのリアクトルＬ_Sが不要にな
る。

【００３５】また、キックバックエネルギーの回生に際
して、コンデンサＣ₁から初段コンデンサＣ₀に電荷が逆
移行する際に流れる電流が半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ
₁を通らず、ダイオードＤ₁側を通過するため、半導体ス
イッチ素子ＩＧＢＴ₁をオンからオフに切り換えるタイ
ミングが、最初にＣ₀からＣ₁に電荷が移行し終わった段
階（すなわち、図３のモードＢに移った時点）で行える
ため、半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ₁のターンオフ（電
圧が再印加するまでの）時間に余裕が得られる。

【００３６】なお、図１の構成において、充電器２によ
る初段コンデンサＣ₀の初期充電は、可飽和リアクトル
ＳＩ０を通して行うことができる。この場合には充電電
流に適度な充電インダクタンスが挿入されるため、充電
電圧精度を向上させることができる。

【００３７】次に、図８は、本発明の他の実施形態を示
す回路図であり、可飽和リアクトルＳＩ０とＳＩ１の電
圧時間積ＶＴ_SI0、ＶＴ_SI1が前記の関係式を満たさない
場合に有用なものである。

【００３８】図８が図１と異なる部分は、パルストラン
スＰＴの中間タップには初段コンデンサＣ₀のみを接続
し、パルストランスＰＴの一方の端子には半導体スイッ
チ素子ＩＧＢＴ₁と可飽和リアクトルＳＩ０₁の直列回路
を設け、パルストランスＰＴの他方の端子にはダイオー
ドＤ₁と可飽和リアクトルＳＩ０₂の直列回路を設けた点
にある。すなわち、図１の可飽和リアクトルＳＩ０に代
えて、パルス発生時の磁気スイッチ用の可飽和リアクト
ルＳＩ０₁と、回生時の磁気スイッチ用のＳＩ０₂との２
つの可飽和リアクトルを設ける。

【００３９】図１の構成において、半導体スイッチ素子
ＩＧＢＴ₁のターンオン損失を極力小さくするためには
ゼロ電圧スイッチングを徹底した方がよく、そのために
は可飽和リアクトルＳＩ０の電圧時間積ＶＴ_SI0をある
程度大きい値にする必要がある。

【００４０】この点、本実施形態では、２つの可飽和リ
アクトルＳＩ０₁とＳＩ０₂に分離構成したため、可飽和
リアクトルＳＩ０₁の電圧時間積ＶＴ_SI01の値を決める
のに、前記の関係式による制約がなく、半導体スイッチ
素子ＩＧＢＴ₁のターンオン損失が十分小さくなるよう
に選ぶことができる。

【００４１】なお、可飽和リアクトルＳＩ０₂は、配線
がもつインダクタンスで代用すること、または空心の小
型のインダクタでもよいが、コンデンサＣ₂→Ｃ₁，Ｃ₁
→Ｃ₀への逆移行を段階的に円滑に進めるために、Ｃ₂→
Ｃ₁への逆移行が終了した時点で右方向に飽和するよう
な電圧時間積を持つ可飽和リアクトルを設けた方が望ま
しい。

【００４２】以上までの実施形態では、半導体スイッチ
素子側の巻数Ｎ１とダイオード側の巻数Ｎ１’は等しい
としてきたが、Ｎ１＜Ｎ１’とすることで、パルス発生
時における初段コンデンサＣ₀→Ｃ₁への移行と、キック
バック時におけるコンデンサＣ₁→Ｃ₀への移行の、それ
ぞれの動作モードについて移行効率を改善することがで
きる。この理由を以下に説明する。

【００４３】一般に損失のないコンデンサから他のコン
デンサへの電荷移行（すなわち、介在インピーダンス要
素をインダクタンスのみとした場合）のとき、移行効率
が最大になるのは同じ静電容量値の場合である。しかし
ながら、介在インピーダンスに損失分（多くは半導体素
子部で発生する損失）が無視できないときは、むしろ、
等容量とするよりも、移行元の静電容量を移行先のそれ
よりも小さくした方が移行効率が上がる。この原理は、
例えば、電気学会半導体研究会資料ＳＰＣ−９０−３７
に開示される。

【００４４】この原理を図１又は図８の実施形態に当て
はめると、下式の関係になるようパルストランスＰＴの
一次巻線の巻数をＮ１＜Ｎ１’の値に選択すると、パル
ス発生時と回生時の両方の移行に際しても効率を低下さ
せることなくエネルギー移行が可能になる。

【００４５】

【数２】Ｃ₀＜（Ｎ２／Ｎ１）²×Ｃ₁ かつ Ｃ₀＞（Ｎ
２／Ｎ１’）²×Ｃ₁ したがって、図１又は図８の構成において、半導体スイ
ッチ素子ＩＧＢＴ₁側のパルストランス巻数Ｎ１とダイ
オードＤ₁側の巻数Ｎ１’をＮ１＜Ｎ１’とすること
で、パルス発生時における初段コンデンサＣ₀→Ｃ₁への
移行と、回生時におけるコンデンサＣ₁→Ｃ₀への移行
の、それぞれのケースについて移行効率を改善すること
ができる。

