JPH06165534A - パルス電源 - Google Patents
パルス電源Info
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- JPH06165534A JPH06165534A JP8368793A JP8368793A JPH06165534A JP H06165534 A JPH06165534 A JP H06165534A JP 8368793 A JP8368793 A JP 8368793A JP 8368793 A JP8368793 A JP 8368793A JP H06165534 A JPH06165534 A JP H06165534A
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- saturable
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 初段スイッチになる半導体スイッチング素子
の制御電圧を低くし、また装置の小形化を図る。 【構成】 初期充電されるコンデンサＣ0から半導体ス
イッチＳＷのオンで第１の可飽和トランスＳＴ1にパル
ス電流を流し、このトランスＳＴ1の二次側に昇圧動作
と磁気スイッチ動作を得ることでコンデンサＣ1を昇圧
充電とその後のトランスＳＴ1の飽和になる磁気スイッ
チ動作でコンデンサＣ1から第２の可飽和トランスＳＴ2
に短パルス電流を流し、このトランスＳＴ2の二次側の
昇圧動作と磁気スイッチ動作によってコンデンサＣ2の
昇圧充電とその後の磁気スイッチ動作で放電管ＤＴに短
パルス電流を得る。可飽和リアクトルＳＴ1は半導体ス
イッチＳＷの磁気アシストとし、可飽和リアクトルＳＩ
2は放電管ＤＴのプリパルス発生を防止する。
の制御電圧を低くし、また装置の小形化を図る。 【構成】 初期充電されるコンデンサＣ0から半導体ス
イッチＳＷのオンで第１の可飽和トランスＳＴ1にパル
ス電流を流し、このトランスＳＴ1の二次側に昇圧動作
と磁気スイッチ動作を得ることでコンデンサＣ1を昇圧
充電とその後のトランスＳＴ1の飽和になる磁気スイッ
チ動作でコンデンサＣ1から第２の可飽和トランスＳＴ2
に短パルス電流を流し、このトランスＳＴ2の二次側の
昇圧動作と磁気スイッチ動作によってコンデンサＣ2の
昇圧充電とその後の磁気スイッチ動作で放電管ＤＴに短
パルス電流を得る。可飽和リアクトルＳＴ1は半導体ス
イッチＳＷの磁気アシストとし、可飽和リアクトルＳＩ
2は放電管ＤＴのプリパルス発生を防止する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、可飽和トランスを用い
て高電圧・大電流の短パルスを発生するためのパルス電
源に関する。
て高電圧・大電流の短パルスを発生するためのパルス電
源に関する。
【０００２】
【従来の技術】パルスレーザ励起やパルスプラズマ発
生，パルス脱硝装置等のパルス電源には、サイラトロン
スイッチやトリガトロンスイッチ等の放電スイッチを用
いて直接に高電圧・大電流をスイッチングすることでパ
ルスを発生するものと、半導体スイッチと磁気スイッチ
になる可飽和リアクトルを組合せたものがある。また、
１つの可飽和トランスで昇圧とパルス圧縮を行い、スイ
ッチング素子の負担を軽減するものもある。
生，パルス脱硝装置等のパルス電源には、サイラトロン
スイッチやトリガトロンスイッチ等の放電スイッチを用
いて直接に高電圧・大電流をスイッチングすることでパ
ルスを発生するものと、半導体スイッチと磁気スイッチ
になる可飽和リアクトルを組合せたものがある。また、
１つの可飽和トランスで昇圧とパルス圧縮を行い、スイ
ッチング素子の負担を軽減するものもある。
【０００３】図４は可飽和リアクトルを用いた従来回路
をその波形図と共に示す。同図中、複数個直列接続され
るサイリスタＴＨは高電圧の半導体スイッチとされ、高
電圧充電されたコンデンサＣ12とリアクトルＬの直列回
路を短絡することで発生させる電流Ｉ1によりＣ12の極
性が反転し、Ｃ11とＣ12の直列結合を通してＬＣ反転の
倍電圧を発生させる。
をその波形図と共に示す。同図中、複数個直列接続され
るサイリスタＴＨは高電圧の半導体スイッチとされ、高
