JP2001036173A - パルス電源装置 - Google Patents
パルス電源装置Info
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Abstract
ンデンサの充電電荷として回生するには、パルス発生回
路に2つの半導体スイッチ素子とその制御回路を必要と
したため、回路が複雑、高価になる。 【解決手段】 パルストランスPTは、一次巻線に中間
タップをもつ構造とし、中間タップに初段コンデンサC
0と可飽和リアクトルSI0の直列回路を接続し、半導
体スイッチ素子IGBT1のオン動作でパルス電流を磁
気パルス圧縮回路側に発生させ、負荷側からのキックバ
ック電流はダイオードD1を通して初段コンデンサをそ
の初期充電極性に充電させる。可飽和リアクトルSI0
に代えて、半導体スイッチ素子のみ又は該素子とダイオ
ードに可飽和リアクトルを設けた構成、パルストランス
の一次巻線の巻数N1に対して巻数N1’を大きくして
エネルギー移行効率を高めることも含む。
Description
のパルス駆動型装置に適用するパルス電源装置に関す
る。
は、従来のサイラトロンに代わって、半導体スイッチ素
子と磁気パルス圧縮回路を用いたパルス電源装置に置き
換わりつつある。特にパルス駆動の繰り返し周波数が高
くなると電源寿命の観点から、その傾向が強い。
ンスは等価抵抗成分が小さいため、すべてのエネルギー
が負荷で消費されることなく、反射して電源に戻ってく
る。これをキックバックエネルギーと称している。
ギーは、抵抗で消費させる方法か、コンデンサに静電エ
ネルギーの形で蓄えて次回にパルス出力に利用する回生
方法がある。省エネの観点からすると回生方法の方が優
れるのはいうまでもない。その回生方法としていろいろ
な方式が提案されている。
1は、電力用の初段コンデンサC0を充電器2により初
期充電しておき、半導体スイッチ素子としてのサイリス
タThy1のオン制御で初段コンデンサC0から可飽和
リアクトルSI0を通してパルストランスPTにパルス
電流I0を供給する。可飽和リアクトルSI0は、サイ
リスタThy1のターンオンに遅れて磁気スイッチ動作
することでサイリスタThy1のスイッチング損失を軽
減するための磁気アシストである。
トランスPTで昇圧したパルス電流でコンデンサC1を
高圧充電し、このコンデンサC1の充電電圧で可飽和リ
アクトルSI1が磁気スイッチ動作することによりコン
デンサC1からコンデンサC2への狭幅のパルス電流I1
を発生させてコンデンサC2を高圧充電し、さらにコン
デンサC2の充電電圧で可飽和リアクトルSI2が磁気
スイッチ動作することによりコンデンサC2からエキシ
マレーザなどの負荷装置4に狭幅・高電圧のパルス電流
I2を供給する。
戻ってきたエネルギーは、初段コンデンサC0を負極性
の電圧(初期充電電圧VC0とは逆極性)で充電する。
この負電圧はサイリスタThy1のアノード・カソード
間に逆バイアス電圧を印加することになり、そのターン
オフに利用される。
生のためのエネルギーとして回生するため、初段コンデ
ンサC0の負極性電圧を反転して正方向電圧にする。こ
のための反転回路は、初段コンデンサC0の反転電圧で
ダイオードDsを通してリアクトルLsに振動電流を発
生させ、この電流で初段コンデンサC0を初期充電方向
に充電させる。リアクトルLsは、サイリスタThy1
がターンオフするのに充分な逆バイアス電圧を印加でき
るよう、初段コンデンサC0との振動周期を長くした大
きなインダクタンス値にされる。
は、磁気スイッチ動作に備えて磁気飽和方向を初期化す
るための磁化リセットがなされる。この磁化リセットに
は、各可飽和リセットSI0〜SI2にはリセット巻線
を設け、磁気スイッチ動作後にリセット巻線に直流電流
を供給するリセット回路が設けられる。
代えてIGBTなど他の半導体スイッチ素子を使用する
場合がある。また、磁気圧縮回路3は、入力段パルスト
ランスの後段に可飽和トランスを設けたり、コンデンサ
と可飽和リアクトルの磁気パルス圧縮段を3段以上に構
成するなど、磁気圧縮のための種々の変形例がある。
ネルギー回生方式で問題な点は、回路が複雑になること
である。例えば、図9で示すパルス発生回路1には、半
導体スイッチ素子として、サイリスタThy1の他に、
サイリスタThy0を設けている。その理由を以下に説
明する。
率向上のため共振形であることが多い)の出力をトラン
スで昇圧後にダイオードブリッジで整流するタイプであ
る。このため、Thy0を設けない場合、初段コンデン
サC0の負極性の電圧は、充電器のダイオード整流回路
