CN102593869B - 一种h全桥转换式微逆变器并网装置 - Google Patents

Abstract

一种H桥转换式微逆变器并网装置，该发明属于电气工程技术领域，针对现有太阳能光伏系统级联中的任何某个光伏板发生故障，会导致整个光伏板组效率降低，发明了该装置，装置包括单片机控制器、CPLD控制器、MOSFET全桥电路、高频变压器、半桥整流电路、SCR全桥电路、滤波电路，本发明中MOSFET管桥路采用全桥式，变压器采用带中心抽头的单相变压器，并采用SCR桥路，通过上述整体结构，减少器件的数量，同时减低了对功率开关管的要求，使得控制电路和驱动电路简单，以达到减少全控开关元器件数量，提高系统可靠性，降低系统成本的目的。

Description

一种H全桥转换式微逆变器并网装置

技术领域

本发明属于电气工程技术领域，具体涉及一种H全桥转换式微逆变器并网装置。

背景技术

现行的通用的逆变并网装置都是大功率的，需要较多的光伏板先分组串联，再将不同的串联电池组并联起来形成光伏阵列。由太阳能电池板阵列产生的直流电汇流到位于电池板侧旁的逆变器。在这种光伏系统中，太阳能电池板是由多个串联组并联后形成的。就像节日灯饰一样，假如串联中的任何某个电池发生故障，就会导致整个电池组失效。此外，当有局部阴影或碎粒等遮蔽光伏系统时，这种情况也会发生。所导致的结果是，太阳能光伏系统只要出现10％的遮蔽，便会使太阳能发电量下降一半。产生这一现象的原因是现行的这种光伏系统结构不合理，其系统结构影响了逆变的可靠性、成本和效率。其原因在于，采用多光伏板级联的汇流逆变方式造成部分太阳能光伏板出现故障，会影响整个光伏发电系统。在不采用上述光伏发电结构的基础上，目前通用的逆变装置的一种方式为先逆变为低电压的交流电，再通过能自动调节的工频变压器变压达到合乎并网要求的交流电，此种方法对变压器要求较高，对用户来说变压器昂贵，体积笨重，虽然简化了逆变电路，但经济性和可靠性较差；另外一种通用方式为首先经过DC/DC升压电路，先升压到一定的范围之内，在逆变为工频化的满足并网要求的交流电。采用通用的高可靠性和稳定性的DC/DC方式来设计整个太阳能逆变并网装置需要采用较多的全控开关管和功率二极管，成本较大，控制复杂，系统维护较困难。

发明内容

针对现有方法存在的不足，本发明提出一种H全桥转换式微逆变器并网装置，以达到减少全控开关元器件数量，提高系统可靠性，降低系统成本的目的。

一种H全桥转换式微逆变器并网装置，包括：两个控制器，分别为：用于处理采集信号及计算的控制器和用于输出脉冲信号的控制器；

MOSFET H全桥电路：用于将光伏板输出的直流电信号逆变为高频交流电信号；

高频变压器：用于将MOSFET H全桥电路逆变出的交流电信号升压至满足并网幅值的电压；

半桥整流电路：用于将高频变压器的输出信号转换为馒头波信号；

SCR H全桥电路：用于将半桥整流电路输出的馒头波信号转化为符合电网要求的正弦波信号；

滤波电路：用于滤除SCR H全桥电路输出的正弦波中的谐波，将输出正弦波转化为符合电网要求的正弦波。

所述的MOSFET H全桥电路包括：MOSFET管H全桥电路及保护电路，第一MOSFET管Q1和第三MOSFET管的漏极连接光伏板的高压侧，第二MOSFET管和第四MOSFET管的漏极连接光伏板的低压侧；第一MOSFET管的源极连接第二MOSFET管的漏极，第三MOSFET管的源极连接第四MOSFET管的漏极。

所述的MOSFET管H全桥电路的四个MOSFET管分别配有四个结构相同的保护电路，所述的保护电路由电阻、电容和二极管组成，电阻和电容串联，其连接点与所述二极管阴极连接，该电容的另一端连接MOSFET管的漏极，该电阻的另一端连接MOSFET管的源极和该二极管的阳极。