電圧充電されたコンデンサＣ12とリアクトルＬの直列回
路を短絡することで発生させる電流Ｉ1によりＣ12の極
性が反転し、Ｃ11とＣ12の直列結合を通してＬＣ反転の
倍電圧を発生させる。
【０００４】この電圧発生により可飽和リアクトルＳＲ
1とコンデンサＣ′11，Ｃ′12，Ｃ2の直列回路にパルス
圧縮した電流Ｉ2を得、さらにコンデンサＣ2の電圧によ
り可飽和リアクトルＳＲ2とコンデンサＣ3，Ｃ2の直列
回路にパルス圧縮した電流Ｉ3を得、最終段の可飽和リ
アクトルＳＲ3と放電管ＤＴにパルス圧縮した高電圧・
大電流パルスＩ4を得る。
1とコンデンサＣ′11，Ｃ′12，Ｃ2の直列回路にパルス
圧縮した電流Ｉ2を得、さらにコンデンサＣ2の電圧によ
り可飽和リアクトルＳＲ2とコンデンサＣ3，Ｃ2の直列
回路にパルス圧縮した電流Ｉ3を得、最終段の可飽和リ
アクトルＳＲ3と放電管ＤＴにパルス圧縮した高電圧・
大電流パルスＩ4を得る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の放電ギャップ型
のスイッチを用いたパルス電源においては、これらスイ
ッチング素子の寿命が１０7〜１０8パルスと短く、高い
繰返し動作を行う場合にはスイッチ素子の寿命が問題と
なる。
のスイッチを用いたパルス電源においては、これらスイ
ッチング素子の寿命が１０7〜１０8パルスと短く、高い
繰返し動作を行う場合にはスイッチ素子の寿命が問題と
なる。
【０００６】一方、半導体スイッチと可飽和リアクトル
を組合せたパルス電源においては、スイッチ素子自体の
耐電圧が放電スイッチに比べて小さい（数ＫＶ）ため、
高電圧を発生させるためには半導体スイッチ素子を多数
個直列接続した構成を必要とし、各素子のドライブ回路
やスナバ回路も含めてスイッチ回路が大形のものにな
る。
を組合せたパルス電源においては、スイッチ素子自体の
耐電圧が放電スイッチに比べて小さい（数ＫＶ）ため、
高電圧を発生させるためには半導体スイッチ素子を多数
個直列接続した構成を必要とし、各素子のドライブ回路
やスナバ回路も含めてスイッチ回路が大形のものにな
る。
【０００７】また、素子数を減らすためにパルストラン
スを用いて昇圧したり、ＬＣ反転回路を用いて出力電圧
の約１／２のスイッチング電圧にする方式もあるが、ス
イッチング素子の数や磁気パルス圧縮段数はある程度
（２〜３段）必要となり、パルス電源としては放電スイ
ッチ方式に比べて大きなものになる。
スを用いて昇圧したり、ＬＣ反転回路を用いて出力電圧
の約１／２のスイッチング電圧にする方式もあるが、ス
イッチング素子の数や磁気パルス圧縮段数はある程度
（２〜３段）必要となり、パルス電源としては放電スイ
ッチ方式に比べて大きなものになる。
【０００８】他に、１つの可飽和トランスで昇圧と磁気
パルス圧縮を行うことで装置の小形化を図るものもある
が、素子１個で２つの機能を引出しているため昇圧比を
大きくしようとすると可飽和トランスの二次側巻線の巻
数が多くなり、インダクタンスが増加する。この場合、
パルス圧縮時のＬＣ共振時間が長くなり、短パルス発生
には限界がある。逆に、可飽和トランスの二次側のイン
ダクタンスを小さくするためには巻数を少なくするため
昇圧比が小さくなり、スイッチング素子の負担が大きく
なる。
パルス圧縮を行うことで装置の小形化を図るものもある
が、素子１個で２つの機能を引出しているため昇圧比を
大きくしようとすると可飽和トランスの二次側巻線の巻
数が多くなり、インダクタンスが増加する。この場合、
パルス圧縮時のＬＣ共振時間が長くなり、短パルス発生
には限界がある。逆に、可飽和トランスの二次側のイン
ダクタンスを小さくするためには巻数を少なくするため
昇圧比が小さくなり、スイッチング素子の負担が大きく
なる。
【０００９】本発明の目的は、半導体スイッチング素子
の制御電圧を低くし、また装置の小形化を図ったパルス
電源を提供することにある。
の制御電圧を低くし、また装置の小形化を図ったパルス
電源を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、半導体スイッチと、この半導体スイッチ
に直列接続され初期充電される第１のエネルギー蓄積用
コンデンサと、このコンデンサに一次巻線が直列接続さ
れ前記半導体スイッチのオンによって一次電流が供給さ
