JPH0722918A - パルス電源 - Google Patents
パルス電源Info
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- JPH0722918A JPH0722918A JP16110793A JP16110793A JPH0722918A JP H0722918 A JPH0722918 A JP H0722918A JP 16110793 A JP16110793 A JP 16110793A JP 16110793 A JP16110793 A JP 16110793A JP H0722918 A JPH0722918 A JP H0722918A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 半導体スイッチング素子の制御電圧を低く
し、また装置の小形化を図りながら超短パルスを得る。 【構成】 初期充電されるコンデンサＣ0から半導体ス
イッチＳＷのオンで可飽和トランスＳＴにパルス電流を
流し、このトランスＳＴの二次側に昇圧動作と磁気スイ
ッチ動作を得ることでコンデンサＣ1を昇圧充電とその
後のトランスＳＴの磁気スイッチ動作でコンデンサＣ1
からパルストランスＰＴに短パルス電流を流し、このト
ランスＰＴの昇圧動作でコンデンサＣ2を充電し、この
パルス電流に対して可飽和リアクトルＳＩ2による磁気
スイッチ動作によってコンデンサＣPに超短パルス圧縮
した電流を供給し、このコンデンサＣPの電圧で放電管
ＤＴに放電する。可飽和リアクトルＳＩ1は半導体スイ
ッチＳＷの磁気アシストを行う。
し、また装置の小形化を図りながら超短パルスを得る。 【構成】 初期充電されるコンデンサＣ0から半導体ス
イッチＳＷのオンで可飽和トランスＳＴにパルス電流を
流し、このトランスＳＴの二次側に昇圧動作と磁気スイ
ッチ動作を得ることでコンデンサＣ1を昇圧充電とその
後のトランスＳＴの磁気スイッチ動作でコンデンサＣ1
からパルストランスＰＴに短パルス電流を流し、このト
ランスＰＴの昇圧動作でコンデンサＣ2を充電し、この
パルス電流に対して可飽和リアクトルＳＩ2による磁気
スイッチ動作によってコンデンサＣPに超短パルス圧縮
した電流を供給し、このコンデンサＣPの電圧で放電管
ＤＴに放電する。可飽和リアクトルＳＩ1は半導体スイ
ッチＳＷの磁気アシストを行う。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、可飽和トランスを用い
て高電圧・大電流の短パルスを発生するためのパルス電
源に関する。
て高電圧・大電流の短パルスを発生するためのパルス電
源に関する。
【０００２】
【従来の技術】パルスレーザ励起やパルスプラズマ発
生，パルス脱硝装置等のパルス電源には、サイラトロン
スイッチやトリガトロンスイッチ等の放電スイッチを用
いて直接に高電圧・大電流をスイッチングすることでパ
ルスを発生するものと、半導体スイッチと磁気スイッチ
になる可飽和リアクトルを組合せたものがある。また、
１つの可飽和トランスで昇圧とパルス圧縮を行い、スイ
ッチング素子の負担を軽減するものもある。
生，パルス脱硝装置等のパルス電源には、サイラトロン
スイッチやトリガトロンスイッチ等の放電スイッチを用
いて直接に高電圧・大電流をスイッチングすることでパ
ルスを発生するものと、半導体スイッチと磁気スイッチ
になる可飽和リアクトルを組合せたものがある。また、
１つの可飽和トランスで昇圧とパルス圧縮を行い、スイ
ッチング素子の負担を軽減するものもある。
【０００３】図３は可飽和リアクトルを用いた従来回路
をその波形図と共に示す。同図中、複数個直列接続され
るサイリスタＴＨは高電圧の半導体スイッチとされ、高
