JP3847460B2 - パルス電源装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、レーザ用パルス放電などに利用される磁気スイッチ（可飽和リアクトル）を用いたパルス電源装置に関し、特に高繰り返し周波数のパルスパワーを実現するための改良に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
高出力パルスレーザや加速器用のパルス電源装置として、 近年、サイラトロン、ＧＴＯなどの主スイッチの耐久性の向上のために磁気パルス圧縮回路を使用したものが用いられることが多い。
【０００３】
図９はパルスレーザのパルス電源に用いられる一般的な容量移行型の磁気パルス圧縮装置の等価回路を示すもので、図１０は図９の回路各部における電圧及び電流の波形例を示すものである。
【０００４】
この図９の放電回路は、可飽和リアクトルから成る３個の磁気スイッチＡＬ0〜ＡＬ2の飽和現象を利用した２段の磁気パルス圧縮回路である。
【０００５】
図９においては、まず、コンデンサＣ0に、磁気スイッチＡＬ0、コイルＬ1を介して高電圧電源ＨＶからの電荷をチャージしておく。
【０００６】
この後、パルスレーザ発振の繰り返し周波数に同期してオンになるパルス発振同期信号（トリガ信号）ＴＲが入力されると、この時点で主スイッチＳＷがオンにされる（図１０時刻ｔ0）。主スイッチＳＷがオンになると、主スイッチＳＷの電位ＶSWが０に急激に下がり、この後磁気スイッチＡＬ0の両端電圧であるコンデンサＣ0と主スイッチＳＷの電圧差ＶC0−ＶSWの時間積（電圧ＶC0の時間積分値）Ｓ0が磁気スイッチＡＬ0の設定特性で決まる限界値に達すると、この時点ｔ1において磁気スイッチＡＬ0は飽和し、コンデンサＣ0、磁気スイッチＡＬ0、主スイッチＳＷ、コンデンサＣ1のループに電流パルスｉ0が流れる。
【０００７】
この電流パルスｉ0が流れ始めてから０になる（時刻ｔ2）までの時間δ0、即ちコンデンサＣ0からコンデンサＣ1に電荷が完全に移行されるまでの電荷転送時間δ0は、主スイッチＳＷなどによる損失を無視すれば、磁気スイッチＡＬ0の飽和時のインダクタンス、コンデンサＣ0、コンデンサＣ1の各容量によって決定される。
【０００８】
一方、コンデンサＣ1の電圧ＶC1の時間積Ｓ1が磁気スイッチＡＬ1の設定特性で決まる限界値に達すると、この時点ｔ3において磁気スイッチＡＬ1は飽和し、低インダクタンスとなる。これにより、コンデンサＣ1、コンデンサＣ2、磁気スイッチＡＬ1のループに電流パルスｉ1が流れる。この電流パルスｉ1は、コンデンサＣ1、Ｃ2の容量および磁気スイッチＡＬ1の飽和時のインダクタンスによって決定される所定の転送時間δ1を経由した後、時刻ｔ4で０になる。
【０００９】
また、コンデンサＣ2の電圧ＶC2の時間積Ｓ2が磁気スイッチＡＬ2の設定特性で決まる限界値に達すると、この時点ｔ5において磁気スイッチＡＬ2は飽和し、これにより、コンデンサＣ2、ピーキングコンデンサＣP、磁気スイッチＡＬ2のループに電流パルスｉ2が流れる。
【００１０】
その後、ピーキングコンデンサＣpの電圧ＶCpは充電の進展とともに上昇し、この電圧ＶCpが所定の主放電開始電圧に達すると、この時点ｔ6において主電極１０間のレーザガスが絶縁破壊されて主放電が開始される。この主放電によってレーザ媒質が励起され、数ｎｓｅｃ後にレーザ光が発生される。
【００１１】
この後、主放電によってピーキングコンデンサＣpの電圧は急速に低下し、所定時間経過後に充電開始前の状態に戻る。
【００１２】
このような放電動作が、トリガ信号ＴＲに同期した主スイッチＳＷのスイッチング動作によって繰り返し行われることにより、所定の繰り返し周波数（パルス発振周波数）でのパルスレーザ発振が行われる。
【００１３】