れて昇圧出力と磁気スイッチ動作を得る第１の可飽和ト
ランスと、この可飽和トランスの二次巻線に直列接続さ
れ該トランスの昇圧出力で充電される第２のエネルギー
蓄積用コンデンサと、このコンデンサに一次巻線が直列
接続され前記第１の可飽和トランスの磁気スイッチ動作
によって一次電流が供給されて昇圧出力と磁気スイッチ
動作を得る第２の可飽和トランスと、このトランスの二
次巻線に直列接続され該トランスの昇圧出力で充電され
る第３のエネルギー蓄積用コンデンサと、前記第２の可
飽和トランスの磁気スイッチ動作によって前記第３のエ
ネルギー蓄積用コンデンサの充電電圧が印加されてパル
ス放電を得る放電管とを備えたことを特徴とする。
決を図るため、半導体スイッチと、この半導体スイッチ
に直列接続され初期充電される第１のエネルギー蓄積用
コンデンサと、このコンデンサに一次巻線が直列接続さ
れ前記半導体スイッチのオンによって一次電流が供給さ
れて昇圧出力と磁気スイッチ動作を得る第１の可飽和ト
ランスと、この可飽和トランスの二次巻線に直列接続さ
れ該トランスの昇圧出力で充電される第２のエネルギー
蓄積用コンデンサと、このコンデンサに一次巻線が直列
接続され前記第１の可飽和トランスの磁気スイッチ動作
によって一次電流が供給されて昇圧出力と磁気スイッチ
動作を得る第２の可飽和トランスと、このトランスの二
次巻線に直列接続され該トランスの昇圧出力で充電され
る第３のエネルギー蓄積用コンデンサと、前記第２の可
飽和トランスの磁気スイッチ動作によって前記第３のエ
ネルギー蓄積用コンデンサの充電電圧が印加されてパル
ス放電を得る放電管とを備えたことを特徴とする。
【００１１】
【作用】可飽和トランスとエネルギー蓄積用コンデンサ
の回路を複数段設けて昇圧動作と磁気スイッチ動作を
得、初段スイッチになる半導体スイッチの制御電圧を低
くまた幅広のパルスにして高電圧・大電流の短パルスを
得ると共に、各可飽和トランスの昇圧比を小さくしてそ
の巻線の巻数を少なくすることで各段の可飽和トランス
（二次巻線のインダクタンス）の低減を図る。
の回路を複数段設けて昇圧動作と磁気スイッチ動作を
得、初段スイッチになる半導体スイッチの制御電圧を低
くまた幅広のパルスにして高電圧・大電流の短パルスを
得ると共に、各可飽和トランスの昇圧比を小さくしてそ
の巻線の巻数を少なくすることで各段の可飽和トランス
（二次巻線のインダクタンス）の低減を図る。
【００１２】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。半導体スイッチＳＷはＧＴＯサイリスタ，ＳＩサイ
リスタ，ＩＧＢＴ等の１つの半導体スイッチング素子と
そのゲート制御回路，スナバ回路を有して構成された初
段スイッチにされる。
る。半導体スイッチＳＷはＧＴＯサイリスタ，ＳＩサイ
リスタ，ＩＧＢＴ等の１つの半導体スイッチング素子と
そのゲート制御回路，スナバ回路を有して構成された初
段スイッチにされる。
【００１３】可飽和リアクトルＳＩ1と初段エネルギー
蓄積用コンデンサＣ0及び可飽和トランスＳＴ1の一次巻
線は直列接続されて半導体スイッチＳＷに並列接続され
る。
蓄積用コンデンサＣ0及び可飽和トランスＳＴ1の一次巻
線は直列接続されて半導体スイッチＳＷに並列接続され
る。
【００１４】可飽和トランスＳＴ1の二次巻線にはエネ
ルギー蓄積用コンデンサＣ1と可飽和トランスＳＴ2の一
次巻線が直列接続され、この可飽和トランスＳＴ2の二
次巻線にはエネルギー蓄積用のコンデンサＣ2とコンデ
ンサＣPの直列回路が並列接続される。また、コンデン
サＣPには放電管ＤＴと可飽和リアクトルＳＩ2が夫々並
列接続される。
ルギー蓄積用コンデンサＣ1と可飽和トランスＳＴ2の一
次巻線が直列接続され、この可飽和トランスＳＴ2の二
次巻線にはエネルギー蓄積用のコンデンサＣ2とコンデ
ンサＣPの直列回路が並列接続される。また、コンデン
サＣPには放電管ＤＴと可飽和リアクトルＳＩ2が夫々並
列接続される。
【００１５】上述の構成において、可飽和リアクトルＳ
Ｉ1及びＳＩ2は実効動作磁束密度量（△Ｂ）の大きな磁
心材、例えば鉄基非晶質合金磁心材や鉄基超微結晶質合
金磁心材、コバルト基非晶質合金等の磁心材を持ち、リ
アクトルＳＩ1は半導体スイッチＳＷをアシストするた
