JPH0965644A - 絶縁ゲートトランジスタ駆動回路 - Google Patents
絶縁ゲートトランジスタ駆動回路Info
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- JPH0965644A JPH0965644A JP7217191A JP21719195A JPH0965644A JP H0965644 A JPH0965644 A JP H0965644A JP 7217191 A JP7217191 A JP 7217191A JP 21719195 A JP21719195 A JP 21719195A JP H0965644 A JPH0965644 A JP H0965644A
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- H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
- H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches
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- H03K17/04—Modifications for accelerating switching
- H03K17/0406—Modifications for accelerating switching in composite switches
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- Electronic Switches (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 コレクタ電流の遮断動作期間におけるサージ
電圧を抑制しながらスイッチング損失を低減することが
できるＩＧＢＴ駆動回路を実現する。 【解決手段】 コレクタ電流の遮断過程をエミッタ−コ
レクタ間電圧回復期間とコレクタ電流遮断期間に分け、
エミッタ−コレクタ間電圧回復期間にはゲート抵抗を小
さくし、コレクタ電流遮断期間にはゲート抵抗を大きく
することによって遮断時間を短縮しスイッチング損失を
低減するとともにサージ電圧を抑制する。
電圧を抑制しながらスイッチング損失を低減することが
できるＩＧＢＴ駆動回路を実現する。 【解決手段】 コレクタ電流の遮断過程をエミッタ−コ
レクタ間電圧回復期間とコレクタ電流遮断期間に分け、
エミッタ−コレクタ間電圧回復期間にはゲート抵抗を小
さくし、コレクタ電流遮断期間にはゲート抵抗を大きく
することによって遮断時間を短縮しスイッチング損失を
低減するとともにサージ電圧を抑制する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、絶縁ゲートトラ
ンジスタ駆動回路に係わり、とくにインバータ回路適用
時の遮断時電圧サージの低減ならびにスイッチング損失
の低減を図った絶縁ゲートトランジスタ駆動回路に関す
るものである。
ンジスタ駆動回路に係わり、とくにインバータ回路適用
時の遮断時電圧サージの低減ならびにスイッチング損失
の低減を図った絶縁ゲートトランジスタ駆動回路に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】絶縁ゲートトランジスタを用いた多くの
パワースイッチング回路が提案されている。絶縁ゲート
トランジスタには、絶縁ゲートを有し、バイポーラ・モ
ードで動作する絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ
（Insulated Gate Bipolar Transistor;以下ＩＧＢＴと
称す）や、絶縁ゲートを有し、電界効果モードで動作す
る絶縁ゲート電界効果トランジスタ(Insulated Gate Fi
eld Effect Transistor)、またはＭＯＳ形電界効果トラ
ンジスタ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Tr
ansistor) 等がある。
パワースイッチング回路が提案されている。絶縁ゲート
トランジスタには、絶縁ゲートを有し、バイポーラ・モ
ードで動作する絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ
（Insulated Gate Bipolar Transistor;以下ＩＧＢＴと
称す）や、絶縁ゲートを有し、電界効果モードで動作す
る絶縁ゲート電界効果トランジスタ(Insulated Gate Fi
eld Effect Transistor)、またはＭＯＳ形電界効果トラ
ンジスタ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Tr
ansistor) 等がある。
【０００３】ゲート駆動回路の一例として、特公平５−
３１３２３号公報に記載されたチョッパ回路を図１８に
示す。図において、１はＩＧＢＴであり、ゲートをＧ、
エミッタをＥ、コレクタをＣ、コレクタ−ゲート間静電
容量をＣCG、ゲート−エミッタ間静電容量をＣGEの記号
でそれぞれ示している。２および３はスイッチング素子
であり、２はＩＧＢＴ１を導通させるとき導通して正の
電圧をゲートＧに印加し、３は遮断させるとき導通して
ゲートＧに印加する電圧を０にする。４はゲートＧの充
放電時定数を定めるゲート抵抗、２０は電圧がＶD の直
流電源、２１はダイオード、２２は負荷装置であり、負
荷回路の配線インダクタンスをＬで示している。２３は
制御信号を発生する制御信号発生回路、２４は駆動回路
電源である。ＩＧＢＴ１では、ゲート−エミッタ間にあ
る正の電圧を印加するとコレクタ−エミッタ間が導通
し、ゲート−エミッタ間の電圧がスレッショルドレベル
ＶTH以下になれば遮断する。
３１３２３号公報に記載されたチョッパ回路を図１８に
示す。図において、１はＩＧＢＴであり、ゲートをＧ、
エミッタをＥ、コレクタをＣ、コレクタ−ゲート間静電
容量をＣCG、ゲート−エミッタ間静電容量をＣGEの記号
でそれぞれ示している。２および３はスイッチング素子
であり、２はＩＧＢＴ１を導通させるとき導通して正の
電圧をゲートＧに印加し、３は遮断させるとき導通して
ゲートＧに印加する電圧を０にする。４はゲートＧの充
放電時定数を定めるゲート抵抗、２０は電圧がＶD の直
流電源、２１はダイオード、２２は負荷装置であり、負
荷回路の配線インダクタンスをＬで示している。２３は
制御信号を発生する制御信号発生回路、２４は駆動回路
電源である。ＩＧＢＴ１では、ゲート−エミッタ間にあ
る正の電圧を印加するとコレクタ−エミッタ間が導通
し、ゲート−エミッタ間の電圧がスレッショルドレベル
ＶTH以下になれば遮断する。
【０００４】次に動作について説明する。制御信号発生
回路２３からの制御信号によりスイッチング素子２を導
通させ、スイッチング素子３を遮断すると、ゲートＧに
はゲート抵抗４を介して正の電圧が印加されて、ＩＧＢ
Ｔ１が導通し、直流電源２０から負荷２２にコレクタ電