電圧充電されたコンデンサＣ12とリアクトルＬの直列回
路を短絡することで発生させる電流Ｉ1によりＣ12の極
性が反転し、Ｃ11とＣ12の直列結合を通してＬＣ反転の
倍電圧を発生させる。
をその波形図と共に示す。同図中、複数個直列接続され
るサイリスタＴＨは高電圧の半導体スイッチとされ、高
電圧充電されたコンデンサＣ12とリアクトルＬの直列回
路を短絡することで発生させる電流Ｉ1によりＣ12の極
性が反転し、Ｃ11とＣ12の直列結合を通してＬＣ反転の
倍電圧を発生させる。
【０００４】この電圧発生により可飽和リアクトルＳＲ
1とコンデンサＣ2の直列回路にパルス圧縮した電流Ｉ2
を得、さらにコンデンサＣ2の電圧により可飽和リアク
トルＳＲ2とコンデンサＣ3，Ｃ2の直列回路にパルス圧
縮した電流Ｉ3を得、最終段の可飽和リアクトルＳＲ3と
放電管ＤＴにパルス圧縮した高電圧・大電流パルスＩ4
を得る。
1とコンデンサＣ2の直列回路にパルス圧縮した電流Ｉ2
を得、さらにコンデンサＣ2の電圧により可飽和リアク
トルＳＲ2とコンデンサＣ3，Ｃ2の直列回路にパルス圧
縮した電流Ｉ3を得、最終段の可飽和リアクトルＳＲ3と
放電管ＤＴにパルス圧縮した高電圧・大電流パルスＩ4
を得る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の放電ギャップ型
のスイッチを用いたパルス電源においては、これらスイ
ッチング素子の寿命が１０7〜１０8パルスと短く、高い
繰返し動作を行う場合にはスイッチ素子の寿命が問題と
なる。
のスイッチを用いたパルス電源においては、これらスイ
ッチング素子の寿命が１０7〜１０8パルスと短く、高い
繰返し動作を行う場合にはスイッチ素子の寿命が問題と
なる。
【０００６】一方、半導体スイッチと可飽和リアクトル
を組合せたパルス電源においては、スイッチ素子自体の
耐電圧が放電スイッチに比べて小さい（数ＫＶ）ため、
高電圧を発生させるためには半導体スイッチ素子を多数
個直列接続した構成を必要とし、各素子のドライブ回路
やスナバ回路も含めてスイッチ回路が大形のものにな
る。
を組合せたパルス電源においては、スイッチ素子自体の
耐電圧が放電スイッチに比べて小さい（数ＫＶ）ため、
高電圧を発生させるためには半導体スイッチ素子を多数
個直列接続した構成を必要とし、各素子のドライブ回路
やスナバ回路も含めてスイッチ回路が大形のものにな
る。
【０００７】また、素子数を減らすためにパルストラン
スを用いて昇圧したり、ＬＣ反転回路を用いて出力電圧
の約１／２のスイッチング電圧にする方式もあるが、ス
イッチング素子の数や磁気パルス圧縮段数はある程度
（２〜３段）必要となり、パルス電源としては放電スイ
ッチ方式に比べて大きなものになる。
スを用いて昇圧したり、ＬＣ反転回路を用いて出力電圧
の約１／２のスイッチング電圧にする方式もあるが、ス
イッチング素子の数や磁気パルス圧縮段数はある程度
（２〜３段）必要となり、パルス電源としては放電スイ
ッチ方式に比べて大きなものになる。
【０００８】他に、１つの可飽和トランスで昇圧と磁気
パルス圧縮を行うことで装置の小形化を図るものもある
が、素子１個で２つの機能を引出しているため昇圧比を
大きくしようとすると可飽和トランスの二次側巻線の巻
数が多くなり、インダクタンスが増加する。この場合、
パルス圧縮時のＬＣ共振時間が長くなり、短パルス発生
には限界がある。
パルス圧縮を行うことで装置の小形化を図るものもある
が、素子１個で２つの機能を引出しているため昇圧比を
大きくしようとすると可飽和トランスの二次側巻線の巻
数が多くなり、インダクタンスが増加する。この場合、
パルス圧縮時のＬＣ共振時間が長くなり、短パルス発生
には限界がある。