めの磁気アシストとして使用され、リアクトルＳＩ2は
コンデンサＣ2の充電電流を放電管ＤＴをバイパスさせ
ることで該放電管ＤＴへのプリパルス発生を防止し、ま
たコンデンサＣ2の放電電流は阻止して放電管に流すプ
リパルス低減手段になる。この可飽和リアクトルＳＩ2
は空心コイルや高速ダイオードで置換することもでき
る。
Ｉ1及びＳＩ2は実効動作磁束密度量（△Ｂ）の大きな磁
心材、例えば鉄基非晶質合金磁心材や鉄基超微結晶質合
金磁心材、コバルト基非晶質合金等の磁心材を持ち、リ
アクトルＳＩ1は半導体スイッチＳＷをアシストするた
めの磁気アシストとして使用され、リアクトルＳＩ2は
コンデンサＣ2の充電電流を放電管ＤＴをバイパスさせ
ることで該放電管ＤＴへのプリパルス発生を防止し、ま
たコンデンサＣ2の放電電流は阻止して放電管に流すプ
リパルス低減手段になる。この可飽和リアクトルＳＩ2
は空心コイルや高速ダイオードで置換することもでき
る。
【００１６】可飽和トランスＳＴ1，ＳＴ2は、高い角形
比を持つ磁心材、例えば鉄基非品質合金磁心材や鉄基超
微晶質合金磁心材，コバルト基非晶質合金等の磁心材を
持ち、一次巻線と二次巻線には昇圧になる巻線比にされ
る。例えば、トランスＳＴ1は１対３の巻線比にされ、
トランスＳＴ2は１対２の巻線比にされる。
比を持つ磁心材、例えば鉄基非品質合金磁心材や鉄基超
微晶質合金磁心材，コバルト基非晶質合金等の磁心材を
持ち、一次巻線と二次巻線には昇圧になる巻線比にされ
る。例えば、トランスＳＴ1は１対３の巻線比にされ、
トランスＳＴ2は１対２の巻線比にされる。
【００１７】エネルギー蓄積用コンデンサＣ0，Ｃ1，Ｃ
2，ＣPは高電圧・短パルス発生のために低インダクタン
ス，高耐電圧のセラミックコンデンサが好適となるが、
他にオイルコンデンサ等を用いることができる。
2，ＣPは高電圧・短パルス発生のために低インダクタン
ス，高耐電圧のセラミックコンデンサが好適となるが、
他にオイルコンデンサ等を用いることができる。
【００１８】本実施例の動作を図２の電流波形を参照し
て説明する。まず、コンデンサＣ0は直流電源ＤＣによ
って高圧充電しておく。この後、半導体スイッチＳＷを
オンさせることにより、コンデンサＣ0→可飽和リアク
トルＳＩ1→半導体スイッチＳＷ→可飽和トランスＳＴ1
の一次巻線の経路で一次電流Ｉ0を流す。
て説明する。まず、コンデンサＣ0は直流電源ＤＣによ
って高圧充電しておく。この後、半導体スイッチＳＷを
オンさせることにより、コンデンサＣ0→可飽和リアク
トルＳＩ1→半導体スイッチＳＷ→可飽和トランスＳＴ1
の一次巻線の経路で一次電流Ｉ0を流す。
【００１９】この電流Ｉ0に対し、可飽和トランスＳＴ1
は非飽和領域で動作させ、その巻数比（例えば１対３）
による昇圧した電圧を二次巻線に得るトランスとして動
作させる。また、可飽和リアクトルＳＩ1が半導体スイ
ッチＳＷの磁気アシストとして動作し、スイッチＳＷの
スイッチング損失を低減することで磁気アシストのない
スイッチング動作より高い電流ピーク（＝電流上昇率）
で使用することが可能となる。
は非飽和領域で動作させ、その巻数比（例えば１対３）
による昇圧した電圧を二次巻線に得るトランスとして動
作させる。また、可飽和リアクトルＳＩ1が半導体スイ
ッチＳＷの磁気アシストとして動作し、スイッチＳＷの
スイッチング損失を低減することで磁気アシストのない
スイッチング動作より高い電流ピーク（＝電流上昇率）
で使用することが可能となる。
【００２０】電流Ｉ0による可飽和トランスＳＴ1の二次
側では、その非飽和動作に電流Ｉ0′でコンデンサＣ1が
昇圧充電される。この後、可飽和トランスＳＴ1が飽和
領域に入ると、その一次側と二次側が非結合状態とな
り、トランスとしての作用でなく可飽和リアクトルとし
て作用する磁気スイッチとなり、二次巻線が低インダク
タンスになってパルス圧縮した電流Ｉ1がコンデンサＣ1
→トランスＳＴ1の二次巻線→可飽和トランスＳＴ2の一
次巻線の経路で流れる。
側では、その非飽和動作に電流Ｉ0′でコンデンサＣ1が
昇圧充電される。この後、可飽和トランスＳＴ1が飽和
領域に入ると、その一次側と二次側が非結合状態とな
り、トランスとしての作用でなく可飽和リアクトルとし
て作用する磁気スイッチとなり、二次巻線が低インダク