また、この場合、磁気スイッチおよびコンデンサで構成される各段の電荷転送回路のインダクタンスが後段にいくにつれ小さくなるように設定されているので、電流パルスｉ0〜ｉ2のピーク値が順次高くなりかつその通電幅も順次狭くなるようなパルス圧縮動作が行われ、この結果主電極６間に短時間での強い放電が得られることになる。
【００１４】
このような磁気圧縮回路において、例えばコンデンサＣ0からコンデンサＣ1への電荷転送を考えた場合、その電荷転送時間δ0は下式のようになる。
【００１５】
δ0／２＝２π√（ＬＣ） …(1)
ただし、Ｃ＝Ｃ0・Ｃ1／(Ｃ0＋Ｃ1)で、Ｌは磁気スイッチＡＬ0の飽和時のインダクタンスである。
【００１６】
コンデンサＣ1からコンデンサＣ2への電荷転送、コンデンサＣ2からコンデンサＣpへの電荷転送も同様であり、それらの電荷転送時間も上式(1)によって決定される。
【００１７】
このようにコンデンサ間の電荷転送時間は、磁気スイッチの飽和時のインダクタンスおよび転送側コンデンサ及び被転送側コンデンサの容量によって決定される。
【００１８】
しかしながら、従来の磁気圧縮回路においては、各段毎に１個のコンデンサと１個の磁気スイッチを設け、これら１個のコンデンサ及び磁気スイッチから成る回路構成を多段接続することで電流パルスの圧縮を行なうようにしていたので、上記式(1)によって決定される電荷転送時間より短い電荷転送時間を実現することが困難であった。この転送時間を短くするには、上記(1)式のＣまたはＬ或いはその双方を小さくしなければならない。Ｃを小さくすることはパルスエネルギーを小さくすることになり、Ｌは物理的な形状などからの制約故にこれを小さくすることは困難である。
【００１９】
この発明はこのような実情に鑑みてなされたもので、高繰り返し周波数のパルスパワーを実現するパルス電源装置を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段及び作用効果】
請求項１に対応する発明では、充電電源に対し直列に接続された複数の可飽和リアクトルと、充電電源によって充電される初段のコンデンサと、充電電源に対し並列に接続された複数のコンデンサとによって複数段のＬＣ回路を構成し、初段のコンデンサの電荷を可飽和リアクトルの磁気飽和現象を利用して順次後段のコンデンサに磁気パルス圧縮して転送するパルス電源装置において、前記可飽和リアクトルおよびコンデンサを有して構成される各段のＬＣ回路を複数個の可飽和リアクトルおよび複数個のコンデンサの並列回路に分割するようにしたことを特徴とする。
【００２１】
かかる請求項１の発明によれば、可飽和リアクトルおよびコンデンサを有して構成される各段のＬＣ回路を複数個（ｎ個）の可飽和リアクトルおよび複数個（ｎ個）のコンデンサの並列回路に分割する。
【００２２】
転送側コンデンサ（容量Ｃ1）をｎ個のコンデンサの並列回路に分割しているので、各コンデンサの容量はＣ1／ｎとなる。被転送側コンデンサ（容量Ｃ2）も同様であり、各コンデンサの容量はＣ2／ｎとなる。
【００２３】
従って、各段での電荷転送時間δは、次式のようになる。
【００２４】
δ／２＝２π√（Ｌ・(Ｃ/ｎ)）
ただし、Ｃ＝Ｃ1・Ｃ2／(Ｃ1＋Ｃ2)
このように、各段のＬＣ回路をｎ個の可飽和リアクトルおよびｎ個のコンデンサの並列回路に分割するようにしているので、各段での電荷転送時間は、これと同じ容量の１個の転送コンデンサから被転送コンデンサへ電荷転送を行った場合に比べ、１／√（ｎ）となる。
【００２５】
したがって、この発明では、電荷転送量を増やすことなく電荷転送時間を従来に比べ短くすることができ、これにより高繰り返し周波数のパルスパワーを実現することができる。
【００２６】
請求項２に対応する発明では、請求項１の発明において、同一段のＬＣ回路に含まれる前記複数の過飽和リアクトルは、１つの共通の磁心と、この共通の磁心に巻回される複数のコイルとを有して構成されることを特徴とする