流ＩC が流れる。次に、スイッチング素子２および３の
導通・遮断を逆転させると、ゲートＧに印加している電
圧が減衰し、やがてスレッショルドレベルＶTH以下にな
るとコレクタ電流ＩC は遮断し、負荷２２に流れている
電流はダイオード２を通して還流する。ＩＧＢＴ１の遮
断動作期間の各部の電圧および電流波形を図１９に示
す。
回路２３からの制御信号によりスイッチング素子２を導
通させ、スイッチング素子３を遮断すると、ゲートＧに
はゲート抵抗４を介して正の電圧が印加されて、ＩＧＢ
Ｔ１が導通し、直流電源２０から負荷２２にコレクタ電
流ＩC が流れる。次に、スイッチング素子２および３の
導通・遮断を逆転させると、ゲートＧに印加している電
圧が減衰し、やがてスレッショルドレベルＶTH以下にな
るとコレクタ電流ＩC は遮断し、負荷２２に流れている
電流はダイオード２を通して還流する。ＩＧＢＴ１の遮
断動作期間の各部の電圧および電流波形を図１９に示
す。
【０００５】図において、ＶS はスイッチング素子２お
よび３の接続点の電圧、ＶGEはゲート−エミッタ間電
圧、ＶCEはコレクタ−エミッタ間電圧、ＩC はコレクタ
電流を示し、またコレクタ電流ＩC とコレクタ−エミッ
タ間電圧ＶCEの積をＰCEで示す。ＰCEの面積が遮断動作
期間のスイッチング損失に相当する。時刻Ｔ1 におい
て、スイッチング素子２および３の接続点の電圧ＶS が
０になると、コレクタ−ゲート間静電容量ＣGEに蓄えた
電荷がゲート抵抗４を通して放電し、ゲート−エミッタ
間電圧ＶGEが減衰する。時刻Ｔ2 でゲート−エミッタ間
電圧ＶGEがＩＧＢＴ１固有のある電圧レベルになると、
コレクタ−エミッタ間電圧ＶCEが上昇しはじめる。この
電圧上昇にともなって、電流がコレクタ−ゲート間静電
容量ＣCGを介してゲートＧに流れるため、コレクタ−エ
ミッタ間電圧ＶCEが電源電圧ＶD と等しくなる時刻Ｔ3
までは、ゲート−エミッタ間電圧ＶGEの減少が抑制され
る。コレクタ−エミッタ間電圧ＶGEが電源電圧ＶD より
も大きくなるとゲート−エミッタ間電圧ＶGEが再び減少
しはじめ、同時にコレクタ電流ＩCも減少しはじめる。
そしてコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEは、配線インダク
タンスＬとコレクタ電流ＩC の変化率の積に相当するＬ
・ｄＩC／ｄｔ だけ電源電圧より上昇する。時刻Ｔ4 で
ゲート−エミッタ間電圧ＶGEがスレッショルドレベルＶ
TH電圧まで減衰すると、コレクタ電流ＩC は遮断され
る。
よび３の接続点の電圧、ＶGEはゲート−エミッタ間電
圧、ＶCEはコレクタ−エミッタ間電圧、ＩC はコレクタ
電流を示し、またコレクタ電流ＩC とコレクタ−エミッ
タ間電圧ＶCEの積をＰCEで示す。ＰCEの面積が遮断動作
期間のスイッチング損失に相当する。時刻Ｔ1 におい
て、スイッチング素子２および３の接続点の電圧ＶS が
０になると、コレクタ−ゲート間静電容量ＣGEに蓄えた
電荷がゲート抵抗４を通して放電し、ゲート−エミッタ
間電圧ＶGEが減衰する。時刻Ｔ2 でゲート−エミッタ間
電圧ＶGEがＩＧＢＴ１固有のある電圧レベルになると、
コレクタ−エミッタ間電圧ＶCEが上昇しはじめる。この
電圧上昇にともなって、電流がコレクタ−ゲート間静電
容量ＣCGを介してゲートＧに流れるため、コレクタ−エ
ミッタ間電圧ＶCEが電源電圧ＶD と等しくなる時刻Ｔ3
までは、ゲート−エミッタ間電圧ＶGEの減少が抑制され
る。コレクタ−エミッタ間電圧ＶGEが電源電圧ＶD より
も大きくなるとゲート−エミッタ間電圧ＶGEが再び減少
しはじめ、同時にコレクタ電流ＩCも減少しはじめる。
そしてコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEは、配線インダク
タンスＬとコレクタ電流ＩC の変化率の積に相当するＬ
・ｄＩC／ｄｔ だけ電源電圧より上昇する。時刻Ｔ4 で
ゲート−エミッタ間電圧ＶGEがスレッショルドレベルＶ
TH電圧まで減衰すると、コレクタ電流ＩC は遮断され
る。
【０００６】ＩＧＢＴ１の能力を有効に活用するために
は、より高い電源電圧で使用するとともにスイッチング
損失を含む素子の損失を小さくする必要がある。高い電
源電圧で使用するには、ＩＧＢＴ素子に印加される電圧
がその素子の耐電圧値を超えることがないよう、スイッ
チング時に発生するサージ電圧ΔＶCEを低く抑制しなけ
ればならない。ＩＧＢＴにおいては、ゲート抵抗４の抵
抗値ｒG を大きくすることによって、遮断時のコレクタ
電流変化率を小さくすることができる。しかし、ゲート
抵抗４の抵抗値ｒG を大きくしてコレクタ電流の変化率
を小さくすると、コレクタ電流ＩC を遮断動作に必要な
時間が長くなるため、スイッチング損失が増大するとい
う問題が生じる。
は、より高い電源電圧で使用するとともにスイッチング
損失を含む素子の損失を小さくする必要がある。高い電
源電圧で使用するには、ＩＧＢＴ素子に印加される電圧
がその素子の耐電圧値を超えることがないよう、スイッ
チング時に発生するサージ電圧ΔＶCEを低く抑制しなけ
ればならない。ＩＧＢＴにおいては、ゲート抵抗４の抵
抗値ｒG を大きくすることによって、遮断時のコレクタ
電流変化率を小さくすることができる。しかし、ゲート
抵抗４の抵抗値ｒG を大きくしてコレクタ電流の変化率
を小さくすると、コレクタ電流ＩC を遮断動作に必要な
時間が長くなるため、スイッチング損失が増大するとい
う問題が生じる。
【０００７】このような問題点を解消する方法として、
実開平６−２４３９３号公報に図２０に示す構成が記載
されている。この構成では、抵抗４a 、４b 、４c の直
列抵抗群からなっているゲート抵抗４、各抵抗４a 、４
b 、４c の両端を短絡するように接続したスイッチ５
a 、５b 、５c からなるスイッチ群５と、ＩＧＢＴ１に
流れる電流を検出する電流検出器２５、ＩＧＢＴ１に流
れる電流に基づいてスイッチ群５を操作する手段２６を
有している。なお、２３’は図１８における制御信号発
生回路２３、スイッチング素子２および３、駆動回路電
源２４の機能を包含している。通常は、スイッチ５a 、
５b 、５c のいずれかを閉成しゲート抵抗４の抵抗値を
小さくすることによって、遮断動作期間のスイッチング
損失を抑えているが、コレクタ電流ＩC がある値以上に
なると、ゲート抵抗４の抵抗値を大きくすることによっ
て、遮断動作期間のコレクタ電流ＩC の変化率を小さく
し、サージ電圧ΔＶCEを抑制している。
実開平６−２４３９３号公報に図２０に示す構成が記載
されている。この構成では、抵抗４a 、４b 、４c の直
列抵抗群からなっているゲート抵抗４、各抵抗４a 、４
b 、４c の両端を短絡するように接続したスイッチ５
a 、５b 、５c からなるスイッチ群５と、ＩＧＢＴ１に
流れる電流を検出する電流検出器２５、ＩＧＢＴ１に流
れる電流に基づいてスイッチ群５を操作する手段２６を
有している。なお、２３’は図１８における制御信号発
生回路２３、スイッチング素子２および３、駆動回路電
源２４の機能を包含している。通常は、スイッチ５a 、
５b 、５c のいずれかを閉成しゲート抵抗４の抵抗値を