【０００９】逆に、可飽和トランスの二次側のインダク
タンスを小さくするためには巻数を少なくするため昇圧
比が小さくなり、スイッチング素子の負担が大きくな
る。
タンスを小さくするためには巻数を少なくするため昇圧
比が小さくなり、スイッチング素子の負担が大きくな
る。
【００１０】本発明の目的は、半導体スイッチング素子
の制御電圧を低くし、また装置の小形化を図りながら超
短パルスを得るパルス電源を提供することにある。
の制御電圧を低くし、また装置の小形化を図りながら超
短パルスを得るパルス電源を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、半導体スイッチと、この半導体スイッチ
に直列接続され初期充電される第１のエネルギー蓄積用
コンデンサと、このコンデンサに一次巻線が直列接続さ
れ前記半導体スイッチのオンによって一次電流が供給さ
れて昇圧出力と磁気スイッチ動作を得る可飽和トランス
と、この可飽和トランスの二次巻線に直列接続され該ト
ランスの昇圧出力で充電される第２のエネルギー蓄積用
コンデンサと、このコンデンサに一次巻線が直列接続さ
れ前記第１の可飽和トランスの磁気スイッチ動作によっ
て該コンデンサから一次電流が供給されて昇圧出力を得
るパルストランスと、このトランスの二次巻線に並列接
続され該トランスの昇圧出力で充電される第３のエネル
ギー蓄積用コンデンサと、磁気スイッチ動作によって前
記第３のエネルギー蓄積用コンデンサの充電電圧が印加
されてパルス圧縮を行う可飽和リアクトルと、この可飽
和リアクトルの磁気スイッチ動作で前記第３のエネルギ
ー蓄積用コンデンサのエネルギーで充電されて放電管に
放電する第４のエネルギー蓄積用コンデンサとを備えた
ことを特徴とする。
決を図るため、半導体スイッチと、この半導体スイッチ
に直列接続され初期充電される第１のエネルギー蓄積用
コンデンサと、このコンデンサに一次巻線が直列接続さ
れ前記半導体スイッチのオンによって一次電流が供給さ
れて昇圧出力と磁気スイッチ動作を得る可飽和トランス
と、この可飽和トランスの二次巻線に直列接続され該ト
ランスの昇圧出力で充電される第２のエネルギー蓄積用
コンデンサと、このコンデンサに一次巻線が直列接続さ
れ前記第１の可飽和トランスの磁気スイッチ動作によっ
て該コンデンサから一次電流が供給されて昇圧出力を得
るパルストランスと、このトランスの二次巻線に並列接
続され該トランスの昇圧出力で充電される第３のエネル
ギー蓄積用コンデンサと、磁気スイッチ動作によって前
記第３のエネルギー蓄積用コンデンサの充電電圧が印加
されてパルス圧縮を行う可飽和リアクトルと、この可飽
和リアクトルの磁気スイッチ動作で前記第３のエネルギ
ー蓄積用コンデンサのエネルギーで充電されて放電管に
放電する第４のエネルギー蓄積用コンデンサとを備えた
ことを特徴とする。
【００１２】
【作用】可飽和トランスとパルストランスで二段の昇圧
及び可飽和トランスと可飽和リアクトルで二段のパルス
圧縮を行い、エネルギー蓄積用コンデンサの回路を複数
段設けて昇圧動作と磁気スイッチ動作でのエネルギー移
行を得、初段スイッチになる半導体スイッチの制御電圧
を低くまた幅広のパルスにして高電圧・大電流の超短パ
ルスを得ると共に、各可飽和トランスの昇圧比を小さく
してその巻線の巻数を少なくすることで各トランス（二
次巻線のインダクタンス）を小形化する。
及び可飽和トランスと可飽和リアクトルで二段のパルス
圧縮を行い、エネルギー蓄積用コンデンサの回路を複数
段設けて昇圧動作と磁気スイッチ動作でのエネルギー移
行を得、初段スイッチになる半導体スイッチの制御電圧
を低くまた幅広のパルスにして高電圧・大電流の超短パ
ルスを得ると共に、各可飽和トランスの昇圧比を小さく