この請求項２の発明では、同一段のＬＣ回路に含まれる複数の過飽和リアクトルの各コイルを共通の磁心（コア）に巻回することにより、同一段の複数の可飽和リアクトルが飽和するタイミングを一致させ、これにより並列に構成した同一段の複数の磁気パルス圧縮回路の電荷転送タイミングを一致させるようにしている。
【００２７】
請求項３に対応する発明では、請求項１の発明において、同一段のＬＣ回路に含まれる前記複数の可飽和リアクトルは、複数個の磁心と、これら複数個の磁心のうちの２つ以上の磁心にまたがるように巻回された複数のコイルを有して構成されることを特徴とする。
【００２８】
この請求項３の発明では、同一段のＬＣ回路に含まれる複数の過飽和リアクトルとして、複数個のコアを用い、各可飽和リアクトルのコイルを２つ以上のコアに跨るように巻回する磁気結合を利用することで、同一段の複数の可飽和リアクトルが飽和するタイミングを一致させ、これにより並列に構成した同一段の複数の磁気パルス圧縮回路の電荷転送タイミングを一致させるようにしている。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下この発明の実施形態を添付図面に従って詳細に説明する。
【００３０】
図１はこの発明にかかる磁気パルス圧縮回路の一実施形態を示す等価回路図である。この場合、磁気パルス圧縮回路は１段の圧縮回路である。
【００３１】
図１においては、充電電源ＨＶの出力端にサイラトロン、ＧＴＯなどの主スイッチが並列に接続されている。
【００３２】
充電電源ＨＶの電荷が最初に充電される初段のコンデンサは並列に接続された４つのコンデンサ１〜４に分割されている。これら４つのコンデンサの容量は、Ｃa／４であるので、その合成容量はＣaとなる。各コンデンサ１〜４に対し直列に第１段目の可飽和リアクトル５〜８が接続されている。これら可飽和リアクトル５〜８の飽和時のインダクタンスはそれぞれＬとする。
【００３３】
初段のコンデンサ１〜４の電荷がそれぞれ転送される２段目のコンデンサは、並列接続された４つのコンデンサ１１〜１４に分割されている。これら４つのコンデンサ１１〜１４の各容量はＣb／４であるので、それらの合成容量はＣbとなる。
【００３４】
第２段目の可飽和リアクトルは、並列接続された４つの可飽和リアクトル１５〜１８に分割されており、第２段目のコンデンサ１１〜１４にそれぞれ並列接続されている。
【００３５】
第２段目のコンデンサ１１〜１４の電荷が転送される最終段のコンデンサ（ピーキングコンデンサ）Ｃpは分割されてはいない。このピーキングコンデンサＣpに放電電極１０、コイルＬが並列に接続されている。
【００３６】
図１の磁気パルス圧縮回路は次のように動作する。
【００３７】
すなわち、まず、コンデンサ１〜４に、可飽和リアクトル５〜８、可飽和リアクトル１５〜１８、コイルＬを介して高電圧電源ＨＶからの電荷をチャージしておく。
【００３８】
この後、主スイッチＳＷがオンになると、可飽和リアクトル５の両端にコンデンサ１による放電電圧がかかり、この放電電圧の時間積が可飽和リアクトル５の設定特性で決まる限界値に達すると、この時点に可飽和リアクトル５は飽和し、コンデンサ１、主スイッチＳＷ、コンデンサ１１、可飽和リアクトル５のループに電流パルスｉ11が流れる。
【００３９】
また、主スイッチＳＷがオンになると、可飽和リアクトル６の両端にコンデンサ２による放電電圧がかかり、この放電電圧の時間積が可飽和リアクトル６の設定特性で決まる限界値に達すると、この時点に可飽和リアクトル６は飽和し、コンデンサ２、主スイッチＳＷ、コンデンサ１２、可飽和リアクトル６のループに電流パルスｉ12が流れる。
【００４０】
また、同様にして、コンデンサ３、主スイッチＳＷ、コンデンサ１３、可飽和リアクトル７のループに電流パルスｉ13が流れ、コンデンサ４、主スイッチＳＷ、コンデンサ１４、可飽和リアクトル８のループに電流パルスｉ14が流れる。