タンスになってパルス圧縮した電流Ｉ1がコンデンサＣ1
→トランスＳＴ1の二次巻線→可飽和トランスＳＴ2の一
次巻線の経路で流れる。
【００２１】この電流Ｉ1に対し、可飽和トランスＳＴ2
は非飽和領域で動作させ、その巻数比（例えば１対２）
による昇圧した電圧を二次巻線に得る。この動作は可飽
和トランスＳＴ1と同様に非飽和領域の動作で電流Ｉ1′
によってコンデンサＣ2を充電し、飽和領域に入ること
で磁気スイッチとなってコンデンサＣ2からトランスＳ
Ｔ2の二次巻線側にパルス圧縮した電流Ｉ2を流す。
は非飽和領域で動作させ、その巻数比（例えば１対２）
による昇圧した電圧を二次巻線に得る。この動作は可飽
和トランスＳＴ1と同様に非飽和領域の動作で電流Ｉ1′
によってコンデンサＣ2を充電し、飽和領域に入ること
で磁気スイッチとなってコンデンサＣ2からトランスＳ
Ｔ2の二次巻線側にパルス圧縮した電流Ｉ2を流す。
【００２２】この電流Ｉ2により放電管ＤＴには短絡電
流を供給、すなわち高電圧・大電流の短パルスを供給す
る。
流を供給、すなわち高電圧・大電流の短パルスを供給す
る。
【００２３】従って、本実施例によれば２段の可飽和ト
ランスＳＴ1，ＳＴ2はトランス動作による高電圧発生と
磁気スイッチ動作によるパルス圧縮を行い、初段スイッ
チになる半導体スイッチＳＷと可飽和リアクトルＳＩ1
の制御電圧が可飽和トランスＳＴ1，ＳＴ2で昇圧及びパ
ルス圧縮して放電管ＤＴに高電圧・大電流の短パルスを
発生する。
ランスＳＴ1，ＳＴ2はトランス動作による高電圧発生と
磁気スイッチ動作によるパルス圧縮を行い、初段スイッ
チになる半導体スイッチＳＷと可飽和リアクトルＳＩ1
の制御電圧が可飽和トランスＳＴ1，ＳＴ2で昇圧及びパ
ルス圧縮して放電管ＤＴに高電圧・大電流の短パルスを
発生する。
【００２４】具体的には、半導体スイッチＳＷとその磁
気アシストとしての可飽和リアクトルＳＩ1による６Ｋ
Ｖ、５ＫＡのターンオン電圧，電流によって電流Ｉ0に
１〜２μｓの短パルスを発生できる。このパルス幅は、
コンデンサＣ0からコンデンサＣ1へのエネルギー移行に
要する時間（Ｃ1の充電時間）であり、この時間は可飽
和トランスＳＴ1の飽和までに要する時間と一致させる
ことでエネルギー移行効率を最大にする。
気アシストとしての可飽和リアクトルＳＩ1による６Ｋ
Ｖ、５ＫＡのターンオン電圧，電流によって電流Ｉ0に
１〜２μｓの短パルスを発生できる。このパルス幅は、
コンデンサＣ0からコンデンサＣ1へのエネルギー移行に
要する時間（Ｃ1の充電時間）であり、この時間は可飽
和トランスＳＴ1の飽和までに要する時間と一致させる
ことでエネルギー移行効率を最大にする。
【００２５】同様に、電流Ｉ0′で充電されたコンデン
サＣ1のエネルギーは可飽和トランスＳＴ1の磁気スイッ
チ動作によって電流Ｉ1に数百ナノセカンドの短パルス
を発生し、この時間に飽和までの時間を合わせた可飽和
トランスＳＴ2のエネルギー移行効率を最大にしたコン
デンサＣ2の昇圧充電及び該トランスＳＴ2の磁気スイッ
チ動作による放電管ＤＴへの２００ナノセカンド以下の
短パルスで初段制御電圧の６倍（３×２）の３６ＫＶ程
度の高電圧を得ることができる。
サＣ1のエネルギーは可飽和トランスＳＴ1の磁気スイッ
チ動作によって電流Ｉ1に数百ナノセカンドの短パルス
を発生し、この時間に飽和までの時間を合わせた可飽和
トランスＳＴ2のエネルギー移行効率を最大にしたコン
デンサＣ2の昇圧充電及び該トランスＳＴ2の磁気スイッ
チ動作による放電管ＤＴへの２００ナノセカンド以下の
短パルスで初段制御電圧の６倍（３×２）の３６ＫＶ程
度の高電圧を得ることができる。
【００２６】ここで、可飽和トランスＳＴ1，ＳＴ2の飽
和までの時間は電圧時間積（Ｖ×ｔ）で求まり、このＶ
ｔは可飽和トランスのコア容積に比例するため初段スイ
ッチのパルス幅が短いことはトランスＳＴ1のコア容積
を小さくできる。また、ＶｔはトランスＳＴ1の一次側
の巻線の巻数に比例するため該トランスＳＴ1の一次側
と二次側の巻数を２対６（昇圧比３）として一次側の巻
数を２とすることでコア容積をさらに小さくできる。
和までの時間は電圧時間積（Ｖ×ｔ）で求まり、このＶ
ｔは可飽和トランスのコア容積に比例するため初段スイ
ッチのパルス幅が短いことはトランスＳＴ1のコア容積