所述的高频变压器，高频变压器的原级线圈的一端连接由第一MOSFET管和第三MOSFET管组成的桥臂的中间，高频变压器的原级线圈的另一端连接由第二MOSFET管和第四MOSFET管组成的桥臂的中间，高频变压器的副边线圈的两端分别连接半桥整流电路，高频变压器的副边线圈的中心抽头端连接SCRH全桥电路。

所述的半桥整流电路包括二极管和滤波电容，高频变压器副边线圈的一端连接第一二极管的阳极，高频变压器副边线圈的另一端连接第二二极管的阳极，第一二极管的阴极连接第一滤波电容的一端，第一滤波电容的另一端连接高频变压器副边线圈的中心抽头端，第二二极管的阴极连接第二滤波电容的一端，第二滤波电容的另一端连接高频变压器副边线圈的中心抽头端。

所述的SCR H全桥电路包括SCR转换桥电路，SCR转化桥电路由晶闸管组成，第一晶闸管和第三晶闸管的阳极同时连接半桥整流电路中的第一二极管的阴极和第二二极管的阴极，第一晶闸管的阴极连接第二晶闸管的阳极，第三晶闸管的阴极连接第四晶闸管的阳极，第三晶闸管的阴极和第四晶闸管的阴极连接到高频变压器的副边线圈的中心抽头端。

对所述晶闸管还配置有保护电路，且保护电路的结构相同，都由电阻和电容构成，第一电阻的一端与第一电容的一端同时连接晶闸管的阳极，第一电容的另一端连接第二电阻的一端，第二电阻的另一端与第二电容的一端同时连接晶闸管的阴极，第二电容的另一端连接晶闸管的门极，第一电阻的另一端与晶闸管的门极作为脉冲信号的输入端。

所述的滤波电路由电阻、电容和电感组成，第一晶闸管和第二晶闸管的连接点与电感的一端相连，电感的另一端连接第一电容的一端及第二电容的一端，并接电网，第二电容的另一端连接电阻的一端，电阻的另一端连接第一电容的另一端，并接电网。

本发明优点：MOSFET管桥路对角开关对Q1、Q4和Q2、Q3交替导通。稳定运行时，每一组对角开关导通期间，变压器原边绕组所加电压正好为输入电压，不像传统的半桥结构，任一开关管导通时承受的电压为输入电压的一半。同时，采用这一结构设置使得微型逆变器开关管关断时承受的电压应力较小，如果采用推挽式结构，则此时承受的电压为输入电压的两倍，本发明采用H全桥式，这样就降低了对器件本身的要求，节省了成本。变压器采用带中心抽头的高频变压器，一方面通过功率二极管D1和D2交替导通可以避免变压器磁芯中出现饱和，另一方面采用这种结构可以减少功率整流二极管的数量，达到减少功率元器件的目的，降低经济成本的目的。在馒头波到合乎电网要求的正弦波之间，本发明采用SCR桥路，这降低了电路本身的复杂性和成本。通过上述整体结构，本发明减少了复杂开关元器件的数量，同时减低了对功率开关管的要求，使得控制电路和驱动电路简单，提高了系统的可靠性，优化了系统的成本。

附图说明

图1是本发明一种实施方式分布式光伏逆变系统的结构图。

图2是本发明一种实施方式H全桥转换式微逆变器并网装置的结构框图；

图3是本发明一种实施方式的单片机和CPLD电源电路原理图；

图4是本发明一种实施方式H全桥转换式微逆变器并网装置的主电路原理图；

图5是本发明一种实施方式的直流电压检测电路原理图；

图6是本发明一种实施方式的交流电压检测电路原理图；

图7是本发明一种实施方式的交流电流检测电流原理图；

图8是本发明一种实施方式的过零检测电路原理图；

图9(A)是本发明一种实施方式的MOSFETQ1，Q3栅极驱动电路原理图；

图9(B)是本发明一种实施方式的MOSFETQ2，Q4栅极驱动电路原理图；

图10是本发明一种实施方式的SCR门极驱动电路原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的内容作进一步描述。