【００４１】
このようにして初段のコンデンサ１〜４の電荷が第２段目のコンデンサ１１〜１４に転送される。
【００４２】
つぎに、コンデンサ１１の電圧の時間積が可飽和リアクトル１５の設定特性で決まる限界値に達すると、この時点において可飽和リアクトル１５は飽和し、これにより、コンデンサ１１、ピーキングコンデンサＣp、可飽和リアクトル１５のループに電流パルスｉ21が流れる。
【００４３】
同様にして、電流パルスｉ21と並行に、コンデンサ１２、ピーキングコンデンサＣp、可飽和リアクトル１６のループに電流パルスｉ22が流れ、コンデンサ１３、ピーキングコンデンサＣp、可飽和リアクトル１７のループに電流パルスｉ23が流れ、コンデンサ１４、ピーキングコンデンサＣp、可飽和リアクトル１８のループに電流パルスｉ24が流れる。
【００４４】
ピーキングコンデンサＣpの電圧は充電の進展とともに上昇し、この電圧が所定の主放電開始電圧に達すると、主電極１０間のレーザガスが絶縁破壊されて主放電が開始される。この主放電によってレーザ媒質が励起され、レーザ光が発生される。この後、主放電によってピーキングコンデンサＣpの電圧は急速に低下し、所定時間経過後に充電開始前の状態に戻る。
【００４５】
このような放電動作が、トリガ信号ＴＲに同期した主スイッチＳＷのスイッチング動作によって繰り返し行われることにより、所定の繰り返し周波数（パルス発振周波数）でのパルスレーザ発振が行われる。
【００４６】
このようにこの磁気パルス圧縮回路においては、可飽和リアクトルおよびコンデンサを有して構成される各段のＬＣ回路を複数個の可飽和リアクトルおよび複数個のコンデンサの並列回路に分割するようにしている。
【００４７】
ここで、初段のコンデンサ１〜４から第２段目のコンデンサ１１〜１４への電荷転送を考える。
【００４８】
初段のコンデンサ１〜４の各容量はＣa／４で、第２段目のコンデンサの各容量はＣb／４であるので、これら電荷転送時間δは次式のようになる。
【００４９】
δ／２＝２π√（Ｌ・(Ｃ/４)）
ただし、Ｃ＝Ｃa・Ｃb／(Ｃa＋Ｃb)
すなわち、この場合の電荷転送時間δは、これと同じ容量の１個の転送コンデンサから被転送コンデンサへ電荷転送を行った場合に比べ、１／√（４）となる。したがって、この実施形態では、電荷転送量を低下させずに電荷転送時間を従来に比べ短くすることができ、これにより高繰り返し周波数のパルスパワーを実現することができる。
【００５０】
図２にこの発明の他の実施形態を示す。
【００５１】
この図２に示す実施形態においては、同一段のＬＣ回路に含まれる複数の可飽和リアクトルの磁心（コア）を共通にするようにしている。
【００５２】
すなわち、図１に示したように、各段のＬＣ回路を複数個に分割して、電荷転送を行ったとしても、最終段では各電流パルスを１つにまとめる必要がある。すなわち、各圧縮段で電流パルス幅を圧縮して短いパルスをつくったとしても、最終段でこれらをまとめるタイミングがずれると、これら短いパルスが時間がずれて重畳されることになり、最終的に目的とする短いパルスは得られない。そこで、図２の磁気パルス圧縮回路においては、同一段のＬＣ回路に含まれる複数の可飽和リアクトルの磁心（コア）を共通にすることで、同一段の複数の可飽和リアクトルの飽和タイミングを一致させるようにしている。
【００５３】
図３は、その具体的構成を示すもので、この場合は初段のＬＣ回路の４個の可飽和リアクトル５〜８を示している。図３において、２０は可飽和リアクトル５の巻き線で、２１は可飽和リアクトル６の巻き線で、２２は可飽和リアクトル７の巻き線で、２３は可飽和リアクトル８の巻き線であり、これらの巻き線２０〜２３を共通の１つのコア２５に巻回するようにしている。
【００５４】