を小さくできる。また、ＶｔはトランスＳＴ1の一次側
の巻線の巻数に比例するため該トランスＳＴ1の一次側
と二次側の巻数を２対６（昇圧比３）として一次側の巻
数を２とすることでコア容積をさらに小さくできる。
【００２７】可飽和トランスＳＴ2はその一次側の入力
パルス幅がトランスＳＴ1のそれよりも十倍程度小さく
なっていること及び一次側の巻数も１（巻数比２）程度
にすることができるため、コア容積を一層小さくでき
る。そして、トランスＳＴ1とＳＴ2の両方で昇圧するた
めトランスＳＴ2の二次側巻線の巻数が２ターンと小さ
くなってその飽和後のインダクタンスを小さくし、飽和
後に発生するパルス電流Ｉ2の短パルス化に有効とな
る。特にトランスＳＴ1の昇圧比をトランスＳＴ2のそれ
よりも大きくすることでコア容積の低減と出力パルスの
短パルス化が効果的となる。
パルス幅がトランスＳＴ1のそれよりも十倍程度小さく
なっていること及び一次側の巻数も１（巻数比２）程度
にすることができるため、コア容積を一層小さくでき
る。そして、トランスＳＴ1とＳＴ2の両方で昇圧するた
めトランスＳＴ2の二次側巻線の巻数が２ターンと小さ
くなってその飽和後のインダクタンスを小さくし、飽和
後に発生するパルス電流Ｉ2の短パルス化に有効とな
る。特にトランスＳＴ1の昇圧比をトランスＳＴ2のそれ
よりも大きくすることでコア容積の低減と出力パルスの
短パルス化が効果的となる。
【００２８】なお、コンデンサＣ0，Ｃ1，Ｃ2の容量比
は、エネルギー移行効率を最大にするためには、トラン
スＳＴ1，ＳＴ2の一次，二次両端のコンデンサ容量を巻
数比の二乗の逆数に比例させるのが好ましくなる。従っ
て、コンデンサＣ0，Ｃ1，Ｃ2の各容量はトランスＳ
Ｔ1，ＳＴ2の巻数比が１対３、１対２となるため、Ｃ0
＝９Ｃ1，Ｃ1＝４Ｃ2とするのが好ましい。
は、エネルギー移行効率を最大にするためには、トラン
スＳＴ1，ＳＴ2の一次，二次両端のコンデンサ容量を巻
数比の二乗の逆数に比例させるのが好ましくなる。従っ
て、コンデンサＣ0，Ｃ1，Ｃ2の各容量はトランスＳ
Ｔ1，ＳＴ2の巻数比が１対３、１対２となるため、Ｃ0
＝９Ｃ1，Ｃ1＝４Ｃ2とするのが好ましい。
【００２９】また、実施例では２段の可飽和トランスに
よる昇圧と磁気スイッチ動作を得る場合を示すが、３段
以上の構成にすることができる。
よる昇圧と磁気スイッチ動作を得る場合を示すが、３段
以上の構成にすることができる。
【００３０】図３は、本発明の他の実施例を示す回路図
である。同図が図１と異なる部分は、可飽和リアクトル
ＳＩ2に代えて、ダイオード回路Ｄを設けたことにあ
る。
である。同図が図１と異なる部分は、可飽和リアクトル
ＳＩ2に代えて、ダイオード回路Ｄを設けたことにあ
る。
【００３１】ダイオード回路Ｄは、複数のダイオードを
同じ極性で直列接続した構成にされ、可飽和トランスＳ
Ｔ2の非飽和領域の動作で流れるコンデンサＣ2の充電電
流Ｉ1′に対しては順方向になり、可飽和トランスＳＴ2
の磁気スイッチ動作で流れる電流Ｉ2に対しては逆阻止
方向になるよう接続される。
同じ極性で直列接続した構成にされ、可飽和トランスＳ
Ｔ2の非飽和領域の動作で流れるコンデンサＣ2の充電電
流Ｉ1′に対しては順方向になり、可飽和トランスＳＴ2
の磁気スイッチ動作で流れる電流Ｉ2に対しては逆阻止
方向になるよう接続される。
【００３２】また、ダイオード回路Ｄは、放電管ＤＴの
放電電圧よりも高い逆阻止電圧になるようその直列ダイ
オード数にされる。さらに、ダイオード単体が電流
Ｉ1’を流すのに電流容量が不足するときは、複数のダ
イオードを並列接続する。
放電電圧よりも高い逆阻止電圧になるようその直列ダイ
オード数にされる。さらに、ダイオード単体が電流
Ｉ1’を流すのに電流容量が不足するときは、複数のダ
イオードを並列接続する。
【００３３】このようなダイオード回路Ｄを設けること
により、コンデンサＣ2の充電電流Ｉ1’に対しては導通
して放電管ＤＴに対するプリパルスの発生を抑え、放電
電流Ｉ2には逆阻止状態になって電流Ｉ2を放電管ＤＴ側
に流す。
により、コンデンサＣ2の充電電流Ｉ1’に対しては導通
して放電管ＤＴに対するプリパルスの発生を抑え、放電
電流Ｉ2には逆阻止状態になって電流Ｉ2を放電管ＤＴ側
に流す。