本发明的一种实施方式给出一种新型的微逆变器的电路拓扑结构，其中采用的逆变器是一种宽电压输入，逆变功率小型化的微逆变器，例如，在230W的装置中，其输入电压在28V～36V的范围内均可实现将上述电压升压到满足并网要求的电压值，从而扩大了输入电压的范围。在每块或几块电池板上加装上述的微逆变器，分布式连接太阳能光伏板，如图1所示，这种分布式结构可以大幅改善太阳能发电的成本效益和效率。

图2为本发明一种实施方式H全桥转换式微逆变器并网装置的结构框图，包括单片机控制器1、CPLD控制器2、MOSFET H全桥电路3、高频变压器4、半桥整流电路5、SCR H全桥电路6、滤波电路7，还包括相应的检测电路。结合装置结构框图，说明整个系统的工作过程。系统连接并上电，通过检测电网输入电压，太阳能光伏板输入电压，首先保证太阳能光伏板(PV板)的输入电压在这种H全桥转换式微逆变并网装置的允许的宽输入电压范围以内，并且电网正在运行，不存在电网电压欠压和过压的问题。符合这些输入条件后，单片机控制器的CPU开始配置器件的工作频率，配置ADC模块，配置I/O端口，配置系统状态的定时器和SPI等。当以上条件满足以后，控制器开始工作，通过直流电压检测电路获得太阳能光伏板输入电压；通过交流电流检测电路获得高频变压器原边侧的输出电流和逆变器的输出电流；通过交流电压检测电路获得电网电压和经SCR H全桥逆变输出电压的大小；通过过零检测电路获得电网电压的过零点和相位。所有检测信号，送至单片机控制器的模拟输入端口，单片机控制器内部ADC模块对其进行AD采样转换后，得到各路输入信号。输入信号经过MPPT算法(最大功率跟踪算法)和数字锁相环计算产生正弦交流电流参考信号，MPPT算法保证太阳能光伏板工作在最大功率点，数字锁相环方法保证由MOSFETH全桥电路构成的逆变装置电压和电流与电网同频同相。将产生正弦交流电流参考信号与检测获得的真实交流电流相比较后，通过PI控制，计算出MOSFET管需要导通的占空比，将这些数据送至CPLD控制器，CPLD控制器根据获得的计算数据，运算产生两组SPWM波和一组PWM波，两组SPWM波送至MOSFET管驱动电路，一组PWM波送至SCR驱动电路。两组SPWM波经过MSOFET管驱动电路后，控制MOSFET管通断，产生高频化的交流电。交流电经过变压器升压后，得到符合电网要求的交流电。然后经过D1和D2的半波整流，获得馒头波。一组PWM波经过SCR驱动电路后，控制SCR的开通，实现馒头波到合乎并网的标准正弦波的翻转，得到交流电以后经过滤波电路，送至电网，实现并网发电。

本发明的一种实施方式，采用Microchip公司生产的dsPIC33FJ16GS504型的单片机和Altera公司生产的EMP240T100C5N型的CPLD作为双核控制器。图3为单片机控制器和CPLD控制器的电源电路原理图，其中太阳能光伏板的电压输出端Upv+端、Upv-端依次连接电源电路的Upv+端、Upv-端，太阳能光伏板的输出电压经过电源电路后在ANA端口输出12V电压，该端口与电平转换电路输入端相连接，在ANA1端口输出5V电为放大器等芯片供电，在DIG端口输出3.3V电为单片机控制器和CPLD控制器供电。

本发明的CPLD控制器实现了SPWM和PWM双模制输出，包括两组SPWM波和一组PWM波。两组SPWM波用来控制MOSFET组成的H全桥产生高频化的交流电，同时SPWM控制对角Q1、Q4和Q2、Q3交替导通，实现ZVS(导通时的零电压开关)，降低了MOSFET管的开关损耗。在这里SPWM采用的开关频率达57KHz，一方面达到控制的精度，另一方面降低了变压器的体积，实现了装置轻型化。一组PWM波用来控制SCR组成的H全桥，在这里，每个SCR在一个周期里只需要导通和关断一次，大大降低了SCR的开关损耗，同时对角SCR可实现完全的同步控制，不需要设置死区时间，减低了驱动电路的复杂性，提高了系统的效率和可靠性。