してその巻線の巻数を少なくすることで各トランス（二
次巻線のインダクタンス）を小形化する。
【００１３】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。半導体スイッチＳＷはＧＴＯサイリスタ，ＳＩサイ
リスタ，ＩＧＢＴ等の１つの半導体スイッチング素子と
そのゲート制御回路，スナバ回路を有して構成された初
段スイッチにされる。
る。半導体スイッチＳＷはＧＴＯサイリスタ，ＳＩサイ
リスタ，ＩＧＢＴ等の１つの半導体スイッチング素子と
そのゲート制御回路，スナバ回路を有して構成された初
段スイッチにされる。
【００１４】可飽和リアクトルＳＩ1と初段エネルギー
蓄積用コンデンサＣ0及び可飽和トランスＳＴの一次巻
線は、半導体スイッチＳＷに直列接続される。
蓄積用コンデンサＣ0及び可飽和トランスＳＴの一次巻
線は、半導体スイッチＳＷに直列接続される。
【００１５】可飽和トランスＳＴの二次巻線にはエネル
ギー蓄積用コンデンサＣ1とパルストランスＰＴの一次
巻線が直列接続され、このパルストランスＰＴの二次巻
線にはエネルギー蓄積用のコンデンサＣ2が並列接続さ
れ、さらには可飽和リアクトルＳＩ2とコンデンサＣPの
直列回路が並列接続される。また、コンデンサＣPには
放電管ＤＴとリアクトルＬが夫々並列接続される。
ギー蓄積用コンデンサＣ1とパルストランスＰＴの一次
巻線が直列接続され、このパルストランスＰＴの二次巻
線にはエネルギー蓄積用のコンデンサＣ2が並列接続さ
れ、さらには可飽和リアクトルＳＩ2とコンデンサＣPの
直列回路が並列接続される。また、コンデンサＣPには
放電管ＤＴとリアクトルＬが夫々並列接続される。
【００１６】上述の構成において、可飽和リアクトルＳ
Ｉ1及びＳＩ2は実効動作磁束密度量（△Ｂ）の大きな磁
心材、例えば鉄基非晶質合金磁心材や鉄基超微結晶質合
金磁心材、コバルト基非晶質合金等の磁心材を持ち、可
飽和リアクトルＳＩ1は半導体スイッチＳＷをアシスト
するための磁気アシストとして使用され、可飽和リアク
トルＳＩ2はコンデンサＣ2の充電電流をパルス圧縮して
コンデンサＣPの充電電流として供給する。
Ｉ1及びＳＩ2は実効動作磁束密度量（△Ｂ）の大きな磁
心材、例えば鉄基非晶質合金磁心材や鉄基超微結晶質合
金磁心材、コバルト基非晶質合金等の磁心材を持ち、可
飽和リアクトルＳＩ1は半導体スイッチＳＷをアシスト
するための磁気アシストとして使用され、可飽和リアク
トルＳＩ2はコンデンサＣ2の充電電流をパルス圧縮して
コンデンサＣPの充電電流として供給する。
【００１７】リアクトルＬは、放電管ＤＴへのプリパル
ス発生を防止し、またコンデンサＣPの放電電流は阻止
して放電管ＤＴに流すプリパルス低減手段になる。この
リアクトルＬは、空心コイルや高速ダイオードで置換す
ることもできる。
ス発生を防止し、またコンデンサＣPの放電電流は阻止
して放電管ＤＴに流すプリパルス低減手段になる。この
リアクトルＬは、空心コイルや高速ダイオードで置換す
ることもできる。
【００１８】可飽和トランスＳＴ及びパルストランスＰ
Ｔは、高い角形比を持つ磁心材、例えば鉄基非品質合金
磁心材や鉄基超微晶質合金磁心材，コバルト基非晶質合
金等の磁心材を持ち、一次巻線と二次巻線には昇圧にな
る巻線比にされる。例えば、可飽和トランスＳＴは１対
３の巻線比にされ、パルストランスＰＴは１対２の巻線
比にされる。
Ｔは、高い角形比を持つ磁心材、例えば鉄基非品質合金
磁心材や鉄基超微晶質合金磁心材，コバルト基非晶質合
金等の磁心材を持ち、一次巻線と二次巻線には昇圧にな
る巻線比にされる。例えば、可飽和トランスＳＴは１対
３の巻線比にされ、パルストランスＰＴは１対２の巻線
比にされる。
【００１９】コンデンサＣ0，Ｃ1，Ｃ2，ＣPは高電圧・
