KR100896139B1 - 고장 내성 전력 공급 장치 - Google Patents

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Abstract

소스로부터의 dc 전류를 ac 부하 전류로 반전하는 스위칭 디바이스들 및 dc 전력 소스를 가진 고장 전류 허용 전력 공급 회로는 유도성 부하가 단락될 때 과전압 상태들로부터 스위칭 디바이스들을 보호하는 보호 회로를 구비한다. 보호 회로는 과전압 상태로부터 비도통 스위칭 디바이스들을 보호하기 위해 단락 동안 전하를 흡수하기 위해 용량성 성분들을 사용한다.
Figure R1020047000218
고장 내성 전력 공급 장치, dc 전력 소스, ac 부하 전류, 스위칭 디바이스, 단락

Description

고장 내성 전력 공급 장치{Fault tolerant power supply circuit}
(관련 출원들에 대한 상호 참조)
이 출원은 2001년 8월 13일에 출원된, 미국 가출원 번호 60/311,822의 이점을 청구한다.
(발명의 분야)
본 발명은 유도성 부하들이 공급 장치의 토폴로지(topology)에 따라, 공급 장치에서 사용되는 스위칭 디바이스들 양단의 고 레벨의 고장 전압, 또는 그것들을 통과하는 고장 전류를 생성할 수 있는 단락(short circit)에 영향받을 수 있는 예를 들어 유도 가열 또는 용융 어플리케이션들에서 사용되는 유도성 부하들에 ac 전류를 공급하는데 특히 유익한 전력 제어 회로에 관한 것이다.
(발명의 배경)
유도로(induction furnace), 또는 실질적으로 유도성 임피던스를 가진 다른 부하를 위해 종래의 직렬 공진(series-resonance) dc/ac 인버터 전력 공급 회로는 하나 이상의 쌍들의 직렬 접속 스위치 회로들을 가진 인버터 및 dc 전력 소스를 구비한다. 각각의 스위치 회로는 스위칭 디바이스 양단에 접속된 반병렬 다이오드와 함께, 유도성 리액터와 실리콘-제어 정류기(silicon-controlled rectifier ; SCR)와 같은 스위칭 디바이스의 직렬 조합을 포함한다. 각각의 유도성 리액터는 그것이 턴 온(전환)할 때 그것에 관련된 SCR을 통해 시간에 대한 전류의 변화율을 제한하고, 따라서, di/dt 리액터로 불린다. 인버터의 SCR들은 유도성 코일과 같은, 유도성 부하에 접속되고, 교호적으로 비도통(non-conducting) 및 도통 상태들 사이에서 스위칭하도록 게이팅(트리거)된다. 이 장치로, SCR들의 한 쌍내의 각각의 SCR은 교호적으로 전류가 반대 방향들로 유도성 코일을 통해 흐르게 해서 코일을 통한 DC 전류 흐름을 형성한다.
병렬-공진 dc/ac 인버터 전력 공급 회로들이 유도성 부하들과 함께 또한 사용된다. 그러나, 직렬-공진 dc/ac 인버터 전력 공급 장치들이 그들의 우수한 제어능력 때문에 선호된다. 직렬-공진 dc/ac 인버터 전력 공급 장치들은 유도성 부하에서 단락들(short circuits)을 허용할 수 있다. 예를 들어, 부하가 금속 용융을 위해 전기 유도로에서 사용되는 유도성 코일일 때, 유도로에 로딩된 조각난 금속 또는 누설된 용융 금속이, 코일과 접촉하게 되고 둘 이상의 코일 권선들(turns) 사이에서 적어도 부분 단락을 유발하는 것은 드문일이 아니다. 단락 시 인버터에서 비도통 스위칭 디바이스 양단에서의 얻어진 순간적인 과전압 상태는 디바이스를 열화 또는 파괴할 수 있다. 그러한 문제에 대해 알려진 해결책은 디바이스 양단의 과전압 상태를 제거하기 위해 비도통 스위칭 디바이스를 도통(conduction)으로 트리거하는 것이다. 그러나, 이 접근법의 단점은 매우 짧은 시간 기간에 걸쳐 상당한 열을 발생시킬 수도 있는 매우 높은 전류를 스위칭 디바이스를 통해 흐르게 한다는 것이다. 스위칭 디바이스들이 사실상, 과전압 상태에 영향받는 것을 피하기 위해 매우 높은 전류에 견딜 수 있게 해야 한다. 스위칭 디바이스들이 이 높은 전류 레벨들에 영향받은 결과는 디바이스의 열화와 조기 고장(premature failure)이다.