を通って反転するループができる。この反転周期はイン
ダクタンス成分がほとんどないため短く、サイリスタT
hy1に対する逆バイアス電圧の印加時間が充分でなく
ターンオフさせることができない。また、反転するとき
の電流が非常に大きくなるから、充電器の出力電流に合
わせて設計されているダイオード整流回路の通電能力を
超え、ダイオード素子を過電流破壊させる原因となる。
け、このサイリスタThy0は充電器2が初段コンデン
サC0を充電するときのみオンさせ、それ以外はオフさ
せておく。
り、充電器2のダイオード整流回路をダイオードDSと
して利用するものである。同図では、サイリスタThy
0に並列にリアクトルLsを設け、このリアクトルLS
と充電器2のダイオード整流回路を利用して初段コンデ
ンサC0の電圧を反転させる。
初段コンデンサC0の充電動作時に充電器の電圧精度を
上げるためにオンさせる。すなわち、このリアクトルL
sをバイパスする充電路がないと、大きなインダクタン
スのリアクトルLsを通って初段コンデンサC0が充電
されるため、充電電圧の精度を保つことが困難になる。
は、キックバックエネルギー回生形に構成するには、パ
ルス発生用と、キックバックエネルギー回生用の2つの
半導体スイッチ素子を必要とし、そのオン・オフ制御回
路やスナバ回路も含めて構成が複雑になり、コストアッ
プの一因となっていた。
子を使ってパルス発生とキックバックエネルギーの回生
ができるパルス電源装置を提供することにある。
決するため、パルストランスが中間タップをもつ一次巻
線構造とし、この中間タップ側にコンデンサを接続し、
一次巻線の一方の巻線を通した半導体スイッチ素子のオ
ン制御でコンデンサを放電させるパルス発生動作を得、
一次巻線の他方の巻線からダイオードを通したキックバ
ック電流でコンデンサをその初期充電極性に充電する回
生動作を得るようにしたもので、以下の構成を特徴とす
る。
ンサからの放電でパルストランスにパルス電流を発生さ
せるパルス発生回路と、前記パルス電流を可飽和リアク
トルとコンデンサによってパルス幅を圧縮して負荷に供
給する磁気パルス圧縮回路とを備えたパルス電源装置に
おいて、前記パルストランスは、一次巻線に中間タップ
をもち、この中間タップに前記初段コンデンサを接続
し、一次巻線の一方の巻線にはオン動作で前記パルス電
流を発生させるための半導体スイッチ素子を設け、一次
巻線の他方の巻線には前記負荷からのキックバック電流
で前記初段コンデンサをその初期充電極性に充電させる
ためのダイオードを設けたことを特徴とする。
クトルを直列接続して前記パルストランスの中間タップ
に接続したことを特徴とする。
を直接に充電する構成、または、前記可飽和リアクトル
を介して前記初段コンデンサを充電する構成を特徴とす
る。
アクトルを直列接続して前記パルストランスに接続した
構成、または、前記半導体スイッチ素子は第1の可飽和
リアクトルを直列接続して前記パルストランスに接続
し、前記ダイオードは第2の可飽和リアクトルを直列接
続して前記パルストランスに接続したことを特徴とす
る。
スイッチ素子が接続される一次巻線の巻数N1に対し、
前記ダイオードが接続される一次巻線の巻数N1’を大
きくしてエネルギー移行効率を高めたことを特徴とす
る。
回路図である。同図が図9または図10と異なる部分
は、中間タップ付き一次巻線をもつパルストランスPT
とし、中間タップには可飽和リアクトルSI0と初段コ
ンデンサC0の直列回路を配置し、一次巻線の一端に半
導体スイッチ素子としてのIGBT1を配置し、一次巻
線の他端にキックバック電流路を形成するダイオードD
1を設けた点にある。
1:N1'(=N1):N2とし、それぞれの巻線極性は
図中の黒丸印で示す方向とする。また、充電器2は、可
飽和リアクトルSI0と初段コンデンサC0の直列接続
点から初段コンデンサC0を直接に初期充電する回路構
成とする。また、磁化リセット回路5は、直流電源E
RSTと限流抵抗RRST及びインダクタンスLRSTの直列回
路で構成され、各可飽和リアクトルSI0〜SI2のリ
セット巻線の直列接続回路に一括して磁化リセット電流
を供給する。
モードA〜Fの順で以下に詳細に説明する。なお、図2
〜図7における可飽和リアクトルSI0〜SInの近傍
に記した太線の矢印方向は、各モードでの磁化飽和方向
を表している。また、図2〜図7中では、可飽和リアク
トルSI0〜SInの磁化状態を初期化するための磁気
リセット回路5及び初段コンデンサC0を初期充電する
充電器2を省略している。
ンデンサC0に電圧が図示の極性に初期充電されてい
る。この状態で、半導体スイッチ素子IGBT1にオン