如图4为功率主电路图，采用全新的拓扑结构。太阳能光伏板(PV板)输入的直流电首先经过电容C1，C2，C3，C4消除纹波，C5，C6消去谐波，接着经过MOSFET管H全桥，两组SPWM波经过MSOFET驱动电路后，控制MOSFET通断，产生高频化的交流电。然后进入带中间抽头的高频单相变压器T1进行升压，得到符合电网交流电，经过半桥整流，获得馒头波。一组PWM经过SCR驱动电路后，控制SCR的开通，实现馒头波到合乎并网的标准正弦波的翻转，得到交流电以后经过滤波电路，送至电网，实现并网发电。

所述的的MOSFET管H全桥包括Q1，Q2，Q3，Q4和它们每个管子的保护部分，其中Q1的保护部分由C7，R1和D7组成，Q2，Q3，Q4保护部分与Q1结构相同。所述的半桥整流电路由D1，D2和滤波电容C21，C22组成。所述的SCR转换桥由D3，D4，D5，D6和它们每个管的保护部分组成，其中D3的保护部分为R5，C11，C12和R6，D4，D5，D6与D3保护部分结构相同。所述的滤波电路由L2，C19，C20和R13组成。

其连接关系为：MOSFET管H全桥电路及保护电路，MOSFET管Q1和MOSFET管Q3的漏极连接光伏板的高压侧，MOSFET管Q2和MOSFET管Q4的漏极连接光伏板的低压侧；MOSFET管Q1的源极连接MOSFET管Q2的漏极，MOSFET管Q3的源极连接MOSFET管Q4的漏极。所述的MOSFET管H全桥电路的四个MOSFET管分别配有四个结构相同的保护电路，以MOSFET管Q1为例，所述的保护电路由电阻R1、电容C7和二极管D7组成，电阻R1和电容C7串联，其连接点与所述二极管D7阴极连接，该电容C7的另一端连接MOSFET管Q1的漏极，该电阻R1的另一端连接MOSFET管Q1的源极和该二极管D7的阳极。

所述的高频变压器4，高频变压器4的原级线圈的一端连接由MOSFET管Q1和MOSFET管Q3所组成的桥臂的中间，高频变压器4的原级线圈的另一端连接由MOSFET管Q2和MOSFET管Q4所组成的桥臂的中间，高频变压器4的副边线圈的两端分别连接半桥整流电路5，高频变压器4的副边线圈的中心抽头端连接SCRH全桥电路6。

所述的半桥整流电路5包括二极管和滤波电容，高频变压器4副边线圈的一端连接二极管D1的阳极，高频变压器4副边线圈的另一端连接二极管D2的阳极，二极管D1的阴极连接滤波电容C21的一端，滤波电容C21的另一端连接高频变压器4副边线圈的中心抽头端，二极管D2的阴极连接滤波电容C22的一端，滤波电容C22的另一端连接高频变压器4副边线圈的中心抽头端。

所述的SCR H全桥电路6包括SCR转换桥电路，SCR转化桥电路由晶闸管组成，晶闸管D3和晶闸管D5的阳极同时连接半桥整流电路5中的二极管D1的阴极和二极管D2的阴极，晶闸管D3的阴极连接晶闸管D4的阳极，晶闸管D5的阴极连接晶闸管D6的阳极，晶闸管D5的阴极和晶闸管D6的阴极连接到高频变压器4的副边线圈的中心抽头端。

对所述晶闸管还配置有保护电路，且保护电路的结构相同，由电阻和电容构成，以晶闸管D3为例加以说明：电阻R5的一端与电容C12的一端同时连接晶闸管D3的阳极，电容C12的另一端连接电阻R6的一端，电阻R6的另一端与电容C11的一端同时连接晶闸管D3的阴极，电容C11的另一端连接晶闸管D3的门极，电阻R5的另一端与晶闸管D3的门极作为驱动信号的输入端。