【００３４】本実施例によれば、可飽和リアクトルＳＩ
2に代えてダイオードの直列回路で済み、可飽和リアク
トルＳＩ2に必要なリセット回路を不要にすると共に小
形かつ安価な構造になる。
2に代えてダイオードの直列回路で済み、可飽和リアク
トルＳＩ2に必要なリセット回路を不要にすると共に小
形かつ安価な構造になる。
【００３５】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、初段ス
イッチになる半導体スイッチと第１のエネルギー蓄積用
コンデンサＣ0により発生するパルス電流を複数段の可
飽和トランスとエネルギー蓄積用コンデンサによってエ
ネルギーの移行と昇圧及び短パルス化を得るようにした
ため、以下の効果がある。
イッチになる半導体スイッチと第１のエネルギー蓄積用
コンデンサＣ0により発生するパルス電流を複数段の可
飽和トランスとエネルギー蓄積用コンデンサによってエ
ネルギーの移行と昇圧及び短パルス化を得るようにした
ため、以下の効果がある。
【００３６】（１）複数段の可飽和トランスによる昇圧
によって初段スイッチの制御電圧を低くしかつ比較的長
いパルス電流制御で済み、半導体スイッチの電圧負担及
び高速応答性が従来回路に較べて低減され、半導体スイ
ッチが１つのＧＴＯサイリスタ，ＳＩサイリスタ等の素
子で済むと共にその寿命を長くする。またその制御回路
及びスナバ回路素子の電圧分担を考慮しなくて済むため
簡単になる。
によって初段スイッチの制御電圧を低くしかつ比較的長
いパルス電流制御で済み、半導体スイッチの電圧負担及
び高速応答性が従来回路に較べて低減され、半導体スイ
ッチが１つのＧＴＯサイリスタ，ＳＩサイリスタ等の素
子で済むと共にその寿命を長くする。またその制御回路
及びスナバ回路素子の電圧分担を考慮しなくて済むため
簡単になる。
【００３７】（２）複数段の可飽和トランスによる昇圧
と磁気スイッチ動作により、各段の可飽和トランスの昇
圧比を小さくし、そのコア容積を低減して該トランスひ
いては装置の小形化を図ることができる。
と磁気スイッチ動作により、各段の可飽和トランスの昇
圧比を小さくし、そのコア容積を低減して該トランスひ
いては装置の小形化を図ることができる。
【００３８】（３）複数段の可飽和トランスによる昇圧
になるため、初段から最終段までの昇圧比を大きくする
のを容易にし、一つの素子に大きな負担を強いることな
く、高電圧のパルス発生を容易にする。
になるため、初段から最終段までの昇圧比を大きくする
のを容易にし、一つの素子に大きな負担を強いることな
く、高電圧のパルス発生を容易にする。
【００３９】（４）初段スイッチに磁気アシストとして
の可飽和リアクトルを設けることで初段スイッチ素子の
スイッチング損失を低減することができる。
の可飽和リアクトルを設けることで初段スイッチ素子の
スイッチング損失を低減することができる。
【００４０】（５）放電管には並列に可飽和リアクトル
を設けて電流方向によるバイパスと阻止を得ることで放
電管のプリパルス発生を防止できる。
を設けて電流方向によるバイパスと阻止を得ることで放
電管のプリパルス発生を防止できる。
【００４１】（６）複数段の可飽和トランスの各昇圧比
を前段ほど大きくすることでコア容積の低減と出力の短
パルス化を図ることができる。
を前段ほど大きくすることでコア容積の低減と出力の短
パルス化を図ることができる。
【００４２】（７）プリパルス低減として、可飽和リア
クトルに代えてダイオード回路Ｄを設けることにより、
小形で安価なプリパルス低減手段になる。
クトルに代えてダイオード回路Ｄを設けることにより、
小形で安価なプリパルス低減手段になる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図。
【図２】実施例の各部電流波形図。
【図３】他の実施例を示す回路図。
【図４】従来例の回路と波形図。
ＳＷ…半導体スイッチ ＳＴ1，ＳＴ2…可飽和トランス Ｃ0，Ｃ1，Ｃ2…エネルギー蓄積用コンデンサ ＤＴ…放電管 ＳＩ1，ＳＩ2…可飽和リアクトル Ｄ…ダイオード回路
Claims (5)
- 【請求項１】 半導体スイッチと、この半導体スイッチ
に直列接続され初期充電される第１のエネルギー蓄積用
コンデンサと、このコンデンサに一次巻線が直列接続さ