ゲート信号が印加され、IGBT1は導通状態になる。
しかし、可飽和リアクトルSI0がオン電流をブロック
して(励磁電流は微少である)ため、初段コンデンサC
0からの放電電流はほとんど流れない。やがて、可飽和
リアクトルSI0の電圧時間積を超えると、可飽和リア
クトルSI0の磁化状態を表す矢印の向きは右方向に飽
和し電圧阻止能力が失われ、C0→SI0→PTの一次
側巻線→IGBT1のループで電流I0が流れる。これに
より、初段コンデンサC0の電圧は昇圧されてコンデン
サC1に移行する。パルストランスPTの昇圧比は損失
等を無視すれば(N2/N1)倍になる。
が図示の極性に充電されるに伴い、可飽和リアクトルS
I1の磁化方向が右方向の飽和状態から遷移してやがて
左方向に飽和すると、コンデンサC1の電圧はコンデン
サC2に移行する。この移行時にパルス幅の圧縮が行わ
れる。
飽和リアクトルSI2〜SInまで充電→移行が繰り返
し行われ、パルス幅圧縮し、やがて、予備電離放電を起
こしながらピーキングコンデンサCpを短時間(100
ns台)に充電する。
でコンデンサCnからピーキングコンデンサCpへエネ
ルギーが大部分移行した段階で、主放電電極がグロー放
電を起こしてレーザ発振する。放電インピーダンスが小
さいため、振動でピーキングコンデンサCpの電圧は反
転する。
nはモードCの状態で磁化方向が(飽和状態でないもの
の)左向きになっているため、直ぐに左方向に飽和され
て反転電圧はピーキングコンデンサCpからコンデンサ
Cnに逆移行する。以下、同様にして、パルス幅を伸長
しながら余剰エネルギー(キックバックエネルギー)は
逆移行して、やがてコンデンサC1を充電する。電圧の
極性はモードA、Bのときと逆極性になる。
0とSI1の電圧時間積をVTSI0、VTSI1と表すと
き、両者の間に次の関係が成り立つように設計されてい
れば、図示の電流ループでコンデンサC1の電圧は初段
コンデンサC0に移行する。この初段コンデンサC0の電
圧の極性は充電器で初期充電した極性と同一極性であ
り、次のパルス発生時のエネルギー源の一部として回生
される。
段コンデンサC0の充電電圧で可飽和リアクトルSI0
→パルストランスPTの一方の一次巻線→半導体スイッ
チ素子IGBT1を経たパルス電流によりなされ、キッ
クバックエネルギーの回生は、パルストランスPTの他
方の一次巻線電圧で可飽和リアクトルSI0→初段コン
デンサC0→ダイオードD1を経たパルス電流によりなさ
れ、初段コンデンサC0の充電エネルギーとして回生さ
れることから、装置構成のための半導体スイッチ素子と
しては、1つの半導体スイッチ素子IGBT1と1つの
ダイオードD1によって構成できる。
に際して、初段コンデンサC0は従来の回生方式のよう
に、負極性に充電されることがない。このため、充電器
2の出力段がダイオード整流回路をもつ場合にも、ダイ
オード整流回路を通した電流ループが発生することな
く、従来のサイリスタThy0とそのオン・オフ制御回
路等が不要になる。また、キックバックエネルギーの回
生に際して、初段コンデンサC0への充電電流ループに
は可飽和リアクトルSI0を介在させることができ、従
来の大きなインダクタンスのリアクトルLSが不要にな
る。
して、コンデンサC1から初段コンデンサC0に電荷が逆
移行する際に流れる電流が半導体スイッチ素子IGBT
1を通らず、ダイオードD1側を通過するため、半導体ス
イッチ素子IGBT1をオンからオフに切り換えるタイ
ミングが、最初にC0からC1に電荷が移行し終わった段
階(すなわち、図3のモードBに移った時点)で行える
ため、半導体スイッチ素子IGBT1のターンオフ(電
圧が再印加するまでの)時間に余裕が得られる。
る初段コンデンサC0の初期充電は、可飽和リアクトル
SI0を通して行うことができる。この場合には充電電
流に適度な充電インダクタンスが挿入されるため、充電
電圧精度を向上させることができる。
す回路図であり、可飽和リアクトルSI0とSI1の電
圧時間積VTSI0、VTSI1が前記の関係式を満たさない
場合に有用なものである。
スPTの中間タップには初段コンデンサC0のみを接続
し、パルストランスPTの一方の端子には半導体スイッ
チ素子IGBT1と可飽和リアクトルSI01の直列回路
を設け、パルストランスPTの他方の端子にはダイオー
ドD1と可飽和リアクトルSI02の直列回路を設けた点
にある。すなわち、図1の可飽和リアクトルSI0に代
えて、パルス発生時の磁気スイッチ用の可飽和リアクト
ルSI01と、回生時の磁気スイッチ用のSI02との2
つの可飽和リアクトルを設ける。
IGBT1のターンオン損失を極力小さくするためには