短パルス発生のために低インダクタンス，高耐電圧のセ
ラミックコンデンサが好適となるが、他にオイルコンデ
ンサ等を用いることができる。
短パルス発生のために低インダクタンス，高耐電圧のセ
ラミックコンデンサが好適となるが、他にオイルコンデ
ンサ等を用いることができる。
【００２０】本実施例の動作を図２の電流・電圧波形を
参照して説明する。なお、図２中の各電流・電圧記号は
図１の各部回路要素の電流・電圧記号と対応して示す。
参照して説明する。なお、図２中の各電流・電圧記号は
図１の各部回路要素の電流・電圧記号と対応して示す。
【００２１】パルス発生の開始には、コンデンサＣ0は
直流電源ＤＣによって高圧充電しておく。この後、半導
体スイッチＳＷをオンさせることにより、コンデンサＣ
0→可飽和リアクトルＳＩ1→可飽和トランスＳＴの一次
巻線→半導体スイッチＳＷの経路で一次電流Ｉ0を流
す。
直流電源ＤＣによって高圧充電しておく。この後、半導
体スイッチＳＷをオンさせることにより、コンデンサＣ
0→可飽和リアクトルＳＩ1→可飽和トランスＳＴの一次
巻線→半導体スイッチＳＷの経路で一次電流Ｉ0を流
す。
【００２２】この電流Ｉ0に対し、可飽和トランスＳＴ
は非飽和領域で動作させ、その巻数比（例えば１対３）
による昇圧した電圧を二次巻線に得るトランスとして動
作させる。また、可飽和リアクトルＳＩ1が半導体スイ
ッチＳＷの磁気アシストとして動作し、スイッチＳＷの
スイッチング損失を低減することで磁気アシストのない
スイッチング動作より高い電流ピーク（＝電流上昇率）
で使用することが可能となる。
は非飽和領域で動作させ、その巻数比（例えば１対３）
による昇圧した電圧を二次巻線に得るトランスとして動
作させる。また、可飽和リアクトルＳＩ1が半導体スイ
ッチＳＷの磁気アシストとして動作し、スイッチＳＷの
スイッチング損失を低減することで磁気アシストのない
スイッチング動作より高い電流ピーク（＝電流上昇率）
で使用することが可能となる。
【００２３】電流Ｉ0による可飽和トランスＳＴの二次
側では、その非飽和動作に電流Ｉ0′でコンデンサＣ1が
昇圧充電される。この後、可飽和トランスＳＴが飽和領
域に入ると、その一次側と二次側が非結合状態となり、
トランスとしての作用でなく可飽和リアクトルとして作
用する磁気スイッチとなり、二次巻線が低インダクタン
スになってパルス圧縮した電流Ｉ1がコンデンサＣ1→可
飽和トランスＳＴの二次巻線→パルストランスＰＴの一
次巻線の経路で流れる。
側では、その非飽和動作に電流Ｉ0′でコンデンサＣ1が
昇圧充電される。この後、可飽和トランスＳＴが飽和領
域に入ると、その一次側と二次側が非結合状態となり、
トランスとしての作用でなく可飽和リアクトルとして作
用する磁気スイッチとなり、二次巻線が低インダクタン
スになってパルス圧縮した電流Ｉ1がコンデンサＣ1→可
飽和トランスＳＴの二次巻線→パルストランスＰＴの一
次巻線の経路で流れる。
【００２４】この電流Ｉ1に対し、パルストランスＰＴ
は、その巻数比（例えば１対２）による昇圧した電圧を
二次巻線に得る。このパルストランスＰＴの二次出力
は、初期には可飽和リアクトルＳＩ2によってコンデン
サＣP側への電流が阻止され、電流Ｉ1′によってコンデ
ンサＣ2を充電する。そして、可飽和リアクトルＳＩ2が
飽和すると磁気スイッチとなってコンデンサＣ2からコ
ンデンサＣPにパルス圧縮した電流Ｉ2を流す。
は、その巻数比（例えば１対２）による昇圧した電圧を
二次巻線に得る。このパルストランスＰＴの二次出力
は、初期には可飽和リアクトルＳＩ2によってコンデン
サＣP側への電流が阻止され、電流Ｉ1′によってコンデ
ンサＣ2を充電する。そして、可飽和リアクトルＳＩ2が