이 문제의 해결책은 미국 특허 번호 6,038,157에 개시된다. 이 특허는 첨부된 도 1에 예시된 바와 같이 부하 유도성 코일에 직렬의 보호 인덕터를 추가함으로써 스위칭 디바이스의 과전압 보호를 교시한다. 회로(110)는 정류기 브리지 회로(120)(도면에 도시), 직렬 필터 인덕터(174) 및 병렬 필터 커패시터(172)를 포함하는 dc 전력 소스, 및 역 병렬 구성으로 배열된 두 개의 고체 스위칭 디바이스(130)를 구비한다. 각각의 스위칭 디바이스는 dc 전력 공급 장치의 출력 버스에 접속된 하나의 단자를 가진다. 반병렬 다이오드(132)는 각각의 스위칭 디바이스 양단에 접속된다. 적당한, 그러나 제한되지 않는, 스위칭 디바이스는 SCR과 같은, 게이트-제어 반도체 디바이스(gate-controlled semiconductor device)이다. 도 1에 도시된 바와 같이 스위칭 디바이스들의 쌍 사이에 di/dt 리액터(140)가 직렬로 접속된다. 보호 코일(150)은 di/dt 리액터(140)의 대략 전기적인 중점에 접속되는 제 1 단자와, 부하 유도성 코일(160)의 제 1 단자에 접속되는 제 2 단자를 가진다. 부하 유도성 코일(160)의 제 2 단자는 두 개의 직렬 접속 정류 또는 탱크 커패시터들(170) 사이의 공통 접속(common connection)에 접속되고, 두 개의 직렬 접속 정류 또는 탱크 커패시터들(170)은 직렬 조합으로, dc 전력 소스의 출력 버스들 양단에 접속된다. 유도성 금속 용융 애플리케이션에 있어서, 부하 유도성 코일(160)은 가열 도가니(heating crucible) 외면 주위에 통상적으로 감긴다. 부하 유도성 코일(160)에 ac 전류가 공급되도록 전력 공급 장치로부터 공급된 직류가 스위칭 디바이스들(130)을 통해 양 및 음으로 스위칭된다. 코일(160)을 통해 흐르는 전류는 도가니에서 금속 부하들과 유도적으로 결합하는 자계(magnetic field)를 생성한다. 자계는 금속을 가열한 금속 부하에서 와전류(eddy current)를 유도한다. 보호 코일(150)이 전체 부하 전류(full load current)를 계속 보유하기 때문에, 전력 공급 회로의 전체 효율을 감소시키는 상당한 전력 손실들을 발생한다. 또한, 공급 장치의 스위칭 주파수로 손실들이 증가한다. 부하 유도성 코일(160)에서 단락이 발생한 경우에는, di/dt 리액터(140)와 보호 코일(150)을 포함한 분압 회로(voltage dividing circuit)에 의해, 스위칭 디바이스들(130)에 인가된 전압이 감소된다.
본 발명은, 정상 동작 하에서 회로 효율성에 패널티(penalty)를 부과하지 않고, 과전압을 피하기 위해 스위칭 디바이스들이 전류들의 고 레벨에 영향받지 않는, 부하 유도성 코일에서의 단락들로 인해 생긴 과전압 상태들로의 노출로부터 스위칭 디바이스들의 영구 고장들의 문제를 해결한다.
(발명의 요약)
하나의 양상에 있어서, 본 발명은 보호 용량성 소자를 가진 인버터 회로의 레그(leg)에 스위칭 디바이스의 한 쌍들을 스트래들링(straddling)함으로써 과도한 과전압 상태들로부터 민감한 전력 스위칭 디바이스들을 보호하는 유도성 부하에 대한 고장 내성 전력 공급 장치이다. 단락들이 부하 회로에서 발생하는 경우에 있어서 스위칭 디바이스들 양단에 인가될 수도 있는 과전압을 보호 용량성 소자가 억제한다.