ゼロ電圧スイッチングを徹底した方がよく、そのために
は可飽和リアクトルSI0の電圧時間積VTSI0をある
程度大きい値にする必要がある。
アクトルSI01とSI02に分離構成したため、可飽和
リアクトルSI01の電圧時間積VTSI01の値を決める
のに、前記の関係式による制約がなく、半導体スイッチ
素子IGBT1のターンオン損失が十分小さくなるよう
に選ぶことができる。
がもつインダクタンスで代用すること、または空心の小
型のインダクタでもよいが、コンデンサC2→C1,C1
→C0への逆移行を段階的に円滑に進めるために、C2→
C1への逆移行が終了した時点で右方向に飽和するよう
な電圧時間積を持つ可飽和リアクトルを設けた方が望ま
しい。
素子側の巻数N1とダイオード側の巻数N1’は等しい
としてきたが、N1<N1’とすることで、パルス発生
時における初段コンデンサC0→C1への移行と、キック
バック時におけるコンデンサC1→C0への移行の、それ
ぞれの動作モードについて移行効率を改善することがで
きる。この理由を以下に説明する。
デンサへの電荷移行(すなわち、介在インピーダンス要
素をインダクタンスのみとした場合)のとき、移行効率
が最大になるのは同じ静電容量値の場合である。しかし
ながら、介在インピーダンスに損失分(多くは半導体素
子部で発生する損失)が無視できないときは、むしろ、
等容量とするよりも、移行元の静電容量を移行先のそれ
よりも小さくした方が移行効率が上がる。この原理は、
例えば、電気学会半導体研究会資料SPC−90−37
に開示される。
はめると、下式の関係になるようパルストランスPTの
一次巻線の巻数をN1<N1’の値に選択すると、パル
ス発生時と回生時の両方の移行に際しても効率を低下さ
せることなくエネルギー移行が可能になる。
2/N1’)2×C1 したがって、図1又は図8の構成において、半導体スイ
ッチ素子IGBT1側のパルストランス巻数N1とダイ
オードD1側の巻数N1’をN1<N1’とすること
で、パルス発生時における初段コンデンサC0→C1への
移行と、回生時におけるコンデンサC1→C0への移行
の、それぞれのケースについて移行効率を改善すること
ができる。
プ付きパルストランスPTとする場合を示すが、これと
同等の3巻線をもつパルストランスを使って図1又は図
8の結線構成とすることができる。
トランスが中間タップをもつ一次巻線構造とし、この中
間タップ側に初段コンデンサを接続し、一次巻線の一方
の巻線を通した半導体スイッチ素子のオン制御でコンデ
ンサを放電させるパルス発生動作を得、一次巻線の他方
の巻線からダイオードを通したキックバック電流でコン
デンサをその初期充電極性に充電する回生動作を得るよ
うにしたため、1つの半導体スイッチ素子を使ってパル
ス発生とキックバックエネルギーの回生ができる。
半導体スイッチ素子をオンからオフに切り換えるための
ターンオフ時間に余裕が得られる。
ダイオード側の巻数N1’をN1<N1’とすること
で、パルス発生時におけるC0→C1への移行と、キック
バック時におけるC1→C0への移行の、それぞれのケー
スについて移行効率を改善することができる。
では初期充電時の極性とキックバック時の極性が正負に
切り替わるのに対し、本発明では初期充電時とキックバ
ック時の極性が同じになる。このため、本発明の方式で
は、初段コンデンサに印加される電圧範囲が狭くなり、
同じ定格電圧のコンデンサを使用するもその寿命を長く
することができる。換言すれば、従来方式で本発明方式
と同等のコンデンサ寿命を得ようとすると、定格電圧が
1ランク上のコンデンサを必要とし、コンデンサのサイ
ズが大型化したり、コストアップになる。
アクトル PT…パルストランス D1…ダイオード
Claims (5)
- 【請求項1】 充電器によって初期充電された初段コン
デンサからの放電でパルストランスにパルス電流を発生
させるパルス発生回路と、前記パルス電流を可飽和リア
クトルとコンデンサによってパルス幅を圧縮して負荷に
供給する磁気パルス圧縮回路とを備えたパルス電源装置
において、 前記パルストランスは、一次巻線に中間タップをもち、
この中間タップに前記初段コンデンサを接続し、一次巻
線の一方の巻線にはオン動作で前記パルス電流を発生さ
せるための半導体スイッチ素子を設け、一次巻線の他方
の巻線には前記負荷からのキックバック電流で前記初段
コンデンサをその初期充電極性に充電させるためのダイ
オードを設けたことを特徴とするパルス電源装置。 - 【請求項2】 前記初段コンデンサは、可飽和リアクト
ルを直列接続して前記パルストランスの中間タップに接