飽和すると磁気スイッチとなってコンデンサＣ2からコ
ンデンサＣPにパルス圧縮した電流Ｉ2を流す。
【００２５】この電流Ｉ2によりコンデンサＣPには高電
圧・大電流のパルスを得、このパルスにより放電管ＤＴ
には短絡電流を供給、すなわち高電圧・大電流の超短パ
ルスを供給する。
圧・大電流のパルスを得、このパルスにより放電管ＤＴ
には短絡電流を供給、すなわち高電圧・大電流の超短パ
ルスを供給する。
【００２６】従って、本実施例によれば、可飽和トラン
スＳＴはトランス動作による高電圧発生と磁気スイッチ
動作によるパルス圧縮を行い、これをパルストランスＰ
Ｔで昇圧し、この後に可飽和リアクトルＳＩ2による二
回目のパルス圧縮を行う。即ち、２回の昇圧と２回のパ
ルス圧縮を行うことで超短パルスを得る。
スＳＴはトランス動作による高電圧発生と磁気スイッチ
動作によるパルス圧縮を行い、これをパルストランスＰ
Ｔで昇圧し、この後に可飽和リアクトルＳＩ2による二
回目のパルス圧縮を行う。即ち、２回の昇圧と２回のパ
ルス圧縮を行うことで超短パルスを得る。
【００２７】ここで、可飽和トランスＳＴの飽和までの
時間は電圧時間積（Ｖ×ｔ）で求まり、このＶｔは可飽
和トランスのコア容積に比例するため初段スイッチのパ
ルス幅が短いことはトランスＳＴのコア容積を小さくで
きる。また、電圧時間積ＶｔはトランスＳＴの一次側の
巻線の巻数に比例するため該トランスＳＴの一次側と二
次側の巻数を２対６（昇圧比３）として一次側の巻数を
２とすることでコア容積をさらに小さくできる。
時間は電圧時間積（Ｖ×ｔ）で求まり、このＶｔは可飽
和トランスのコア容積に比例するため初段スイッチのパ
ルス幅が短いことはトランスＳＴのコア容積を小さくで
きる。また、電圧時間積ＶｔはトランスＳＴの一次側の
巻線の巻数に比例するため該トランスＳＴの一次側と二
次側の巻数を２対６（昇圧比３）として一次側の巻数を
２とすることでコア容積をさらに小さくできる。
【００２８】可飽和リアクトルＳＩ2は、その入力パル
ス幅が可飽和トランスＳＴのそれよりも十倍程度小さく
なっていること及びパルストランスの巻数も１（巻数比
２）程度にすることができるため、パルストランスＰＴ
も含めて動作責務を軽減してそれらのコア容積を一層小
さくできる。
ス幅が可飽和トランスＳＴのそれよりも十倍程度小さく
なっていること及びパルストランスの巻数も１（巻数比
２）程度にすることができるため、パルストランスＰＴ
も含めて動作責務を軽減してそれらのコア容積を一層小
さくできる。
【００２９】そして、２回目のパルス圧縮は、可飽和リ
アクトルＳＩ2で行うことで超短パルス化を可能にす
る。つまり、可飽和トランスによる磁気圧縮に比べて昇
圧動作を必要としないため、トロイダル形状のコアを用
いた場合に１ターンあるいは貫通巻線に構成でき、低イ
ンダクタンスのもので済む。このことは、コンデンサＣ
Pの容量が大きい場合、パルス幅τが
アクトルＳＩ2で行うことで超短パルス化を可能にす
る。つまり、可飽和トランスによる磁気圧縮に比べて昇
圧動作を必要としないため、トロイダル形状のコアを用
いた場合に１ターンあるいは貫通巻線に構成でき、低イ
ンダクタンスのもので済む。このことは、コンデンサＣ
Pの容量が大きい場合、パルス幅τが
【００３０】
【数１】τ＝π（（ＬＣ）1/2） で決まるため、容量Ｃが大きくともインダクタンスＬを
小さくでき、超短パルス化を容易にする。
小さくでき、超短パルス化を容易にする。
【００３１】また、可飽和リアクトルＳＩ1により磁気
アシストを行うため、半導体スイッチＳＷのスイッチン
グ損失が小さくなり、このスイッチＳＷの冷却手段を簡
易の小形のもので済み、スイッチＳＷの長寿命化にもな
る。
アシストを行うため、半導体スイッチＳＷのスイッチン