所述的滤波电路7由电阻、电容和电感组成，晶闸管D3和晶闸管D4的连接点与电感L2的一端相连，电感L2的另一端连接电容C19的一端及电容C20的一端，并接电网，电容C20的另一端连接电阻R13的一端，电阻R13的另一端连接电容C19的另一端，并接电网。

下面给出本发明的实施方式所采用的各元器件及电路的设计参数要求：

1、功率MOSFET管，包括Q1，Q2，Q3和Q4，选择参数时所需计算公式如下：

MOSFET管承受的最大电压和最大电流为：

U_ds＝U_PV+U_reflectd+U_leakge      (1)

其中，U_ds：施加于MOSFET管漏极和源极之间的最大电压；

U_PV：光伏板输入的电压；

U_reflected：当所有MOSFET管都关断时，施加于变压器初级的输出反射电压；

U_leakge：因变压器漏感磁化电感导致的泄露峰值电压。

$I_{\mathrm{dsav}\max }=\frac{P_{\mathrm{pv}\max }}{U_{\mathrm{PV}\min }}---\left(2\right)$

其中，I_dsavmax：MOSFET管最大输入平均电流；

P_pvmax：光伏板输入的最大功率；

U_PVmin：光伏板输入的最小电压。

则，最大输入电流I_dsmax为：

$I_{\mathrm{ds}\max }=\frac{I_{\mathrm{dsav}\max }}{\mathrm{Duty}\max }---\left(3\right)$

其中，I_dsmax：MOSFET管最大输入电流；

Duty max：MOSFET管导通的最大占空比。

则正弦输入最大电流I_dszx为：

$I_{\mathrm{dszx}}=\sqrt{2}*I_{\mathrm{ds}\max }---\left(4\right)$

考虑峰峰值的纹波电流，其最大一般为20％，所以MOSFET管最终需要承受的最大电流I_DS为：

I_DS＝I_dszx+0.2*I_dszx            (5)

2、带抽头变压器T1选择时所需绕组匝数的计算

原变绕组匝数：

$N_P=\frac{U_{\mathrm{PV}\min }*\mathrm{Duty}\max }{\mathrm{\ΔB}*F_{\mathrm{PWM}}*A_e}---\left(6\right)$

其中，N_P：变压器原边绕组匝数；

U_PV min：太阳能光伏板输入电压的最小值；

ΔB：磁芯磁通量变化；

F_PWM：MOSFET管的开关频率；

A_e：磁芯元件的几何尺寸。

副边绕组匝数N_S计算公式为：

$\frac{N_S}{N_P}=\frac{(U_{\mathrm{grid}\max }+U_{D1,\mathrm{ON}})}{(U_{\mathrm{PV}\min }-2U_{\mathrm{MOSFET},\mathrm{ON}})}---\left(7\right)$

其中，U_grid max：电网电压峰值；

U_D1，ON：半波整流桥二极管导通时的压降；

U_PV min：光伏板输入的最小电压；

U_MOSFET，ON：MOSFET管导通时的压降。

3、半波整流二极管D1选择时所需参数计算(其中D2选择时与D1计算方法相同)半波整流二极管承受的最大电压和最大电流：

U_S＝U_PV max*N_S/N_P+U_grid max        (8)

其中，U_S：半波整流二极管需要承受的最大电压；

U_PV max：光伏板输入的最大电压。

$I_S=I_{\mathrm{DS}}*\frac{N_P}{N_S}---\left(9\right)$

其中，I_S：半波整流二极管所需要承受的最大电流；

I_DS：MOSFET管所能承受的最大电流。

4、SCR管D3选择时所需的参数计算(其中D4，D5和D6的选择方法计算与D3相同)SCR承受的最大电压和最大电流

U_SCR＝2*U_grid max         (10)

其中，U_SCR：晶闸管(SCR)承受的最大电压。

$I_{\mathrm{SCR}}=\frac{P_{\mathrm{output}\max }}{U_{\mathrm{grid}}}---\left(11\right)$