【００４６】なお、以上までの実施形態では、中間タッ
プ付きパルストランスＰＴとする場合を示すが、これと
同等の３巻線をもつパルストランスを使って図１又は図
８の結線構成とすることができる。

【００４７】

【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、パルス
トランスが中間タップをもつ一次巻線構造とし、この中
間タップ側に初段コンデンサを接続し、一次巻線の一方
の巻線を通した半導体スイッチ素子のオン制御でコンデ
ンサを放電させるパルス発生動作を得、一次巻線の他方
の巻線からダイオードを通したキックバック電流でコン
デンサをその初期充電極性に充電する回生動作を得るよ
うにしたため、１つの半導体スイッチ素子を使ってパル
ス発生とキックバックエネルギーの回生ができる。

【００４８】また、キックバックエネルギーの回生時、
半導体スイッチ素子をオンからオフに切り換えるための
ターンオフ時間に余裕が得られる。

【００４９】また、半導体スイッチ素子側の巻数Ｎ１と
ダイオード側の巻数Ｎ１’をＮ１＜Ｎ１’とすること
で、パルス発生時におけるＣ₀→Ｃ₁への移行と、キック
バック時におけるＣ₁→Ｃ₀への移行の、それぞれのケー
スについて移行効率を改善することができる。

【００５０】また、初段コンデンサは、従来の回生方式
では初期充電時の極性とキックバック時の極性が正負に
切り替わるのに対し、本発明では初期充電時とキックバ
ック時の極性が同じになる。このため、本発明の方式で
は、初段コンデンサに印加される電圧範囲が狭くなり、
同じ定格電圧のコンデンサを使用するもその寿命を長く
することができる。換言すれば、従来方式で本発明方式
と同等のコンデンサ寿命を得ようとすると、定格電圧が
１ランク上のコンデンサを必要とし、コンデンサのサイ
ズが大型化したり、コストアップになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態を示す回路図。

【図２】実施形態の動作説明図（モードＡ）

【図３】実施形態の動作説明図（モードＢ）

【図４】実施形態の動作説明図（モードＣ）

【図５】実施形態の動作説明図（モードＤ）

【図６】実施形態の動作説明図（モードＥ）

【図７】実施形態の動作説明図（モードＦ）

【図８】本発明の他の実施形態を示す回路図。

【図９】パルス電源装置の従来例（その１）。

【図１０】パルス電源装置の従来例（その２）。

【符号の説明】

１…パルス発生回路 ２…充電器 ３…磁気パルス圧縮回路 ４…負荷 ５…磁化リセット回路 ＩＧＢＴ₁…半導体スイッチ素子 Ｃ₀…初段コンデンサ Ｃ₁〜Ｃ_n…コンデンサ Ｃ_P…ピーキングコンデンサ ＳＩ０〜ＳＩ２、ＳＩ_n、ＳＩ０₁、ＳＩ０₂…可飽和リ
アクトル ＰＴ…パルストランス Ｄ₁…ダイオード

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 充電器によって初期充電された初段コン
   デンサからの放電でパルストランスにパルス電流を発生
   させるパルス発生回路と、前記パルス電流を可飽和リア
   クトルとコンデンサによってパルス幅を圧縮して負荷に
   供給する磁気パルス圧縮回路とを備えたパルス電源装置
   において、 前記パルストランスは、一次巻線に中間タップをもち、
   この中間タップに前記初段コンデンサを接続し、一次巻
   線の一方の巻線にはオン動作で前記パルス電流を発生さ
   せるための半導体スイッチ素子を設け、一次巻線の他方
   の巻線には前記負荷からのキックバック電流で前記初段
   コンデンサをその初期充電極性に充電させるためのダイ
   オードを設けたことを特徴とするパルス電源装置。
2. 【請求項２】 前記初段コンデンサは、可飽和リアクト
   ルを直列接続して前記パルストランスの中間タップに接
   続したことを特徴とする請求項１に記載のパルス電源装
   置。
3. 【請求項３】 前記充電器は、前記初段コンデンサを直
   接に充電する構成、または、前記可飽和リアクトルを介
   して前記初段コンデンサを充電する構成を特徴とする請
   求項２に記載のパルス電源装置。
4. 【請求項４】 前記半導体スイッチ素子は可飽和リアク
   トルを直列接続して前記パルストランスに接続した構
   成、 または、前記半導体スイッチ素子は第１の可飽和リアク
   トルを直列接続して前記パルストランスに接続し、前記
   ダイオードは第２の可飽和リアクトルを直列接続して前
   記パルストランスに接続した構成を特徴とする請求項１
   に記載のパルス電源装置。
5. 【請求項５】 前記パルストランスは、前記半導体スイ
   ッチ素子が接続される一次巻線の巻数Ｎ１に対し、前記
   ダイオードが接続される一次巻線の巻数Ｎ１’を大きく
   してエネルギー移行効率を高めたことを特徴とする請求
   項１〜４のいずれか１に記載のパルス電源装置。