다른 양상에 있어서, 본 발명은, 비도통 스위칭 장치 양단에 전압이 유도성 부하의 단락 동안 비도통 스위칭 디바이스의 최대 허용가능한 전압을 초과하는 것을 방지하기 위한 보호 회로를 포함하는 고장 내성 전력 공급 장치이다. 보호 회로는 직렬 접속 차단 다이오드와 보호 커패시터, 및 방전 저항기를 포함한다. 스위치들의 한 쌍의 직렬 조합 양단에 차단 다이오드와 보호 커패시터의 직렬 조합이 접속된다. 각각의 스위치 회로는 반병렬 다이오드에 반병렬로 접속되는 스위칭 디바이스를 포함한다. 방전 저항기는 커패시터 양단에 또는 직렬 접속 차단 다이오드와 보호 커패시터의 공통 접속, 및 양의 dc 버스 사이에 접속될 수 있다. 풀-브리지 인버터들과 같은, 스위치 회로들의 다수의 쌍들을 가진 전력 공급 장치들내의 스위치 회로들의 각각의 쌍에 대해, 보호 회로가 사용될 수 있다. 다른 양상에 있어서, 본 발명은 비도통 스위칭 장치 양단의 전압이 유도성 부하의 단락 동안 비도통 스위칭 디바이스의 최대 허용가능한 전압을 초과하는 것을 방지하는 보호 회로를 포함하는 고장 내성 전력 공급 회로이다. 보호 회로는 반병렬 다이오드가 역방향 바이어스로 변화할 때 스위칭 디바이스 양단의 전압 오버슛들(voltage overshoots)을 또한 클램핑한다. 보호 회로는 직렬 접속 차단 다이오드와 보호 커패시터, 및 직렬 접속 방전 저항기 및 초크를 포함한다. 방전 저항기는 직렬 접속 차단 다이오드와 보호 커패시터의 공통 접속, 및 양의 dc 버스 사이에 초크를 통해 접속된다. 풀-브리지 인버터들과 같은, 스위치 회로들의 다수의 쌍들을 가진 전원들 내의 스위치 회로들의 각각의 쌍에 대해 보호 회로가 사용될 수 있다.
본 명세서 및 첨부된 청구의 범위들에, 본 발명의 다른 양상들이 기재된다.
도 1은 종래의 고장 내성 전력 공급 회로의 간이 개략도.
도 2a는 하프-브리지 인버터(half-bridge inverter)가 사용된 본 발명의 고장 내성 전력 공급 회로의 일 예를 도시한 간이 개략도.
도 2b는 풀-브리지 인버터(full-bridge inverter)가 사용된 본 발명의 고장 내성 전력 공급 회로의 다른 예를 도시한 간이 개략도.
도 2c는 하프-브리지 인버터가 사용된 본 발명의 고장 내성 전력 공급 회로의 다른 예를 도시한 간이 개략도.
도 2d는 풀-브리지 인버터가 사용된 본 발명의 고장 내성 전력 공급 회로의 다른 예를 도시한 간이 개략도.
도 3은 도 2a이 SCR(30b)가 비도통일 때 회로의 유도성 코일 양단에서의 단락 발생 직후의 본 발명의 고장 내성 전력 공급 회로의 일 예를 도시한 간이 등가 개략도.
도 4a는 도 2a 또는 도 2c에 도시된 본 발명의 고장 내성 전력 공급 회로의 예로 달성되는 단락 보호 특성들을 도시한 파형도.
도 4b는 도 2a 또는 도 2c에 도시된 본 발명의 고장 내성 전력 공급 회로에 의해 제공되는 보호가 없는 전력 공급 회로의 단락 특성들을 도시한 파형도.
도 5a는 하프-브리지 인버터가 사용된 본 발명의 고장 내성 전력 공급 회로의 다른 예를 도시한 간이 개략도.
도 5b는 풀-브리지 인버터가 사용되는 본 발명의 고장 내성 전력 공급 회로의 다른 예를 도시한 간이 개략도.