其中，I_SCR：晶闸管(SCR)最大功率条件下的工作电流；

P_output max：输出功率的最大值；

U_grid：电网电压。

则SCR承受的最大电流I_SCR max为：

$I_{\mathrm{SCR}\max }=\sqrt{2}*I_{\mathrm{SCR}}---\left(12\right)$

在测量电路中，本发明也对传统的测量方法进行了优化。一方面提高测量的精确度，另一方面降低其复杂性。

图5为直流电压检测电路，本发明采用最简单的分压器检测电路，而非采用互感器等元器件，减低其复杂性的同时提高了检测的准确性，达到经济且高效的目的，太阳能光伏板的电压输出端Upv+端、Upv-端依次连接直流电压检测电路的Upv+端、PV_GND端，直流电压检测电路的Vpv输出端连接单片机控制器的模拟量输入通道。

如图6所示，本发明一种实施方式包括2个交流电压检测电路，因为单片机控制器的ADC模块只接受0V至3.3V范围内的电压信号，因此不能应用传统的电阻分压器网络检测方法，本发明使用差分放大器U4将高电压交流信号缩小，同时加上Vref的补偿电压(如2.5V)，Vref的补偿电压使得双向交流检测电压的中点处于此直流补偿电压Vref的附近。然后经过电阻分压器确保单片机模拟引脚上的检测信号电压在从0至3.3V的范围内工作，从而有效的利用ADC的可用电压范围。SCR-H全桥电路中D5阴极和D6阳极的连接点形成第一电压端、D3阴极和D4阳极的连接点形成第二电压端，第一交流电压检测电路的Vac_L输入端、Vac_N输入端依次与上述第一电压端、第二电压端相连接，该交流电压检测电路Vac输出端连接单片机控制器的模拟量输入通道。交流电压通过滤波后送至电网，滤波电路中R13一端与C19的一端连接点形成第一电压端，L2、C20与C19另一端连接点形成第二电压端，第二交流电压检测电路的Vac_L输入端、Vac_N输入端依次与上述第一电压端、第二电压端相连接，该交流电压检测电路Vac输出端连接单片机控制器的模拟量输入通道。

图7为交流电流检测电路图，本发明一种实施方式包括2个交流电流检测电路。在交流电流的测量中用电流互感器(CT)进行测量，用该方法，可以做到电流隔离和降低成本。在选择CT时，选择检测电流的电阻尽可能小，负载电阻两端的电压随后被放大到足够大，可以充分有效地利用ADC的电压检测范围。MOSFET-H全桥电路中Q3源极和Q4漏极的连接点形成第一电流端，Q1源极和Q2漏极的连接点形成第二电流端，第一交流电流检测电路的输入端CT21、CT22依次连接上述第一电流端、第二电流端，第一交流电流检测电路的Iac输出端连接连接单片机控制器的模拟量输入通道。SCRH全桥电路中D5阴极和D6阳极的连接点形成第一电流端、D3阴极和D4阳极的连接点形成第二电流端，第二交流电流检测电路的输入端CT21、CT22依次连接上述第一电流端、第二电流端，第二交流电流检测电路的Iac输出端连接连接单片机控制器的模拟量输入通道。

如图8所示，过零检测对整个系统的运行起着至关重要的作用。因为逆变器输出应该与电网电压同相且同频率，才能以功率因数为1的方式馈送电流。在过零检测中，首先使用差分放大器对电网电压进行缩小，同时加一个Vref补偿电压。然后，通过比较器将差分放大器的电压输出和Vref进行比较。比较器的输出用于驱动晶体管Q5的基极，通过晶体管Q5集电极输出过零检测的信号。为避免错误地出发比较器，通过使用R62，R63和C40在比较器上加一个10mV左右的滞环电压。交流电压通过滤波后送至电网，R13一端与C19的一端连接点形成第一电压端，L2、C20和C19另一端连接点形成第二电压端，过零检测电路的Vac_L输入端、Vac_N输入端依次与上述第一电压端、第二电压端相连接，该过零检测电路Vac-zero-cross输出端连接单片机控制器的模拟量输入通道。