小さくすることによって、遮断動作期間のスイッチング
損失を抑えているが、コレクタ電流ＩC がある値以上に
なると、ゲート抵抗４の抵抗値を大きくすることによっ
て、遮断動作期間のコレクタ電流ＩC の変化率を小さく
し、サージ電圧ΔＶCEを抑制している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来のＩＧＢＴ駆動回
路は以上のように構成されているため、サージ電圧を抑
制しようとすると、コレクタ電流が大きいときはゲート
抵抗の抵抗値を大きくする必要があり、必然的にスイッ
チング損失が増大するという問題があった。この発明
は、このような問題点をなくし、従来のＩＧＢＴ駆動回
路に比べてコレクタ電流の遮断動作期間におけるサージ
電圧を抑制しながらスイッチング損失を低減することが
できるＩＧＢＴ駆動回路を実現することを目的とする。
路は以上のように構成されているため、サージ電圧を抑
制しようとすると、コレクタ電流が大きいときはゲート
抵抗の抵抗値を大きくする必要があり、必然的にスイッ
チング損失が増大するという問題があった。この発明
は、このような問題点をなくし、従来のＩＧＢＴ駆動回
路に比べてコレクタ電流の遮断動作期間におけるサージ
電圧を抑制しながらスイッチング損失を低減することが
できるＩＧＢＴ駆動回路を実現することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明の絶縁ゲートト
ランジスタ駆動回路では、絶縁ゲートトランジスタの導
通および遮断を制御するゲート信号をゲート抵抗回路を
介して絶縁ゲートトランジスタのゲートに印加するとと
もに、絶縁ゲートトランジスタの動作状態を検出する動
作状態検出手段によって、コレクタ電流の遮断過程にお
ける動作状態検出手段の検出出力に基づき、絶縁ゲート
トランジスタの動作パラメータを調整して、絶縁ゲート
トランジスタの遮断時間を短縮し、スイッチング損失と
サージ電圧を抑制している。動作状態検出手段では、絶
縁ゲートトランジスタのコレクタ電流を検出し、あるい
は絶縁ゲートトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧
を検出する。調整する動作パラメータとしては、ゲート
抵抗回路の抵抗値、絶縁ゲートトランジスタのゲート−
エミッタ間静電容量あるいは絶縁ゲートトランジスタの
ゲート電圧を用いている。また、より具体的な絶縁ゲー
トトランジスタ駆動回路では、動作パラメータの調整時
点を、絶縁ゲートトランジスタのコレクタ−エミッタ間
電圧と基準電圧との比較結果によって求めている。この
基準電圧として、一定の基準電圧を用いるばかりでな
く、絶縁ゲートトランジスタの遮断状態における定常コ
レクタ−エミッタ間電圧を用いるようにしている。さら
にまた、この基準電圧を調整可能にもしている。
ランジスタ駆動回路では、絶縁ゲートトランジスタの導
通および遮断を制御するゲート信号をゲート抵抗回路を
介して絶縁ゲートトランジスタのゲートに印加するとと
もに、絶縁ゲートトランジスタの動作状態を検出する動
作状態検出手段によって、コレクタ電流の遮断過程にお
ける動作状態検出手段の検出出力に基づき、絶縁ゲート
トランジスタの動作パラメータを調整して、絶縁ゲート
トランジスタの遮断時間を短縮し、スイッチング損失と
サージ電圧を抑制している。動作状態検出手段では、絶
縁ゲートトランジスタのコレクタ電流を検出し、あるい
は絶縁ゲートトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧
を検出する。調整する動作パラメータとしては、ゲート
抵抗回路の抵抗値、絶縁ゲートトランジスタのゲート−
エミッタ間静電容量あるいは絶縁ゲートトランジスタの
ゲート電圧を用いている。また、より具体的な絶縁ゲー
トトランジスタ駆動回路では、動作パラメータの調整時
点を、絶縁ゲートトランジスタのコレクタ−エミッタ間
電圧と基準電圧との比較結果によって求めている。この
基準電圧として、一定の基準電圧を用いるばかりでな
く、絶縁ゲートトランジスタの遮断状態における定常コ
レクタ−エミッタ間電圧を用いるようにしている。さら
にまた、この基準電圧を調整可能にもしている。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、この発明による各実施の形
態の説明では、先行する記述で用いたのと同一もしくは
相当する要素には、それぞれ同一の符号を付し、重複す
る記述を省略する。
態の説明では、先行する記述で用いたのと同一もしくは
相当する要素には、それぞれ同一の符号を付し、重複す
る記述を省略する。
【００１１】実施の形態１．この発明による第１の実施
の形態であるＩＧＢＴ駆動回路を図１に、遮断動作期間
における各部の電圧および電流波形を図２に示す。１a
はＩＧＢＴ１に内蔵している電流センサデバイスであ
り、コレクタ電流ＩC に比例する電流信号を出力する。
４a 、４b はゲート抵抗、５はゲート抵抗切換スイッチ
ング素子、５1 はゲート抵抗切換スイッチング素子５の
ベース逆バイアス保護ダイオードである。６は演算増幅
器６1 、抵抗ＲL 、ＲF 、コンデンサＣS などからなる
微分回路で、コレクタ電流ＩC の微分値に相当する信号
を出力する。７は演算増幅器７1 、基準電源７2 、抵抗
ＲP などからなる比較器で、微分回路６の出力と基準電
圧ＶREF とを比較し、微分回路６の出力が基準電圧ＶRE
F を下回るときハイレベルを出力する。ゲート抵抗切換
スイッチング素子５は比較器７の出力信号がハイレベル
のとき導通してゲート抵抗４a を短絡する。
の形態であるＩＧＢＴ駆動回路を図１に、遮断動作期間
における各部の電圧および電流波形を図２に示す。１a
はＩＧＢＴ１に内蔵している電流センサデバイスであ
り、コレクタ電流ＩC に比例する電流信号を出力する。
４a 、４b はゲート抵抗、５はゲート抵抗切換スイッチ
ング素子、５1 はゲート抵抗切換スイッチング素子５の
ベース逆バイアス保護ダイオードである。６は演算増幅
器６1 、抵抗ＲL 、ＲF 、コンデンサＣS などからなる
微分回路で、コレクタ電流ＩC の微分値に相当する信号
を出力する。７は演算増幅器７1 、基準電源７2 、抵抗
ＲP などからなる比較器で、微分回路６の出力と基準電
圧ＶREF とを比較し、微分回路６の出力が基準電圧ＶRE
F を下回るときハイレベルを出力する。ゲート抵抗切換
スイッチング素子５は比較器７の出力信号がハイレベル
のとき導通してゲート抵抗４a を短絡する。
【００１２】このように構成されたＩＧＢＴ駆動回路に
おいては、スイッチング素子３が導通して電圧ＶS が０
になりゲート−エミッタ間静電容量ＣGEに蓄えた電荷の
放電がはじまる時刻Ｔ1 から、コレクタ−エミッタ間電
圧ＶCEが上昇しはじめる時刻Ｔ2 までは、コレクタ電流
ＩC の変化率が小さいため、微分回路６の出力電圧Ｖ
DIF は基準電圧ＶREF よりも小さく、比較器７の出力が
ハイレベルになるため、ゲート抵抗切換スイッチング素
子５が導通する。この状態ではゲート抵抗４a の両端が
短絡され、ゲート回路にはゲート抵抗４b のみが接続さ