グ損失が小さくなり、このスイッチＳＷの冷却手段を簡
易の小形のもので済み、スイッチＳＷの長寿命化にもな
る。
【００３２】なお、コンデンサＣ0，Ｃ1，Ｃ2の容量比
は、エネルギー移行効率を最大にするためには、可飽和
トランスＳＴ，パルストランスＰＴの一次，二次両端の
コンデンサ容量を巻数比の二乗の逆数に比例させるのが
好ましくなる。従って、コンデンサＣ0，Ｃ1，Ｃ2の各
容量はトランスＳＴ，ＰＴの巻数比が１対３、１対２と
なるため、Ｃ0＝９Ｃ1，Ｃ1＝４Ｃ2とするのが好まし
い。
は、エネルギー移行効率を最大にするためには、可飽和
トランスＳＴ，パルストランスＰＴの一次，二次両端の
コンデンサ容量を巻数比の二乗の逆数に比例させるのが
好ましくなる。従って、コンデンサＣ0，Ｃ1，Ｃ2の各
容量はトランスＳＴ，ＰＴの巻数比が１対３、１対２と
なるため、Ｃ0＝９Ｃ1，Ｃ1＝４Ｃ2とするのが好まし
い。
【００３３】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、初段ス
イッチになる半導体スイッチにより発生するパルス電流
を可飽和トランスで昇圧とパルス圧縮を行い、このパル
スをパルストランスで昇圧し、さらに可飽和リアクトル
でパルス圧縮を行うようにしたため、以下の効果があ
る。
イッチになる半導体スイッチにより発生するパルス電流
を可飽和トランスで昇圧とパルス圧縮を行い、このパル
スをパルストランスで昇圧し、さらに可飽和リアクトル
でパルス圧縮を行うようにしたため、以下の効果があ
る。
【００３４】（１）可飽和トランスと可飽和リアクトル
による二段の昇圧によって初段スイッチの制御電圧を低
くし、同時に可飽和トランスと可飽和リアクトルによる
二段のパルス圧縮によって初段スイッチが比較的長いパ
ルス電流制御で済み、半導体スイッチの電圧負担及び高
速応答性が従来回路に較べて低減され、半導体スイッチ
が１つのＧＴＯサイリスタ，ＳＩサイリスタ等の素子で
済むと共にその寿命を長くする。またその制御回路及び
スナバ回路素子の電圧分担を考慮しなくて済むため簡単
になる。
による二段の昇圧によって初段スイッチの制御電圧を低
くし、同時に可飽和トランスと可飽和リアクトルによる
二段のパルス圧縮によって初段スイッチが比較的長いパ
ルス電流制御で済み、半導体スイッチの電圧負担及び高
速応答性が従来回路に較べて低減され、半導体スイッチ
が１つのＧＴＯサイリスタ，ＳＩサイリスタ等の素子で
済むと共にその寿命を長くする。またその制御回路及び
スナバ回路素子の電圧分担を考慮しなくて済むため簡単
になる。
【００３５】（２）可飽和トランスと可飽和リアクトル
による二段の昇圧により、可飽和トランス及びパルスト
ランスの昇圧比を小さくし、それらのコア容積を低減し
て該トランスひいては装置の小形化を図ることができ
る。
による二段の昇圧により、可飽和トランス及びパルスト
ランスの昇圧比を小さくし、それらのコア容積を低減し
て該トランスひいては装置の小形化を図ることができ
る。
【００３６】（３）二段の昇圧になるため、所期の昇圧
比を得ることを容易にし、一つの素子に大きな負担を強
いることなく、高電圧のパルス発生を容易にする。
比を得ることを容易にし、一つの素子に大きな負担を強
いることなく、高電圧のパルス発生を容易にする。
【００３７】（４）初段スイッチに磁気アシストとして
の可飽和リアクトルを設けることで初段スイッチ素子の
スイッチング損失を低減することができる。
の可飽和リアクトルを設けることで初段スイッチ素子の
スイッチング損失を低減することができる。
【００３８】（５）二段目のパルス圧縮は、可飽和リア
クトルによるため、超短パルス化ができる。