可飽和リアクトルにおいては、可飽和リアクトルに電圧が印加されたとしても最初はコアの透磁率が極めて大きいため巻き線のインダクタンスも充分大きく、このため巻き線を流れる電流は極めてゆっくり増えていく。この電流が作る磁束がコアの飽和磁束密度を超えたときコアは飽和し、これによりコアの透磁率が急激に小さくなって巻き線を流れる電流が一気に増加する。これが可飽和リアクトルの動作である。
【００５５】
この実施形態では、同一のコア２５を用いて同一段の複数の可飽和リアクトルを構成しているために、各種のばらつき要因によってコアが飽和する前に、巻き線２０〜２３を流れる電流の変化に多少のばらつきがあったとしても、これら同一段の複数の可飽和リアクトルの飽和タイミングが一致し、これらの可飽和リアクトル２０〜２３が介在する電荷転送のタイミングを揃えることができる。
【００５６】
なお、図２においては、第２段目の可飽和リアクトル１５〜１８に関しても、同一のコアが用いられている。
【００５７】
次に、図４及び図５に、同一段の複数の可飽和リアクトルの飽和タイミングを一致させるための他の形態を示す。図５は、図４の平面図である。
【００５８】
この図４及び図５の実施形態も、図２の初段のＬＣ回路の４個の可飽和リアクトル５〜８を示している。この図４及び図５の実施形態では、複数（この場合４個）のコア３０〜３３を用い、２つのコアに跨って各可飽和リアクトル５〜８の巻き線３５〜３８を巻回するようにしている。３５は可飽和リアクトル５の巻き線、３６は可飽和リアクトル６の巻き線、３７は可飽和リアクトル７の巻き線、３８は可飽和リアクトル８の巻き線とする。
【００５９】
すなわち、巻き線３５をコア３０および３１に跨って巻き、巻き線３６をコア３１及び３２に跨って巻き、巻き線３７をコア３２および３３に跨って巻き、巻き線３８をコア３３及び３０に跨って巻くようにしている。
【００６０】
図５に付した矢印のうち巻き線に平行して付した矢印は電流の向きを示しており、各コア３０〜３３中に示した矢印は、各巻き線によって作られる磁界の向きを示している。ここで、これらの磁界の向きは、反時計方向→時計方向→反時計方向というように１個単位に逆向きになるようにコイルの巻き方向および電流の向きを調整する必要がある。また、このような１個単位に逆向きの磁界を実現するためには、図４の実施形態のようにコアを環状に結合した場合、コアの個数は偶数であることが必要となる。
【００６１】
図４及び図５の可飽和リアクトル５〜８は次のように動作する。
【００６２】
各巻き線３５〜３８を流れる電流にはばらつきがあり、また各コア３０〜３３の飽和密度にも差があるとする。
【００６３】
各巻き線３５〜３８に電圧が印加されると、各コア３０〜３３の巻き線には、各巻き線を流れる電流を打ち消すように電圧が発生し、これが電流の増加を抑える。最初は各コア３０〜３３の透磁率が極めて大きいため巻き線のインダクタンスも充分大きく、このため巻き線を流れる電流は極めてゆっくり増えていく。この電流増加によって各コア３０〜３３の磁束密度も増加し、同じように飽和に近づいていく。そして、電流が作る磁束がコアの飽和磁束密度を超えたときコアは飽和する。
【００６４】
仮に１つのコア３０が飽和に達したとすると、このコア３０に巻回されている巻き線３５および３８を流れる電流が急激に増加する。これらの電流増加によってコア３０に隣接しているコア３１および３３の磁束密度も急激に増加し、これによってコア３１及び３３も直ちに飽和する。
【００６５】
この結果、コア３１及び３３に巻回されている巻き線３６および３７を流れる電流が急激に増加する。
【００６６】
そして、これらの電流増加によって残るコア３２も直ちに飽和する。
【００６７】
このようにして、４個のコアのうちのどれが先に飽和したとしても、残り３個のコアも直ちに飽和することになり、これら４個の可飽和リアクトル５〜８の飽和タイミングを一致させることが可能になる。
【００６８】