れた形となるため、ゲート−エミッタ間静電容量ＣGEに
蓄えた電荷の放電時定数は小さく、ゲート−コレクタ間
電圧ＶGEは速やかに減衰する。ついで、ゲート−コレク
タ間電圧ＶGEが上昇をはじめ、コレクタ電流ＩC が減少
しはじめる時刻Ｔ3 までは、先行する時刻Ｔ1 から時刻
Ｔ2 までの期間と同様、コレクタ電流ＩC の変化率は小
さく、比較器６出力はハイレベルを維持するためゲート
抵抗切換スイッチング素子５は導通している。この期間
は、 （ＶGE−ＶS）／ｒG＝ＣGE・ｄＶCE／ｄｔ の関係が成り立つ。すなわち、ゲート抵抗ｒG が大きい
と、コレクタ−エミッタ間電圧ＶCEの上昇が緩やかにな
り、時刻Ｔ2 からＴ3 までの期間が長く、かつこの間の
スイッチング損失が大きくなる。
おいては、スイッチング素子３が導通して電圧ＶS が０
になりゲート−エミッタ間静電容量ＣGEに蓄えた電荷の
放電がはじまる時刻Ｔ1 から、コレクタ−エミッタ間電
圧ＶCEが上昇しはじめる時刻Ｔ2 までは、コレクタ電流
ＩC の変化率が小さいため、微分回路６の出力電圧Ｖ
DIF は基準電圧ＶREF よりも小さく、比較器７の出力が
ハイレベルになるため、ゲート抵抗切換スイッチング素
子５が導通する。この状態ではゲート抵抗４a の両端が
短絡され、ゲート回路にはゲート抵抗４b のみが接続さ
れた形となるため、ゲート−エミッタ間静電容量ＣGEに
蓄えた電荷の放電時定数は小さく、ゲート−コレクタ間
電圧ＶGEは速やかに減衰する。ついで、ゲート−コレク
タ間電圧ＶGEが上昇をはじめ、コレクタ電流ＩC が減少
しはじめる時刻Ｔ3 までは、先行する時刻Ｔ1 から時刻
Ｔ2 までの期間と同様、コレクタ電流ＩC の変化率は小
さく、比較器６出力はハイレベルを維持するためゲート
抵抗切換スイッチング素子５は導通している。この期間
は、 （ＶGE−ＶS）／ｒG＝ＣGE・ｄＶCE／ｄｔ の関係が成り立つ。すなわち、ゲート抵抗ｒG が大きい
と、コレクタ−エミッタ間電圧ＶCEの上昇が緩やかにな
り、時刻Ｔ2 からＴ3 までの期間が長く、かつこの間の
スイッチング損失が大きくなる。
【００１３】しかし、時刻Ｔ2 から時刻Ｔ3 までの期間
は上記のようにゲート抵抗切換スイッチング素子５が導
通しているため、ゲート回路の抵抗はゲート抵抗４b の
抵抗値のみとなり、時刻Ｔ2 から時刻Ｔ3 まで時間が従
来のＩＧＢＴ駆動回路に比べて短縮される。時刻Ｔ3 に
至り、コレクタ−エミッタ間電圧ＶCEが電源電圧ＶD よ
りも大きくなると、コレクタ電流ＩC が減少しはじめる
ため、その変化率は大きく、微分回路６の出力電圧Ｖ
DIF も大きくなり、比較器７の出力が０レベルになって
ゲート抵抗切換スイッチング素子５を遮断し、ゲート回
路にはゲート抵抗４a および４b が直列に挿入された形
となり、ゲート−コレクタ間電圧ＶGEの減衰時定数が大
きくなる。その結果、コレクタ電流ＩC の変化率が抑制
され、配線インダクタンスＬに起因するサージ電圧ΔＶ
CEも抑制される。サージ電圧の最大値ΔＶCEは、次式に
より求めることができる。 ΔＶCE＝Ｌ・（ｄＩC／ｄｔ）max 但し（ｄＩC／ｄｔ）max はｄＩC／ｄｔの最大値を示
す。このように、コレクタ電流ＩC の遮断過程におい
て、サージ電圧ΔＶCEを抑制し、そのうえスイッチング
損失の発生期間を短縮できるため、スイッチング損失を
大幅に抑制することが可能になる。
は上記のようにゲート抵抗切換スイッチング素子５が導
通しているため、ゲート回路の抵抗はゲート抵抗４b の
抵抗値のみとなり、時刻Ｔ2 から時刻Ｔ3 まで時間が従
来のＩＧＢＴ駆動回路に比べて短縮される。時刻Ｔ3 に
至り、コレクタ−エミッタ間電圧ＶCEが電源電圧ＶD よ
りも大きくなると、コレクタ電流ＩC が減少しはじめる
ため、その変化率は大きく、微分回路６の出力電圧Ｖ
DIF も大きくなり、比較器７の出力が０レベルになって
ゲート抵抗切換スイッチング素子５を遮断し、ゲート回
路にはゲート抵抗４a および４b が直列に挿入された形
となり、ゲート−コレクタ間電圧ＶGEの減衰時定数が大
きくなる。その結果、コレクタ電流ＩC の変化率が抑制
され、配線インダクタンスＬに起因するサージ電圧ΔＶ
CEも抑制される。サージ電圧の最大値ΔＶCEは、次式に
より求めることができる。 ΔＶCE＝Ｌ・（ｄＩC／ｄｔ）max 但し（ｄＩC／ｄｔ）max はｄＩC／ｄｔの最大値を示
す。このように、コレクタ電流ＩC の遮断過程におい
て、サージ電圧ΔＶCEを抑制し、そのうえスイッチング
損失の発生期間を短縮できるため、スイッチング損失を
大幅に抑制することが可能になる。
【００１４】以上の説明では、演算増幅器を用いた微分
回路および比較器を用いたが、図３に示すように、ＣＲ
微分回路を用いることもできる。微分回路６は抵抗Ｒ
L 、コンデンサＣS 、プルアップ抵抗ＲP で構成されて
いる。このように構成されたＩＧＢＴ駆動回路において
は、図２を用いて説明したのと同様、時刻Ｔ1 から時刻
Ｔ3 までは、微分回路６の出力電圧ＶDIF がプルアップ
抵抗ＲP によりハイレベルに維持され、ゲート抵抗切換
スイッチング素子５が導通してゲート抵抗４a を短絡
し、時刻Ｔ3 から時刻Ｔ4 までは、微分回路６の出力電
圧ＶDIF が低下してゲート抵抗切換スイッチング素子５
を遮断し、図１のものと同等に動作する。このように構
成すれば、回路構成が簡単になり、ＩＧＢＴ駆動回路を
より安価に実現することができる。ゲート抵抗切換スイ
ッチング素子５を制御する手段として、演算増幅器を用
いる場合と、ＣＲ微分回路を用いる場合について説明し
たが、この２つの手段に限られるものではなく、要は、
コレクタ電流ＩC の変化率に基づいてゲート抵抗切換ス
イッチング素子５を制御すればこの発明の目的を達成す
ることができる。
回路および比較器を用いたが、図３に示すように、ＣＲ
微分回路を用いることもできる。微分回路６は抵抗Ｒ
L 、コンデンサＣS 、プルアップ抵抗ＲP で構成されて
いる。このように構成されたＩＧＢＴ駆動回路において
は、図２を用いて説明したのと同様、時刻Ｔ1 から時刻
Ｔ3 までは、微分回路６の出力電圧ＶDIF がプルアップ
抵抗ＲP によりハイレベルに維持され、ゲート抵抗切換
スイッチング素子５が導通してゲート抵抗４a を短絡
し、時刻Ｔ3 から時刻Ｔ4 までは、微分回路６の出力電
圧ＶDIF が低下してゲート抵抗切換スイッチング素子５
を遮断し、図１のものと同等に動作する。このように構
成すれば、回路構成が簡単になり、ＩＧＢＴ駆動回路を
より安価に実現することができる。ゲート抵抗切換スイ
ッチング素子５を制御する手段として、演算増幅器を用
いる場合と、ＣＲ微分回路を用いる場合について説明し
たが、この２つの手段に限られるものではなく、要は、
コレクタ電流ＩC の変化率に基づいてゲート抵抗切換ス
イッチング素子５を制御すればこの発明の目的を達成す
ることができる。
【００１５】実施の形態２．この発明による第２の実施
の形態であるＩＧＢＴ駆動回路を図４に示す。６はコレ
クタ電流ＩC の変化率に相当する信号を得る微分回路ブ
ロック、８はゲート−エミッタ間静電容量切換回路で、
比較器８1 、切換えスイッチ８2 および８3 、コンデン