도 6은 도 5a에 도시된 본 발명의 고장 내성 전력 공급 회로의 예로 달성되는 전압 클램핑 특성들을 도시한 파형도.
도 7은 본 발명의 고장 내성 전력 공급 회로에 사용된 보호 커패시터의 용량을 선택하는 방법을 도시한 그래프.
본 발명을 설명하기 위해 현재 양호한 형태가 도면들 내에 도시되어 있지만, 이 발명은 도시된 바로 그 장치들 및 수단들로 제한되지는 않는다는 것을 이해할 수 있다.
도면들에 있어서, 동일한 참조부호들은 동일한 구성요소들을 나타내고, 본 발명의 고장 내성 전력 공급 회로(10)의 일 예가 도 2a에 도시되어 있다. 스위치 회로들(31a 및 32b)을 각각 형성하기 위해, 두 개의 스위칭 디바이스들(30a 및 30b)(예를 들어, 그러나 SCR들에 제한되지 않음) 각각은 반병렬 다이오드들(32a 및 32b)에 반병렬로 각각 접속된다. 스위치 회로들의 제 1 단자들이 스위치 공통 접속(93)에 함께 접속된다. 스위치 모듈들(37a 및 37b)을 각각 형성하기 위해, di/dt 리액터들(40a 및 40b)의 제 1 단자들이 스위치 회로들(31a 및 31b)의 제 2 단자에 각각 접속된다. di/dt 리액터들(40a 및 40b)의 제 2 단자들은 dc 전력 공급 장치(20)의 양 및 음의 dc 버스들(출력 라인들)에 각각 접속된다. 전력 공급 장치는 선택적인 직렬 필터 인덕터(74) 및 병렬 필터 커패시터(72)와 정류기 브리지(20)(다이어그램으로 도시)를 포함한다.
도 2a에 도시된 바와 같이, 보호 회로(55)는 공통 접속(95)을 갖는 차단 다이오드(52) 및 보호 커패시터(54), 그리고 커패시터(54)와 병렬로 접속되는 방전 저항기(53)를 포함한다. 스위칭 디바이스에 대해 최대 허용가능한 전압보다 낮은 최대 전압값으로 충전될 수 있도록 보호 커패시터(54)의 용량이 아래에 더 설명된 바와 같이 선택된다. 스위칭 디바이스에 대한 최대 허용가능한 전압은 디바이스의 정격 반복 순방향 차단 정격 전압(rated repetitive forward blocking voltage)일 수 있고, 이 디바이스의 반복적인 순방향 차단 정격 전압은 디바이스 양단에서 발생하는 순방향 전압의 최고 순간 값이다. 보호 회로(55)의 라인들(90 및 91)이 di/dt 리액터들(40a 및 40b)(스위치 회로들(31a 및 31b의 제 2 단자들)의 제 1 단자들 사이에 각각 접속된다.
부하 유도성 코일(60)의 제 1 단자가 스위치 공통 접속(93)에 접속된다. 부하 유도성 코일(60)의 제 2 단자가 직렬 조합으로 전력 공급 장치의 각각의 양 및 음의 dc 버스들 양단에 접속된 두 개의 직렬 접속 정류 또는 탱크 커패시터들(70a 및 70b) 사이의 커패시터 공통 접속(94)에 접속된다. 정류 커패시터들은 전류가 유지 전류(holding current) 아래로 떨어지고 스위칭 디바이스가 턴 오프로 될 때까지 스위칭 디바이스로부터 부하 전류를 정류한다. 부하 유도성 코일에 관련하여, 스위칭 모듈들의 쌍이 역 병렬 구조(inverse parallel configuration)로 접속된다.
di/dt 리액터들이 사용될 때, 정류하는 동안 스위칭 디바이스 양단의 반병렬 다이오드 양단에 전압 트랜지언트들과 스위칭 디바이스 양단의 전압 시간 변화율(di/dt)을 제어하기 위해 통상적으로 스너버 회로(snubber circuit)가 각 스위치 회로 양단에 사용된다. 전형적인, 그러나 제한적이지 않은, 선택적인 스너버 회로(65)의 예가 도 2a에 도시되어 있다. 스너버 회로는 직렬로 함께 접속된 커패시터(36), 저항기(34), 및 다이오드(33), 그리고 다이오드(33) 및 리액터(34)의 직렬 조합 양단에 병렬로 접속된 저항기(35)를 포함한다. 커패시터(36)와 저항기(34)는 그것에 결합된 스위치 모듈 내에 di/dt 리액터를 가진 직렬 공진 회로를 형성한다. 결합된 스위치 회로에서 스위칭 디바이스를 통해 커패시터(36)의 방전 전류를 감소시키기 위해 일반적으로 저항기(35)는 저항기(34)보다 훨씬 큰 저항값을 가진다.