この図４および図５に示す実施形態では、複数のコアを用いてこれら複数のコアの飽和タイミングを揃えるようにしているので、先の図３に示した１つのコアに複数の巻き線を巻く場合に比べ、並列回路の個数が多くなった場合の対処が容易である。
【００６９】
なお、図４及び図５の場合は、巻き線を２つのコアに跨って巻回するようにしたが、３つ以上のコアに跨って巻き線を巻回するようにしてもよい。
【００７０】
図６にこの発明の他の実施形態を示す。
【００７１】
この図６の実施形態においても、各段のＬＣ回路の可飽和リアクトルおよびコンデンサを複数の並列回路に分割した点は先の図１に示した実施形態と同様であるが、この図６の実施形態では電荷転送の手法が先の図１の実施形態と異なっている。
【００７２】
まず、図７を用いて各段のＬＣ回路の可飽和リアクトルおよびコンデンサを複数の並列回路に分割しない場合の電荷転送動作について説明する。
【００７３】
図７に示す磁気パルス圧縮回路では、スイッチ素子ＳＷと、直列接続された可飽和リアクトルＳＬ1およびコンデンサＣ1とがそれぞれ充電用直流電源ＨＶに並列接続される。また、直列接続された可飽和リアクトルＳＬ2およびコンデンサＣ2はコンデンサＣ1に並列接続される。さらに、直列接続された可飽和リアクトルＳＬ3、ダイオードＤ1およびピーキングコンデンサＣpはコンデンサＣ2に並列接続される。また、レーザ放電部ＬＤがピーキングコンデンサＣpに並列接続される。この場合、ダイオードＤ1はピーキングコンデンサＣpから可飽和リアクトルＳＬ3への方向を導通方向としている。即ち、ダイオードＤ1は、パルス圧縮転送時におけるエネルギー転送方向を導通方向としている。
【００７４】
この図７の磁気パルス圧縮回路の動作を図８のタイムチャートを用いて説明する。
【００７５】
まず、図７において、充電用直流電源１によって印加される直流高電圧によってコンデンサＣ1およびコンデンサＣ2が充電される。コンデンサＣ1には、可飽和リアクトルＳＬ1を介して充電され、コンデンサＣ2には、可飽和リアクトルＳＬ1，ＳＬ2を介して充電される。この充電は、可飽和リアクトルＳＬ1，ＳＬ2が飽和しなくても十分な時間をかけて直流高電圧を印加することによって実現できる。電流の急激な変動がない場合、インダクタンスは小さくなるからである。一方、ピーキングコンデンサＣpは充電されない。ダイオードＤ1によってピーキングコンデンサＣpへの電荷移動が阻止されるからである。
【００７６】
従って、図８に示すように、充電が完了した段階におけるコンデンサＣ1，Ｃ2の端子電圧ＶC1，ＶC2はそれぞれ＋Ｅボルト（点Ｐ１）、ピーキングコンデンサＣpの端子電圧Ｖcpは０ボルト（点Ｐ２）となっている。
【００７７】
その後、主スイッチＳＷをオンにするとコンデンサＣ1に蓄積された電荷の転送が開始される。すなわち、スイッチ素子ＳＷのオンによって可飽和リアクトルＳＬ1の端子電圧が急激に増大し、この後この電圧時間積が可飽和リアクトルＳＬ1の飽和限界に達すると可飽和リアクトルＳＬ1は飽和し、可飽和リアクトルＳＬ1のインダクタンスが急激に減少してオン状態となる。
【００７８】
この結果、コンデンサＣ1に蓄積された電荷は電流Ｉ1として流れ、コンデンサＣ1の極性が反転する。すなわち、図８に示すようにコンデンサＣ1の端子電圧ＶC1は＋Ｅボルトから−Ｅボルトに変化する。このコンデンサＣ1の極性反転の期間Ｔ１において、コンデンサＣ2に蓄積されていた電荷は、可飽和リアクトルＳＬ1，ＳＬ2間の電圧降下によって可飽和リアクトルＳＬ2がオフ状態であるにもかかわらず、可飽和リアクトルＳＬ1を介して放電し、またコンデンサＣ2、リアクトルＳＬ2、コンデンサＣ1を経て放電して、微小な電圧降下が生じる（点Ｐ３）。
【００７９】