サＣで構成される。微分回路６の検出出力がない場合
は、切換えスイッチ８2 を開成し、８3 を閉成するよう
になっている。
の形態であるＩＧＢＴ駆動回路を図４に示す。６はコレ
クタ電流ＩC の変化率に相当する信号を得る微分回路ブ
ロック、８はゲート−エミッタ間静電容量切換回路で、
比較器８1 、切換えスイッチ８2 および８3 、コンデン
サＣで構成される。微分回路６の検出出力がない場合
は、切換えスイッチ８2 を開成し、８3 を閉成するよう
になっている。
【００１６】このように構成されたＩＧＢＴ駆動回路に
おいては、コレクタ電流ＩC の遮断過程前期、すなわち
実施の形態１における時刻Ｔ1 から時刻Ｔ3 までの期間
には、コレクタ電流ＩC の変化率 ｄＩC／ｄｔが小さい
ため、コンデンサＣは充電されている。一方、ゲート−
エミッタ間静電容量ＣGEに蓄えた電荷はゲート抵抗４の
抵抗値ｒG で決まる放電時定数で放電するため、抵抗値
ｒG を適当に選択することによって、実施の形態１と同
様な所望の放電時定数を得ることができる。遮断過程後
期、すなわち実施の形態１における時刻Ｔ3 以降の期
間、コレクタ−エミッタ間電圧ＶCEが直流電圧ＶD より
も大きくなると、コレクタ電流の変化率ｄＩC／ｄｔが
大きくなり、微分回路６の検出出力によって切換えスイ
ッチ８2が閉成し、８3 は開成する。この状態では、ゲ
ート−エミッタ間静電容量ＣGEとコンデンサＣとが並列
に接続され、ゲート抵抗４を経て放電することになるた
め、遮断過程前期に比べて放電時定数が大きくなる。こ
のため、ゲート抵抗４の抵抗値ｒG およびコンデンサＣ
の静電容量を適当に選択することによって、実施の形態
１と同様な所望の放電時定数を得ることができ、コレク
タ電流ＩC の変化率を抑制し、配線インダクタンスＬに
起因するサージ電圧ΔＶCEを所望の値まで抑制すること
が可能になる。このように構成することにより、ゲート
抵抗を消費電力の大きな１個の抵抗器で実現できるた
め、ＩＧＢＴ駆動回路をより信頼性が高くかつ安価に実
現することができる。
おいては、コレクタ電流ＩC の遮断過程前期、すなわち
実施の形態１における時刻Ｔ1 から時刻Ｔ3 までの期間
には、コレクタ電流ＩC の変化率 ｄＩC／ｄｔが小さい
ため、コンデンサＣは充電されている。一方、ゲート−
エミッタ間静電容量ＣGEに蓄えた電荷はゲート抵抗４の
抵抗値ｒG で決まる放電時定数で放電するため、抵抗値
ｒG を適当に選択することによって、実施の形態１と同
様な所望の放電時定数を得ることができる。遮断過程後
期、すなわち実施の形態１における時刻Ｔ3 以降の期
間、コレクタ−エミッタ間電圧ＶCEが直流電圧ＶD より
も大きくなると、コレクタ電流の変化率ｄＩC／ｄｔが
大きくなり、微分回路６の検出出力によって切換えスイ
ッチ８2が閉成し、８3 は開成する。この状態では、ゲ
ート−エミッタ間静電容量ＣGEとコンデンサＣとが並列
に接続され、ゲート抵抗４を経て放電することになるた
め、遮断過程前期に比べて放電時定数が大きくなる。こ
のため、ゲート抵抗４の抵抗値ｒG およびコンデンサＣ
の静電容量を適当に選択することによって、実施の形態
１と同様な所望の放電時定数を得ることができ、コレク
タ電流ＩC の変化率を抑制し、配線インダクタンスＬに
起因するサージ電圧ΔＶCEを所望の値まで抑制すること
が可能になる。このように構成することにより、ゲート
抵抗を消費電力の大きな１個の抵抗器で実現できるた
め、ＩＧＢＴ駆動回路をより信頼性が高くかつ安価に実
現することができる。
【００１７】微分回路６の検出出力によって動作する切
換えスイッチ８2 および８3 については、表現上の理由
から機械的スイッチを用いて説明しているが、実際には
電子的なスイッチ手段を用いるのはいうまでもない。以
降の説明においても同様の表現をとる部分があるが、と
くに説明を加えることはしない。
換えスイッチ８2 および８3 については、表現上の理由
から機械的スイッチを用いて説明しているが、実際には
電子的なスイッチ手段を用いるのはいうまでもない。以
降の説明においても同様の表現をとる部分があるが、と
くに説明を加えることはしない。
【００１８】実施の形態３．この発明による第３の実施
の形態であるＩＧＢＴ駆動回路を図５に、各部の電圧お
よび電流波形を図６に示す。６は微分回路、９はゲート
電圧制御回路で、ゲート回路切換スイッチング素子９
1 、ゲート回路切換スイッチング素子９1 用のベース逆
バイアス保護ダイオード９2 、抵抗ＲL9、ゲート回路切
換スイッチング素子９1 用のベース抵抗ＲB からなって
いる。
の形態であるＩＧＢＴ駆動回路を図５に、各部の電圧お
よび電流波形を図６に示す。６は微分回路、９はゲート
電圧制御回路で、ゲート回路切換スイッチング素子９
1 、ゲート回路切換スイッチング素子９1 用のベース逆
バイアス保護ダイオード９2 、抵抗ＲL9、ゲート回路切
換スイッチング素子９1 用のベース抵抗ＲB からなって
いる。
【００１９】このように構成されたＩＧＢＴ駆動回路に
おいては、時刻Ｔ2 から時刻Ｔ3 の間はゲート−エミッ
タ間静電容量ＣGEに蓄えた電荷はゲート抵抗４の抵抗値
で決まる放電時定数で放電するため、ゲート抵抗４の抵
抗値を適当に選択することによって、実施の形態１と同
様な所望の放電時定数を得ることができる。また、時刻
Ｔ3 から時刻Ｔ4 の間は、コレクタ電流ＩC の変化率ｄ
ＩC／ｄｔが大きくなるため、微分回路６の出力がロー
レベルとなりゲート回路切換スイッチング素子９1 のベ
ース−エミッタ間が順バイアスされるので、ゲート回路
切換スイッチング素子９1 が導通し、抵抗ＲL9とゲート
抵抗４との分圧比により、ゲート電位を高めることにな
るので、ゲート抵抗４の抵抗値との関係から、抵抗ＲL9
の抵抗値を適当に選択することによって、時刻Ｔ3 から
時刻Ｔ4 の期間を所望の時間にすることができる。この
ように構成することにより、この発明の実施の形態１に
よるＩＧＢＴ駆動回路と同様、ゲート抵抗を消費電力の
大きな１個の抵抗器で実現でき、かつ回路構成が簡単で
あり、ＩＧＢＴ駆動回路をより信頼性を高くかつ安価に
実現することができる。
おいては、時刻Ｔ2 から時刻Ｔ3 の間はゲート−エミッ
タ間静電容量ＣGEに蓄えた電荷はゲート抵抗４の抵抗値
で決まる放電時定数で放電するため、ゲート抵抗４の抵
抗値を適当に選択することによって、実施の形態１と同
様な所望の放電時定数を得ることができる。また、時刻
Ｔ3 から時刻Ｔ4 の間は、コレクタ電流ＩC の変化率ｄ
ＩC／ｄｔが大きくなるため、微分回路６の出力がロー
レベルとなりゲート回路切換スイッチング素子９1 のベ
ース−エミッタ間が順バイアスされるので、ゲート回路
切換スイッチング素子９1 が導通し、抵抗ＲL9とゲート
抵抗４との分圧比により、ゲート電位を高めることにな
るので、ゲート抵抗４の抵抗値との関係から、抵抗ＲL9
の抵抗値を適当に選択することによって、時刻Ｔ3 から
時刻Ｔ4 の期間を所望の時間にすることができる。この
ように構成することにより、この発明の実施の形態１に
よるＩＧＢＴ駆動回路と同様、ゲート抵抗を消費電力の
大きな１個の抵抗器で実現でき、かつ回路構成が簡単で