所有检测信号，送至单片机控制器的模拟输入端口，单片机控制器内部ADC模块对其进行AD采样转换后，得到各路输入信号。输入信号经过MPPT算法(最大功率跟踪算法)和数字锁相环计算产生正弦交流电流参考信号，MPPT算法保证太阳能光伏板工作在最大功率点，数字锁相环方法保证逆变装置电压和电流与电网同频同相。将计算得到的正弦交流电流参考信号与检测获得的真实交流电流相比较后，通过PI控制，然后计算出MOSFET管需要导通的占空比，将这些数据通过A0～A15端口送至CPLD的A0～A15端口，并且单片机控制器的CLK端口连接CPLD的CLK端口。CPLD根据获得的计算数据，运算产生两组SPWM和一组PWM，两组SPWM通过SPWM1H(2H)端口、SPWM1L(2L)送至MOSFET管驱动电路，一组PWM通过PWMH(L)送至SCR驱动电路。

5、输入输出关系和占空比：

$U_{\mathrm{OUT}}=\frac{U_{\mathrm{PV}\min }*N*\mathrm{Duty}\max }{1-\mathrm{Duty}\max }---\left(13\right)$

其中，U_OUT：逆变器输出电压；

N：变压器变比；

在驱动电路的设计中，利用开关管的特性进一步降低其损耗。图9A为MOSFETQ1，Q3栅极驱动电路图，其中Q1和Q3的驱动电路完全相同，图9B为MOSFETQ2，Q4栅极驱动电路图，其中Q2和Q4的驱动电路共用，这样设计使驱动电路简单化，降低成本。在MOSFET管的栅极驱动电阻上跨接了反向二极管(对于Q1和Q3，反向二极管为D19，对于Q2和Q4，反向二极管为D20和D21，用于高频快速关断MOSFET管，进一步降低了MOSFET的开关损耗。两组SPWM经过MSOFET驱动电路后，通过输出端Q1g、Q2g、Q3g、Q4g依次连接MOSFET管Q1、Q2、Q3、Q4的栅极，控制MOSFET通断，产生高频化的交流电。

如图10所示，在SCR的栅极驱动中，用光耦隔离器进行驱动，提高了驱动电路的可靠性。利用电路拓扑结构设计中的优点，减少了对PWM信号路数的要求，降低了驱动电路的成本和控制的复杂性。当输入为PWMH时，输出端1连接D3保护电路中电阻R5的另一端，输出端2连接D3门极，输出端7连接D6保护电路中电阻R11的另一端，输出端8连接D6门极，当输入为PWML时，输出端1连接D4保护电路中电阻R7的另一端，输出端2连接D4门极，输出端7连接D5保护电路中电阻R9的另一端，输出端8连接D5门极，一组PWM经过SCR驱动电路后，控制SCR的开通，实现馒头波到合乎并网的标准正弦波的翻转。

使用串口和上位机(PC机)通信。上位机具有实时显示下位机采集到的各种参数，能够实现过压、过流、欠压和孤岛报警等功能，能够把数据写入ACCESS数据库。

Claims (6)

1.一种H全桥转换式微逆变器并网装置，其特征在于：包括：

两个控制器，分别为：用于处理采集信号及计算的单片机控制器(1)和用于输出脉冲信号的CPLD控制器(2)；

MOSFET H全桥电路(3)：用于将光伏板输出的直流电信号逆变为高频交流电信号；

高频变压器(4)：用于将MOSFET H全桥电路(3)逆变出的交流电信号升压至满足并网幅值的电压；

半桥整流电路(5)：用于将高频变压器(4)的输出信号转换为馒头波信号；

SCR H全桥电路(6)：用于将半桥整流电路(5)输出的馒头波信号转化为符合电网要求的正弦波信号；

滤波电路(7)：用于滤除SCR H全桥电路(6)输出的正弦波中的谐波，将输出正弦波转化为符合电网要求的正弦波；

其中，所述的两个控制器，单片机控制器(1)将采集的信号进行AD转换，采用最大功率跟踪算法和数字锁相环计算获得正弦交流电流参考信号，并将产生的正弦交流电流参考信号与检测获得的真实交流电流进行比较，通过PI控制获得MOSFET管导通的占空比，将占空比发送至CPLD控制器(2)，CPLD控制器(2)产生两组SPWM波和一组PWM波，其中，两组SPWM波用于控制MOSFET H全桥电路(3)，一组PWM波用于控制SCR H全桥电路(6)；