유도성 금속 용용 애플리케이션에 있어서, 부하 유도성 코일(60)은 금속 부하가 놓인 도가니 외부 주위에 통상적으로 감긴다. 스위칭 디바이스들(30a 및 30b)을 교호적으로 순환시킴으로써, 전력 공급 장치(20)으로부터의 dc 출력 전류는 부하 유도성 코일(60)을 통해 ac 전류를 형성한다. 코일을 통해 흐르는 ac 전류가 도가니에 금속 부하와 유도적으로 결합하는 자계를 생성한다. 금속을 가열 및 용융하는 금속 부하에서 자계는 와전류(eddy current)를 생성한다.
전력 공급 장치(10)가 동작 중일 때, dc 버스 전압보다 다소 높고 스위칭 디바이스들(30a 및 30b)의 최대 허용가능한 전압보다 낮은 최대 전압까지 보호 커패시터(54)가 충전된다. 순방향에서 역방향 바이어스로부터 반병렬 다이오드들의 트 랜지션들 동안, dc 전류 충전은 전력 공급 장치(20)로부터 다이오드(52)를 통해 공급된다. 회로에 대한 R-C 시상수가 디바이스들(30a 및 30b)의 스위칭 주파수에 의해 정해지는 바와 같은 동작 주파수의 시간 기간에 비해 상당히 크도록 저항기(53)와 커패시터(54)에 대해 임피던스 값이 선택된다. 일반적으로, 이 조건을 충족하고 전력 손실들을 최소화하기 위해서, 커패시터(54)에 대한 적어도 60초의 완전 방전 시간을 제공하기 위해 저항기(53)는 충분히 커야한다. 사용되는 경우, 이 시간은 필터 커패시터(72)를 방전하는 시간을 초과해서는 안된다. 추가로, 각각의 저항기(53)와 커패시터(54)의 저항 및 용량의 곱의 역은 스위치 회로들의 동작 스위칭 주파수보다 훨씬 클 것이다.
보호 회로(55)의 동작의 예로서, 스위칭 디바이스(30a)를 통하는 전류 흐름이 기준 영(0)을 교차하고 반병렬 다이오드(32a)가 도통하기 시작한 직후, 부하 유도성 코일(60)의 의도하지 않은 단락의 최악의 조건이 발생한다. 이 때, 부하 유도성 코일(60)과 정류 커패시터(70b) 양단의 전압들이 그것의 최대 값들을 가진다. 이들 조건들에 대한 등가 회로가 도 3에 도시되고, 여기서 코일(60)(미도시)은 단락되어 있고 스위칭 디바이스(30b)는 비도통으로 되어 있다.
정류 커패시터(70b) 양단의 최대 전압이 다이오드들(32a 및 52), 보호 커패시터(54) 및 di/dt 리액터(40b) 양단에 인가된다. 커패시터 양단의 전압은 즉시 바뀔 수 없으므로, 커패시터(70b)와 보호 커패시터(54) 사이의 전압 차는 di/dt 리액터(40b) 양단에 즉시 인가되어야 한다. (순방향으로 바이어스되고 전류를 도통할 때 무시할 만한 전압 강하를 가진 다이오드들(32a 및 52)을 통해) 보호 커패시터(54)와 병렬로 접속된, 비도통 스위칭 디바이스(30b)는 보호 커패시터(54) 양단의 전압과 동일한 전압을 받을 것이다. 단락 전류가 스위칭 디바이스들(30a 및 30b)에 대한 최대 허용가능한 전압을 초과하는 전압으로 커패시터(54)를 충전하지 않도록 보호 커패시터(54)의 용량이 선택된다. 따라서, 보호 커패시터(54)의 용량은 스위칭 디바이스들(30a 및 30b)의 최대 허용가능한 전압률보다 낮은 전압으로 정류 커패시터들(70a 및 70b)로부터 전하를 흡수하기에 충분할 것이다.