あり、ＩＧＢＴ駆動回路をより信頼性を高くかつ安価に
実現することができる。
【００２０】実施の形態４．この発明による第４の実施
の形態であるＩＧＢＴ駆動回路を図７に、各部の電圧お
よび電流波形を図８に示す。これは、図３を用いて説明
したＩＧＢＴ駆動回路の電流センサデバイス１a と微分
回路６の間にダイオード６2 および６3 を逆並列に接続
したものである。ＩＧＢＴ１の遮断動作期間において、
ダイオード６2 、６3 は電流センサデバイス１a に流れ
る電流に以下のような影響をもたらす。時刻Ｔ3 から時
刻Ｔ4 の間、コレクタ−エミッタ間電圧ＶCEが上昇する
とコレクタ電流ＩC は減少しはじめるが、ダイオード６
2 および６3 の順方向電圧降下の分だけバイアスを加算
する形となるため、見かけ上コレクタ電流の減少が早く
発生することになる。これは、コレクタ電流ＩC の変化
率 ｄＩC／ｄｔを微小時間△ｔだけ早く検出することに
相当するため、コレクタ電流ＩC が変化するよりも時間
△ｔだけ早く後段のゲート抵抗切換スイッチング素子５
に信号を出力すことになり、コレクタ電流ＩC が急激に
変化しはじめる初期のサージ電圧を抑制することができ
る。本実施の形態の考え方は、前述の実施の形態１〜３
のいずれにも適用することができる。
の形態であるＩＧＢＴ駆動回路を図７に、各部の電圧お
よび電流波形を図８に示す。これは、図３を用いて説明
したＩＧＢＴ駆動回路の電流センサデバイス１a と微分
回路６の間にダイオード６2 および６3 を逆並列に接続
したものである。ＩＧＢＴ１の遮断動作期間において、
ダイオード６2 、６3 は電流センサデバイス１a に流れ
る電流に以下のような影響をもたらす。時刻Ｔ3 から時
刻Ｔ4 の間、コレクタ−エミッタ間電圧ＶCEが上昇する
とコレクタ電流ＩC は減少しはじめるが、ダイオード６
2 および６3 の順方向電圧降下の分だけバイアスを加算
する形となるため、見かけ上コレクタ電流の減少が早く
発生することになる。これは、コレクタ電流ＩC の変化
率 ｄＩC／ｄｔを微小時間△ｔだけ早く検出することに
相当するため、コレクタ電流ＩC が変化するよりも時間
△ｔだけ早く後段のゲート抵抗切換スイッチング素子５
に信号を出力すことになり、コレクタ電流ＩC が急激に
変化しはじめる初期のサージ電圧を抑制することができ
る。本実施の形態の考え方は、前述の実施の形態１〜３
のいずれにも適用することができる。
【００２１】以上に説明した実施の形態１〜４では、い
ずれもＩＧＢＴ４が電流センサデバイス１a を内蔵する
ものとしたが、例えば図９に示すように、電流センサデ
バイス１a のかわりに、独立して設けたコレクタ電流検
出器１b と増幅器１c とを組み合わせて用いることもで
きる。このように構成することにより、ＩＧＢＴに電流
センサデバイスを内蔵する必要がなくなり、さらに、コ
レクタ電流ＩC と検出電流の比率設定の自由度が増すた
め、要素選定の自由度が増す。
ずれもＩＧＢＴ４が電流センサデバイス１a を内蔵する
ものとしたが、例えば図９に示すように、電流センサデ
バイス１a のかわりに、独立して設けたコレクタ電流検
出器１b と増幅器１c とを組み合わせて用いることもで
きる。このように構成することにより、ＩＧＢＴに電流
センサデバイスを内蔵する必要がなくなり、さらに、コ
レクタ電流ＩC と検出電流の比率設定の自由度が増すた
め、要素選定の自由度が増す。
【００２２】実施の形態５．すでに説明した実施の形態
１〜４では、ＩＧＢＴのコレクタ電流を検出し、その変
化率に基づいてゲート抵抗回路の動作を切換え、スイッ
チング損失およびサージ電圧を抑制するように構成して
いるが、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧に基づい
てゲート抵抗回路の動作を切換え、スイッチング損失お
よびサージ電圧を抑制するように構成することもでき
る。
１〜４では、ＩＧＢＴのコレクタ電流を検出し、その変
化率に基づいてゲート抵抗回路の動作を切換え、スイッ
チング損失およびサージ電圧を抑制するように構成して
いるが、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧に基づい
てゲート抵抗回路の動作を切換え、スイッチング損失お
よびサージ電圧を抑制するように構成することもでき
る。
【００２３】この発明による第５の実施の形態であるＩ
ＧＢＴ駆動回路を図１０に示す。１０は分圧抵抗ＲD1お
よびＲD2からなるコレクタ−エミッタ間電圧検出回路で
あり、分圧した検出電圧を比較器７で基準電圧ＶREF と
比較し、ゲート抵抗切換スイッチング素子５を導通ある
いは遮断し、ゲート抵抗を切換える。図１を用いて説明
したＩＧＢＴ駆動回路とはゲート抵抗回路の動作切換え
をコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEに基づいて行っている
ことを除き、同等に作用する。ただし、分圧抵抗ＲD1お
よびＲD2による分圧比および／または基準電圧ＶREF を
適当に選択することにより、コレクタ−エミッタ間電圧
ＶCEが任意の値をとる時点でゲート抵抗の切換えを行う
ように設定することが可能である。回路構成が簡単で微
分回路を用いることがないため、ノイズに対しても信頼
性が高い。図１１は、この実施の形態における各部の電
圧および電流波形の一例を示す。なお、Ｔ3Aでゲート抵
抗の切換え時点を示している。ゲート抵抗の切換え時点
Ｔ3Aでのコレクタ−エミッタ間電圧をＶCE(T3A) とする
と、基準電圧をＶREF 、分圧抵抗ＲD1、ＲD2の抵抗値を
ｒD1、ｒD2として次のように表すことができる。 ＶCE(T3A)＝（ｒD1＋ｒD2）・ＶREF／ｒＤ２
ＧＢＴ駆動回路を図１０に示す。１０は分圧抵抗ＲD1お
よびＲD2からなるコレクタ−エミッタ間電圧検出回路で
あり、分圧した検出電圧を比較器７で基準電圧ＶREF と
比較し、ゲート抵抗切換スイッチング素子５を導通ある
いは遮断し、ゲート抵抗を切換える。図１を用いて説明
したＩＧＢＴ駆動回路とはゲート抵抗回路の動作切換え
をコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEに基づいて行っている
ことを除き、同等に作用する。ただし、分圧抵抗ＲD1お
よびＲD2による分圧比および／または基準電圧ＶREF を
適当に選択することにより、コレクタ−エミッタ間電圧
ＶCEが任意の値をとる時点でゲート抵抗の切換えを行う
ように設定することが可能である。回路構成が簡単で微
分回路を用いることがないため、ノイズに対しても信頼
性が高い。図１１は、この実施の形態における各部の電
圧および電流波形の一例を示す。なお、Ｔ3Aでゲート抵
抗の切換え時点を示している。ゲート抵抗の切換え時点
Ｔ3Aでのコレクタ−エミッタ間電圧をＶCE(T3A) とする
と、基準電圧をＶREF 、分圧抵抗ＲD1、ＲD2の抵抗値を
ｒD1、ｒD2として次のように表すことができる。 ＶCE(T3A)＝（ｒD1＋ｒD2）・ＶREF／ｒＤ２
【００２４】図１２に示すＩＧＢＴ駆動回路は、図１０
を用いて説明したＩＧＢＴ駆動回路を発展させたもの