その後、コンデンサＣ1の極性反転による電荷転送終了直後に可飽和リアクトルＳＬ2がオンとなり、極性反転によって転送されてコンデンサＣ1に蓄積された電荷およびコンデンサＣ2に蓄積された電荷が電流Ｉ2として流れ、コンデンサＣ2の極性が反転されるとともに、コンデンサＣ1の電荷がコンデンサＣ2に転送される。コンデンサＣ1とコンデンサＣ2との容量比が３：１のときには、図８に示すように、コンデンサＣ1の端子電圧ＶC1は−Ｅボルトから０ボルトとなり、コンデンサＣ2の端子電圧ＶC2はほぼ＋Ｅボルトから−Ｅボルトに変化する。このコンデンサＣ1からコンデンサＣ2への電荷転送およびコンデンサＣ2の極性反転の期間Ｔ2において、ピーキングコンデンサＣpの電荷は、ダイオードＤ1および可飽和リアクトルＳＬ3を介して漏れることになるが、可飽和リアクトルＳＬ2がオンになった時点では、可飽和リアクトルＳＬ3の電位に対して可飽和リアクトルＳＬ2の電位の方が高いため、ピーキングコンデンサＣpの電荷は漏れない。そして、可飽和リアクトルＳＬ2と可飽和リアクトルＳＬ3との電位が同じとなった時点Ｐ５から、ピーキングコンデンサＣpの電荷の漏れが開始する。この結果、ピーキングコンデンサＣpの漏れ電荷による端子電圧Ｖcpの電圧降下ΔＶの値は、可飽和リアクトルＳＬ2がオンとなる時点Ｐ４から電荷漏れが開始した場合の電圧降下ΔＶ１の値に比較して半減あるいはそれ以下の微小な値となる。これにより、ピーキングコンデンサＣpに電荷が転送される前のピーキングコンデンサＣpの端子電圧Ｖcpの値は０ボルト近傍に効果的に抑えられることになる。
【００８０】
ここで、通常、レーザ放電部ＬＤからのレーザ発振出力を制御する場合、レーザ放電部ＬＤに対する印加電圧を制御することが行われるが、上述したようにレーザ放電部ＬＤに供給すべきピーキングコンデンサＣpからの印加電圧量、電荷量等のエネルギー量を正確に把握することができ、精度の高い、安定したパルスレーザ出力に制御することが可能となる。
【００８１】
その後、コンデンサＣ2への電荷転送終了直後に可飽和リアクトルＳＬ3がオンとなり、コンデンサＣ2に蓄積された電荷が電流Ｉ3として流れ、コンデンサＣ2の電荷がピーキングコンデンサＣpに転送される。すなわち、図８に示すように、期間Ｔ３において、コンデンサＣ2の端子電圧ＶC2は−Ｅボルトから０ボルトに向かい、ピーキングコンデンサＣpの端子電圧ＶCPはほぼ０ボルトから−Ｅボルトに向かって変化する。
【００８２】
そして、ピーキングコンデンサＣpに転送された電荷は、電流Ｉ4としてレーザ放電部ＬＤに印加され、レーザ放電部ＬＤの放電によってレーザ媒質が励起され、レーザ発振することになる。レーザ放電部ＬＤで消費された電流以外の残余の電流は、その後レーザ放電部ＬＤとピーキングコンデンサＣpおよびリアクトルＳＬ1，ＳＬ2，ＳＬ3、コンデンサＣ1，Ｃ2間で数回共振するが、その都度ダイオードＤ1、可飽和リアクトルＳＬ2，ＳＬ3を介して電流Ｉ5としてコンデンサＣ1，Ｃ2に回生される。しかも、ダイオードＤ1の整流作用によってダイオードＤ1を介してコンデンサＣ1，Ｃ2に回生された電荷はピーキングコンデンサＣpに戻ることが阻止される。このため、ピーキングコンデンサＣpの電位は負にバイアスされることはあっても、正にバイアスされることはない。
【００８３】
このように、ピーキングコンデンサＣpに転送された電荷は、レーザ放電部ＬＤの放電に寄与するとともに、残余の電荷は再びコンデンサＣ1，Ｃ2に回生され、次の充電エネルギーを削減することができ、エネルギー消費効率を非常に大きくすることができる。
【００８４】
図６の実施形態は、図７の磁気パルス圧縮回路の各段の可飽和リアクトル及びコンデンサを並列接続したものであり、第１段目のＬＣ回路を複数の（この場合３個）可飽和リアクトルＳＬ11〜ＳＬ13の並列回路および複数の初段コンデンサＣ11〜Ｃ13の並列回路によって分割し、第２段目のＬＣ回路を複数の可飽和リアクトルＳＬ21〜ＳＬ23の並列回路および複数のコンデンサＣ21〜Ｃ23の並列回路によって分割し、第３段目の可飽和リアクトルを複数の可飽和リアクトルＳＬ31〜ＳＬ33によって並列分割し、第３段目の可飽和リアクトルＳＬ31〜ＳＬ33に対して直列に図７のダイオードＤ1と同様の作用をなすダイオードＤ1〜Ｄ3を接続するようにしている。