所述的MOSFET H全桥电路(3)包括：MOSFET管H全桥电路及保护电路，第一MOSFET管(Q1)和第三MOSFET管(Q3)的漏极连接光伏板的高压侧，第二MOSFET管(Q2)和第四MOSFET管(Q4)的源极连接光伏板的低压侧；第一MOSFET管(Q1)的源极连接第二MOSFET管(Q2)的漏极，第三MOSFET管(Q3)的源极连接第四MOSFET管(Q4)的漏极；

所述的MOSFET管H全桥电路的四个MOSFET管分别配有四个结构相同的保护电路，所述的保护电路由电阻、电容和二极管组成，电阻和电容串联，其连接点与所述二极管阴极连接，该电容的另一端连接MOSFET管的漏极，该电阻的另一端连接MOSFET管的源极和该二极管的阳极。

2.根据权利要求1所述的一种H全桥转换式微逆变器并网装置，其特征在于：所述的高频变压器(4)，高频变压器(4)的原级线圈的一端连接由第一MOSFET管(Q1)和第三MOSFET管(Q3)组成的桥臂的中间，高频变压器(4)的原级线圈的另一端连接由第二MOSFET管(Q2)和第四MOSFET管(Q4)组成的桥臂的中间，高频变压器(4)的副边线圈的两端分别连接半桥整流电路(5)，高频变压器(4)的副边线圈的中心抽头端连接SCR全桥电路(6)。

3.根据权利要求1或2所述的一种H全桥转换式微逆变器并网装置，其特征在于：所述的半桥整流电路(5)包括二极管和滤波电容，高频变压器(4)副边线圈的一端连接第一二极管(D1)的阳极，高频变压器(4)副边线圈的另一端连接第二二极管(D2)的阳极，第一二极管(D1)的阴极连接第一滤波电容(C21)的一端，第一滤波电容(C21)的另一端连接高频变压器(4)副边线圈的中心抽头端，第二二极管(D2)的阴极连接第二滤波电容(C22)的一端，第二滤波电容(C22)的另一端连接高频变压器(4)副边线圈的中心抽头端。

4.根据权利要求1或2所述的一种H全桥转换式微逆变器并网装置，其特征在于：所述的SCR H全桥电路(6)包括SCR转换桥电路，SCR转化桥电路由晶闸管组成，第一晶闸管(D3)的阳极和第三晶闸管(D5)的阳极同时连接半桥整流电路(5)中的第一二极管(D1)的阴极和第二二极管(D2)的阴极，第一晶闸管(D3)的阴极连接第二晶闸管(D4)的阳极，第三晶闸管(D5)的阴极连接第四晶闸管(D6)的阳极，第二晶闸管(D4)的阴极和第四晶闸管(D6)的阴极连接到高频变压器(4)的副边线圈的中心抽头端。

5.根据权利要求4所述的一种H全桥转换式微逆变器并网装置，其特征在于：对所述晶闸管还配置有保护电路，且保护电路的结构相同，都由电阻和电容构成，第一电阻的一端与第一电容的一端同时连接晶闸管的阳极，第一电容的另一端连接第二电阻的一端，第二电阻的另一端与第二电容的一端同时连接晶闸管的阴极，第二电容的另一端连接晶闸管的门极，第一电阻的另一端与晶闸管的门极作为电压驱动信号的输入端。

6.根据权利要求4所述的一种H全桥转换式微逆变器并网装置，其特征在于：所述的滤波电路(7)由电阻、电容和电感组成，第一晶闸管(D3)和第二晶闸管(D4)的连接点与电感(L2)的一端相连，电感(L2)的另一端连接第一电容(C19)的一端及第二电容(C20)的一端，并接电网的正端，第二电容(C20)的另一端连接电阻(R13)的一端，电阻(R13)的另一端连接第一电容(C19)的另一端，并接电网的负端。