で、電源電圧が変動しても、サージ電圧およびスイッチ
ング損失を確実に抑制できるようにしたものである。こ
のＩＧＢＴ駆動回路では、図１０における基準電圧Ｖ
ＲＥＦ として、ＩＧＢＴ１のコレクタ電流遮断過程に
先行する遮断期間における定常コレクタ−エミッタ間電
圧信号を用いるようにしている。１１は定常電圧取込手
段で、遅延回路１１1 、第１のワンショット回路１
１2、第２のワンショット回路１１3 、コンデンサＣREF
、電圧取込スイッチ１１4、放電スイッチ１１5 、放電
抵抗ＲDCH からなっている。
を用いて説明したＩＧＢＴ駆動回路を発展させたもの
で、電源電圧が変動しても、サージ電圧およびスイッチ
ング損失を確実に抑制できるようにしたものである。こ
のＩＧＢＴ駆動回路では、図１０における基準電圧Ｖ
ＲＥＦ として、ＩＧＢＴ１のコレクタ電流遮断過程に
先行する遮断期間における定常コレクタ−エミッタ間電
圧信号を用いるようにしている。１１は定常電圧取込手
段で、遅延回路１１1 、第１のワンショット回路１
１2、第２のワンショット回路１１3 、コンデンサＣREF
、電圧取込スイッチ１１4、放電スイッチ１１5 、放電
抵抗ＲDCH からなっている。
【００２５】図１３は定常電圧取込手段１１の動作タイ
ミングチャートである。制御信号発生回路２３の遮断信
号が発生時点から遅延回路１１1 の設定時間分遅れたタ
イミングで第１のワンショット回路１１2 を動作させ所
定時間放電スイッチ１１5 を閉成させ、コンデンサＣ
REF に蓄えた電荷を放電抵抗ＲDCH を通して放電する。
放電スイッチ１１5 を開成後、第２のワンショット回路
１１2 を動作させて、所定時間電圧取込スイッチ１１4
を閉成させ、分圧抵抗ＲD1およびＲD2で分圧したＩＧＢ
Ｔ１の定常コレクタ−エミッタ間電圧信号をコンデンサ
ＣRE F に取込む。コンデンサＣREF で得られる電圧Ｖ
CREFは ＶCREF＝ＶD・ｒD1／（ｒD1＋ｒD2） として求めることができる。図１３は、ＩＧＢＴ１、電
圧取込スイッチ１１4 、放電スイッチ１１5 、コンデン
サＣREF の動作状態を示すタイミングチャートである。
ミングチャートである。制御信号発生回路２３の遮断信
号が発生時点から遅延回路１１1 の設定時間分遅れたタ
イミングで第１のワンショット回路１１2 を動作させ所
定時間放電スイッチ１１5 を閉成させ、コンデンサＣ
REF に蓄えた電荷を放電抵抗ＲDCH を通して放電する。
放電スイッチ１１5 を開成後、第２のワンショット回路
１１2 を動作させて、所定時間電圧取込スイッチ１１4
を閉成させ、分圧抵抗ＲD1およびＲD2で分圧したＩＧＢ
Ｔ１の定常コレクタ−エミッタ間電圧信号をコンデンサ
ＣRE F に取込む。コンデンサＣREF で得られる電圧Ｖ
CREFは ＶCREF＝ＶD・ｒD1／（ｒD1＋ｒD2） として求めることができる。図１３は、ＩＧＢＴ１、電
圧取込スイッチ１１4 、放電スイッチ１１5 、コンデン
サＣREF の動作状態を示すタイミングチャートである。
【００２６】以上の説明では、遅延回路１１1 、第１お
よび第２のワンショット回路１１2、１１3 を用い、制
御信号発生回路２３の遮断信号に基づいてコンデンサＣ
RE F への電源電圧信号の取込みを行うものとしたが、
制御信号発生回路２３からの信号周期が変動する場合に
は、このままでは不具合が生じる。この発明では、比較
器７における基準電圧ＶREF として、ＩＧＢＴ１のコレ
クタ電流遮断過程に先行する遮断期間における定常コレ
クタ−エミッタ間電圧を用いることによって、電源電圧
が変動しても、サージ電圧およびスイッチング損失を確
実に抑制することを目的としているから、このような場
合には、ＩＧＢＴ制御信号と同期した動作信号を制御信
号発生回路２３で生成し、ＩＧＢＴ１のコレクタ電流遮
断過程に先行する遮断期間における定常コレクタ−エミ
ッタ間電圧信号をコンデンサＣREF へ取込めるように電
圧取込スイッチ１１4 および放電スイッチ１１5 を切換
えればよい。
よび第２のワンショット回路１１2、１１3 を用い、制
御信号発生回路２３の遮断信号に基づいてコンデンサＣ
RE F への電源電圧信号の取込みを行うものとしたが、
制御信号発生回路２３からの信号周期が変動する場合に
は、このままでは不具合が生じる。この発明では、比較
器７における基準電圧ＶREF として、ＩＧＢＴ１のコレ
クタ電流遮断過程に先行する遮断期間における定常コレ
クタ−エミッタ間電圧を用いることによって、電源電圧
が変動しても、サージ電圧およびスイッチング損失を確
実に抑制することを目的としているから、このような場
合には、ＩＧＢＴ制御信号と同期した動作信号を制御信
号発生回路２３で生成し、ＩＧＢＴ１のコレクタ電流遮
断過程に先行する遮断期間における定常コレクタ−エミ
ッタ間電圧信号をコンデンサＣREF へ取込めるように電
圧取込スイッチ１１4 および放電スイッチ１１5 を切換
えればよい。
【００２７】図１４に示すＩＧＢＴ駆動回路は、図１２
を用いて説明したＩＧＢＴ駆動回路をさらに発展させた
もので、ゲート抵抗の切換え時点の調整を容易に行える
ようにしたものである。１２は演算機能付記憶回路であ
り、コレクタ−エミッタ間電圧検出回路１０からの取込
電圧を記憶し、この取込電圧に補正係数を乗じて比較器
７の基準電圧として出力する。補正係数を外部から自由
に設定できるようにしておくことによって、ゲート抵抗
の切換え時点の調整を容易に行うことができる。演算機
能付記憶回路１２の構成はアナログ回路的であってもデ
ィジタル回路的であってもよい。
を用いて説明したＩＧＢＴ駆動回路をさらに発展させた
もので、ゲート抵抗の切換え時点の調整を容易に行える
ようにしたものである。１２は演算機能付記憶回路であ
り、コレクタ−エミッタ間電圧検出回路１０からの取込
電圧を記憶し、この取込電圧に補正係数を乗じて比較器
７の基準電圧として出力する。補正係数を外部から自由
に設定できるようにしておくことによって、ゲート抵抗
の切換え時点の調整を容易に行うことができる。演算機
能付記憶回路１２の構成はアナログ回路的であってもデ
ィジタル回路的であってもよい。
【００２８】図１５に示すＩＧＢＴ駆動回路は、図１０
を用いて説明したＩＧＢＴ駆動回路を簡略化したもの
で、ゲート抵抗の切換時点検出とゲート抵抗の切換えを
より簡便なゲート抵抗切換手段１３で行うようにしたも
のである。ゲート抵抗切換手段１３はゲート抵抗切換時
点検出スイッチング素子１３1 とゲート抵抗切換駆動回
路１３2 からなっており、コレクタ−エミッタ間電圧検
出回路１０での検出電圧によってゲート抵抗切換時点検
出スイッチング素子１３1を駆動し、その出力によって
ゲート抵抗切換駆動回路１３2 を経てゲート抵抗切換ス
イッチング素子５を駆動している。ゲート抵抗切換時点
検出スイッチング素子１３1 のベース−エミッタ電圧を
ＶBE(131) とすると次のように表すことができる。 ＶCE＝ｒ1・ＶBE(131)／ｒ2＋ＶBE(131) この場合も抵抗値ｒ1 およびｒ2 を適当に選択すること
によって、ゲート抵抗の切換え時点を任意に選択でき
る。
を用いて説明したＩＧＢＴ駆動回路を簡略化したもの