【００８５】
この図６の回路における電荷転送動作は先の図７のものと基本的には同じであるが、この図６の回路では、各段の可飽和リアクトル及びコンデンサを並列回路に分割するようにしているので、各段のコンデンサ容量がＣ／ｎとなり、各電荷転送段での電荷転送時間を図７の回路に比べ１／√ｎに短くすることが可能になる。また、図３に示した手法または図４に示した手法を用いて同一段の複数の可飽和リアクトルの飽和タイミングを揃えるようにしているので、パルス幅の狭い電流パルスを実現することができる。
【００８６】
なお、上記図１、図２、あるいは図６に示す実施形態では、全ての段のコンデンサおよび過飽和リアクトルを並列回路に分割するようにしたが、図１１(a)(b)に示すように、スピードが要求される２段目以降のみを並列回路に分割するようにしてもよく、また図１１(c)(d)に示すように、最終団のＬＣ回路のみを並列回路に分割するようにしてもよい。なお、図１１(a)(c)の回路は図１または図２の実施形態の回路を基にしており、また図１１(b)(d)の回路は図６の実施形態の回路を基にしている。
【００８７】
また、上述した実施の形態におけるスイッチ素子ＳＷは、高速動作が可能で大電力用のスイッチ素子であればよく、例えばサイリスタ、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体電力デバイスが適用できる。
【００８８】
また、スイッチ素子ＳＷは、複数のスイッチ素子を直列接続した構成として各スイッチ素子にかかる耐圧を軽減するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施形態を示す等価回路図。
【図２】この発明の他の実施形態を示す等価回路図。
【図３】可飽和リアクトルの構造を示す斜視図。
【図４】可飽和リアクトルの他の構造例を示す斜視図。
【図５】図４の可飽和リアクトルの平面図。
【図６】この発明の他の実施形態を示す等価回路図。
【図７】図６の実施形態における基本的回路構成を示す等価回路図。
【図８】図７の回路の各部の電圧波形を示すタイムチャート。
【図９】従来技術を示す回路図。
【図１０】図９の回路の各部の電圧電流波形を示すタイムチャート。
【図１１】この発明の他の実施形態を示す等価回路図。
【符号の説明】
１〜４，１１〜１４…コンデンサ
５〜８，１５〜１８…可飽和リアクトル
ＨＶ…充電電源
ＳＷ…主スイッチ
Ｃp…ピーキングコンデンサ
１０…放電電極
２５、３１〜３３…コア

Claims (3)

1. 充電電源に対し直列に接続された複数の可飽和リアクトルと、充電電源によって充電される初段のコンデンサと、充電電源に対し並列に接続された複数のコンデンサとによって複数段のＬＣ回路を構成し、初段のコンデンサの電荷を可飽和リアクトルの磁気飽和現象を利用して順次後段のコンデンサに磁気パルス圧縮して転送するパルス電源装置において、
   前記可飽和リアクトルおよびコンデンサを有して構成される各段のＬＣ回路を複数個の可飽和リアクトルおよび複数個のコンデンサの並列回路に分割するようにしたことを特徴とするパルス電源装置。
2. 同一段のＬＣ回路に含まれる前記複数の過飽和リアクトルは、１つの共通の磁心と、この共通の磁心に巻回される複数のコイルとを有して構成されることを特徴とする請求項１記載のパルス電源装置。
3. 同一段のＬＣ回路に含まれる前記複数の可飽和リアクトルは、複数個の磁心と、これら複数個の磁心のうちの２つ以上の磁心にまたがるように巻回された複数のコイルを有して構成されることを特徴とする請求項１記載のパルス電源装置。

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