クトルによるため、超短パルス化ができる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図。
【図２】実施例の各部電流・電圧波形図。
【図３】従来例の回路と波形図。
ＳＷ…半導体スイッチ ＳＴ…可飽和トランス ＰＴ…パルストランス Ｃ0，Ｃ1，Ｃ2，ＣP…エネルギー蓄積用コンデンサ ＤＴ…放電管 ＳＩ1，ＳＩ2…可飽和リアクトル
Claims (2)
- 【請求項１】 半導体スイッチと、この半導体スイッチ
に直列接続され初期充電される第１のエネルギー蓄積用
コンデンサと、このコンデンサに一次巻線が直列接続さ
れ前記半導体スイッチのオンによって一次電流が供給さ
れて昇圧出力と磁気スイッチ動作を得る可飽和トランス
と、この可飽和トランスの二次巻線に直列接続され該ト
ランスの昇圧出力で充電される第２のエネルギー蓄積用
コンデンサと、このコンデンサに一次巻線が直列接続さ
れ前記第１の可飽和トランスの磁気スイッチ動作によっ
て該コンデンサから一次電流が供給されて昇圧出力を得
るパルストランスと、このトランスの二次巻線に並列接
続され該トランスの昇圧出力で充電される第３のエネル
ギー蓄積用コンデンサと、磁気スイッチ動作によって前
記第３のエネルギー蓄積用コンデンサの充電電圧が印加
されてパルス圧縮を行う可飽和リアクトルと、この可飽
和リアクトルの磁気スイッチ動作で前記第３のエネルギ
ー蓄積用コンデンサのエネルギーで充電されて放電管に
放電する第４のエネルギー蓄積用コンデンサとを備えた
ことを特徴とするパルス電源。 - 【請求項２】 前記半導体スイッチに直列接続され該ス
イッチのスイッチ動作時に磁気アシストを行う可飽和リ
アクトルを備えたことを特徴とする請求項１記載のパル
ス電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16110793A JPH0722918A (ja) | 1993-06-30 | 1993-06-30 | パルス電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16110793A JPH0722918A (ja) | 1993-06-30 | 1993-06-30 | パルス電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0722918A true JPH0722918A (ja) | 1995-01-24 |
Family
ID=15728743
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16110793A Pending JPH0722918A (ja) | 1993-06-30 | 1993-06-30 | パルス電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0722918A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101145769B1 (ko) * | 2010-07-15 | 2012-05-16 | 한국전자통신연구원 | 초단폭 고전압 펄스 신호 발생 장치 |
-
1993
- 1993-06-30 JP JP16110793A patent/JPH0722918A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101145769B1 (ko) * | 2010-07-15 | 2012-05-16 | 한국전자통신연구원 | 초단폭 고전압 펄스 신호 발생 장치 |
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