で、ゲート抵抗の切換時点検出とゲート抵抗の切換えを
より簡便なゲート抵抗切換手段１３で行うようにしたも
のである。ゲート抵抗切換手段１３はゲート抵抗切換時
点検出スイッチング素子１３1 とゲート抵抗切換駆動回
路１３2 からなっており、コレクタ−エミッタ間電圧検
出回路１０での検出電圧によってゲート抵抗切換時点検
出スイッチング素子１３1を駆動し、その出力によって
ゲート抵抗切換駆動回路１３2 を経てゲート抵抗切換ス
イッチング素子５を駆動している。ゲート抵抗切換時点
検出スイッチング素子１３1 のベース−エミッタ電圧を
ＶBE(131) とすると次のように表すことができる。 ＶCE＝ｒ1・ＶBE(131)／ｒ2＋ＶBE(131) この場合も抵抗値ｒ1 およびｒ2 を適当に選択すること
によって、ゲート抵抗の切換え時点を任意に選択でき
る。
【００２９】図１６に示すＩＧＢＴ駆動回路は、図４を
用いて説明したＩＧＢＴ駆動回路のゲート回路切換時点
検出をコレクタ−エミッタ間電圧検出回路での検出電圧
によって行うようにしたものである。
用いて説明したＩＧＢＴ駆動回路のゲート回路切換時点
検出をコレクタ−エミッタ間電圧検出回路での検出電圧
によって行うようにしたものである。
【００３０】さらに、図１７に示すＩＧＢＴ駆動回路
は、図５を用いて説明したＩＧＢＴ駆動回路のゲート回
路切換時点検出をコレクタ−エミッタ間電圧検出回路で
の検出電圧によって行うようにしたものである。図１６
および１７に示すＩＧＢＴ駆動回路の構成と動作は、す
でに行った説明で容易に了解できるので、説明を省略す
る。
は、図５を用いて説明したＩＧＢＴ駆動回路のゲート回
路切換時点検出をコレクタ−エミッタ間電圧検出回路で
の検出電圧によって行うようにしたものである。図１６
および１７に示すＩＧＢＴ駆動回路の構成と動作は、す
でに行った説明で容易に了解できるので、説明を省略す
る。
【図１】 この発明の実施の形態１によるＩＧＢＴの駆
動回路の構成図である。
動回路の構成図である。
【図２】 この発明の実施の形態１によるＩＧＢＴの駆
動回路における各部の電圧電流波形図である。
動回路における各部の電圧電流波形図である。
【図３】 この発明の実施の形態１による他のＩＧＢＴ
の駆動回路の構成図である。
の駆動回路の構成図である。
【図４】 この発明の実施の形態２によるＩＧＢＴの駆
動回路の構成図である。
動回路の構成図である。
【図５】 この発明の実施の形態３によるＩＧＢＴの駆
動回路の構成図である。
動回路の構成図である。
【図６】 この発明の実施の形態３によるＩＧＢＴの駆
動回路における各部の電圧電流波形図である。
動回路における各部の電圧電流波形図である。
【図７】 この発明の実施の形態４によるＩＧＢＴの駆
動回路の構成図である。
動回路の構成図である。
【図８】 この発明の実施の形態４によるＩＧＢＴの駆
動回路における各部の電圧電流波形図である。
動回路における各部の電圧電流波形図である。
【図９】 この発明の実施の形態１による他のＩＧＢＴ
の駆動回路の構成図である。
の駆動回路の構成図である。
【図１０】 この発明の実施の形態５によるＩＧＢＴの
駆動回路の構成図である。
駆動回路の構成図である。
【図１１】 この発明の実施の形態５によるＩＧＢＴの
駆動回路における各部の電圧電流波形図である。
駆動回路における各部の電圧電流波形図である。
【図１２】 この発明の実施の形態５による他のＩＧＢ
Ｔの駆動回路の構成図である。
Ｔの駆動回路の構成図である。
【図１３】 図１２における動作状態を示すタイムチャ
ートである。
ートである。
【図１４】 この発明の実施の形態５による他のＩＧＢ
Ｔの駆動回路の構成図である。
Ｔの駆動回路の構成図である。
【図１５】 この発明の実施の形態５による他のＩＧＢ
Ｔの駆動回路の構成図である。
Ｔの駆動回路の構成図である。
【図１６】 この発明の実施の形態５による他のＩＧＢ
Ｔの駆動回路の構成図である。
Ｔの駆動回路の構成図である。
【図１７】 この発明の実施の形態５による他のＩＧＢ
Ｔの駆動回路の構成図である。
Ｔの駆動回路の構成図である。
【図１８】 従来のＩＧＢＴ駆動回路の構成図である。
【図１９】 従来のＩＧＢＴ駆動回路における各部の電
圧電流波形図である。
圧電流波形図である。
【図２０】 従来のＩＧＢＴの駆動回路の構成図であ
る。
る。
１ ＩＧＢＴ ２ スイッチング素子 ３
スイッチング素子 ４ ゲート抵抗 ５ ゲート抵抗切換えスイッチン
グ素子 ６ 微分回路 ７ 比較器 ８ ゲート−エミッタ間静電容量切換回路 ９
ゲート電圧切換回路 １０ コレクタ−エミッタ間電圧検出回路 １１
定常電圧取込手段 １２ 演算機能付記憶回路
スイッチング素子 ４ ゲート抵抗 ５ ゲート抵抗切換えスイッチン
グ素子 ６ 微分回路 ７ 比較器 ８ ゲート−エミッタ間静電容量切換回路 ９
ゲート電圧切換回路 １０ コレクタ−エミッタ間電圧検出回路 １１
定常電圧取込手段 １２ 演算機能付記憶回路
Claims (9)
- 【請求項１】 絶縁ゲートトランジスタの導通および遮
断を制御するゲート信号をゲート抵抗回路を介して前記
絶縁ゲートトランジスタのゲートに印加するとともに、
前記絶縁ゲートトランジスタの動作状態を検出する動作
状態検出手段を具備し、前記コレクタ電流の遮断過程に
おいて、前記動作状態検出手段の検出出力に基づいて、
前記絶縁ゲートトランジスタの動作パラメータを調整す
る、動作パラメータ調整手段を有することを特徴とする
絶縁ゲートトランジスタ駆動回路。 - 【請求項２】 前記動作状態検出手段は前記絶縁ゲート
トランジスタのコレクタ電流を検出するものであること
を特徴とする請求項１に記載の絶縁ゲートトランジスタ
駆動回路。 - 【請求項３】 前記動作状態検出手段は前記絶縁ゲート
トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧を検出するも
のであることを特徴とする請求項１に記載の絶縁ゲート
トランジスタ駆動回路。 - 【請求項４】 前記動作パラメータが前記ゲート抵抗回
路の抵抗値であることを特徴とする請求項１に記載の絶
縁ゲートトランジスタ駆動回路。 - 【請求項５】 前記動作パラメータが絶縁ゲートトラン
ジスタのゲート−エミッタ間静電容量であることを特徴
とする請求項１に記載の絶縁ゲートトランジスタ駆動回
路。 - 【請求項６】 前記動作パラメータが絶縁ゲートトラン
ジスタのゲート電圧であることを特徴とする請求項１に
記載の絶縁ゲートトランジスタ駆動回路。 - 【請求項７】 前記絶縁ゲートトランジスタのコレクタ
−エミッタ間電圧と基準電圧との比較結果に基づいて前
記動作パラメータを調整することを特徴とする請求項３
に記載の絶縁ゲートトランジスタ駆動回路。 - 【請求項８】 前記基準電圧が前記絶縁ゲートトランジ
スタの遮断状態における定常コレクタ−エミッタ間電圧
であることを特徴とする請求項７に記載の絶縁ゲートト
ランジスタ駆動回路。 - 【請求項９】 前記基準電圧を調整可能にしたことを特
徴とする請求項７に記載の絶縁ゲートトランジスタ駆動
回路。
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