続したことを特徴とする請求項1に記載のパルス電源装
置。 - 【請求項3】 前記充電器は、前記初段コンデンサを直
接に充電する構成、または、前記可飽和リアクトルを介
して前記初段コンデンサを充電する構成を特徴とする請
求項2に記載のパルス電源装置。 - 【請求項4】 前記半導体スイッチ素子は可飽和リアク
トルを直列接続して前記パルストランスに接続した構
成、 または、前記半導体スイッチ素子は第1の可飽和リアク
トルを直列接続して前記パルストランスに接続し、前記
ダイオードは第2の可飽和リアクトルを直列接続して前
記パルストランスに接続した構成を特徴とする請求項1
に記載のパルス電源装置。 - 【請求項5】 前記パルストランスは、前記半導体スイ
ッチ素子が接続される一次巻線の巻数N1に対し、前記
ダイオードが接続される一次巻線の巻数N1’を大きく
してエネルギー移行効率を高めたことを特徴とする請求
項1〜4のいずれか1に記載のパルス電源装置。
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|
JP20556799A JP3687424B2 (ja) | 1999-07-21 | 1999-07-21 | パルス電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20556799A JP3687424B2 (ja) | 1999-07-21 | 1999-07-21 | パルス電源装置 |
Publications (3)
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---|---|
JP2001036173A true JP2001036173A (ja) | 2001-02-09 |
JP2001036173A5 JP2001036173A5 (ja) | 2004-07-29 |
JP3687424B2 JP3687424B2 (ja) | 2005-08-24 |
Family
ID=16509041
Family Applications (1)
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---|---|---|---|
JP20556799A Expired - Fee Related JP3687424B2 (ja) | 1999-07-21 | 1999-07-21 | パルス電源装置 |
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Country | Link |
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007258558A (ja) * | 2006-03-24 | 2007-10-04 | Komatsu Ltd | ガスレーザ装置の電源回路 |
JP2010272902A (ja) * | 2009-05-19 | 2010-12-02 | Meidensha Corp | パルス電源 |
CN113179005A (zh) * | 2021-05-25 | 2021-07-27 | 长安大学 | 一种双脉冲电源及其工作方法 |
-
1999
- 1999-07-21 JP JP20556799A patent/JP3687424B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2007258558A (ja) * | 2006-03-24 | 2007-10-04 | Komatsu Ltd | ガスレーザ装置の電源回路 |
JP4702889B2 (ja) * | 2006-03-24 | 2011-06-15 | 株式会社小松製作所 | ガスレーザ装置の電源回路 |
JP2010272902A (ja) * | 2009-05-19 | 2010-12-02 | Meidensha Corp | パルス電源 |
CN113179005A (zh) * | 2021-05-25 | 2021-07-27 | 长安大学 | 一种双脉冲电源及其工作方法 |
CN113179005B (zh) * | 2021-05-25 | 2023-08-01 | 长安大学 | 一种双脉冲电源及其工作方法 |
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JP3687424B2 (ja) | 2005-08-24 |
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