れ前記半導体スイッチのオンによって一次電流が供給さ
れて昇圧出力と磁気スイッチ動作を得る第１の可飽和ト
ランスと、この可飽和トランスの二次巻線に直列接続さ
れ該トランスの昇圧出力で充電される第２のエネルギー
蓄積用コンデンサと、このコンデンサに一次巻線が直列
接続され前記第１の可飽和トランスの磁気スイッチ動作
によって一次電流が供給されて昇圧出力と磁気スイッチ
動作を得る第２の可飽和トランスと、このトランスの二
次巻線に直列接続され該トランスの昇圧出力で充電され
る第３のエネルギー蓄積用コンデンサと、前記第２の可
飽和トランスの磁気スイッチ動作によって前記第３のエ
ネルギー蓄積用コンデンサの充電電圧が印加されてパル
ス放電を得る放電管とを備えたことを特徴とするパルス
電源。 - 【請求項２】 前記半導体スイッチに直列接続され該ス
イッチのスイッチ動作時に磁気アシストを行う可飽和リ
アクトルを備えたことを特徴とする請求項１記載のパル
ス電源。 - 【請求項３】 前記放電管に並列接続され前記第３のエ
ネルギー蓄積用コンデンサの充電電流を該放電管からバ
イパスさせるプリパルス低減手段を備えたことを特徴と
する請求項１又は２に記載のパルス電源。 - 【請求項４】 前記第１の可飽和トランスの昇圧比は第
２の可飽和トランスの昇圧比よりも大きくしたことを特
徴とする請求項１乃至３に記載のパルス電源。 - 【請求項５】 前記プリパルス低減手段は、ダイオード
回路にしたことを特徴とする請求項１乃至４に記載のパ
ルス電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8368793A JPH06165534A (ja) | 1992-07-22 | 1993-04-12 | パルス電源 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19499292 | 1992-07-22 | ||
| JP4-194992 | 1992-07-22 | ||
| JP8368793A JPH06165534A (ja) | 1992-07-22 | 1993-04-12 | パルス電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06165534A true JPH06165534A (ja) | 1994-06-10 |
Family
ID=26424722
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8368793A Pending JPH06165534A (ja) | 1992-07-22 | 1993-04-12 | パルス電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06165534A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013172493A (ja) * | 2012-02-20 | 2013-09-02 | Meidensha Corp | パルス電源装置 |
| CN110445480A (zh) * | 2019-08-05 | 2019-11-12 | 西安热工研究院有限公司 | 一种多级快前沿高压脉冲触发器及其同步方法 |
-
1993
- 1993-04-12 JP JP8368793A patent/JPH06165534A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013172493A (ja) * | 2012-02-20 | 2013-09-02 | Meidensha Corp | パルス電源装置 |
| CN110445480A (zh) * | 2019-08-05 | 2019-11-12 | 西安热工研究院有限公司 | 一种多级快前沿高压脉冲触发器及其同步方法 |
| CN110445480B (zh) * | 2019-08-05 | 2023-03-28 | 西安热工研究院有限公司 | 一种多级快前沿高压脉冲触发器及其同步方法 |
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