도 2b는 하프 브리지 정류기보다는 풀 브리지 정류기를 가진 인버터에 대해 도 2a에서와 같은 유사한 보호 방식을 도시한다. 단일 정류 커패시터(single commutation capacitor)(70)가 풀 브리지의 ac 출력 양단의 부하 유도성 코일(60)과 직렬로 사용될 수 있다. 풀 브리지 인버터의 두 개의 레그들을 포함하는 스위치 모듈들의 두 쌍들 각각에 대해 보호 회로(55)가 제공된다.
보호 회로(55a)에서의 방전 저항기(53)의 제 1 단자가 공통 접속(95)에 접속되고, 보호 커패시터(54)가 양의 dc 버스를 통해 방전되도록 방전 저항기(53)의 제 2 단자가 전력 공급 장치(20)의 양의 dc 버스에 접속되는 본 발명의 고장 내성 전력 공급 장치의 다른 예를 도 2c가 도시한다. 하프 브리지 정류기보다는 풀 브리지 정류기를 가진 인버터에 대한 도 2c에서와 같은 유사한 보호 방식을 도 2d가 도시된다. 단일 정류 커패시터(70)가 풀 브리지의 ac 출력 양단의 부하 유도성 코일(60)과 직렬로 사용될 수 있다. 풀 브리지 인버터의 두 개의 레그들을 포함하는 스위치 모듈들의 두 쌍들 각각에 대해 보호 회로(55a)가 제공된다.
보호 커패시터(54)에 대한 적당한 용량값(C54)을 결정하는 하나의 방법을 도 7이 도시한다. 도 7에서 y축은 dc 전력 공급 장치의 최대 허용가능한 전압 대 dc 전압(E)의 비로서 정의되는 스위칭 디바이스들(30a 및 30b) 양단의 최대 허용가능한 전압(Vpk)을 나타낸다. 도 7에서 x축은 용량(C54) 대 등가 전환 또는 탱크 용량(Ccom)의 비로서 용량(C54)의 적절한 선택을 나타내고, 등가 정류 또는 탱크 용량(Ccom)은 정류 커패시터들(70a 및 70b)에 대한 용량들 또는 풀 브리지 인버터에 대한 단일 정류 커패시터(70)의 용량의 합과 동일하다. 도 7에서 곡선들(81, 82, 및 83)은 풀 브리지 회로에 대한 양 커패시터(70a)나 커패시터(70b)(실질적으로 동일한), 또는 커패시터(70) 중 하나의 양단 전압(Vteap) 비(R) 대 dc 전력 공급 장치(R=Vteap/E)의 전압(E)의 고유값으로 각각의 곡선이 정의되는 곡선들의 군(family)을 나타낸다. 또한, 비(R)는 곡선(81)에서 곡선(83)의 방향으로 곡선들에 대한 값들이 증가한다. 용량(C54)에 대해 적당한 값을 선택하기 위해 도 7에서 사용하는 방법을 설명하며, 여기서 "S"는 최대 허용가능한 전압(Vpk), 예컨대 1,800볼트에 대한 허용된 y축의 비를 나타낸다고 가정해라. 그 다음, 점선 "S" 아래의 빗금친 영역에서 적절한 곡선(특정 애플리케이션에 대해 고정 동작 전압(Vteap)으로 정의됨)의 부분으로부터 C54에 대한 x축의 비가 선택되어야 한다. dc 전력 공급 장치 전압(E)은 특정 동작 시스템에 대해 실질적으로 일정하다.
보호 커패시터(54)의 원하는 용량에 영향을 끼치는 주요 요소들은 스위칭 디바이스들(30a 및 30b)의 최대 허용가능한 전압, 정류 커패시터들 양단에서 관측되는 최대 전압, 부하 유도성 코일(60)에서 회로가 단락되기 직전의 보호 커패시터(54)를 가로지르는 전압, 및 정류 커패시터들의 용량이다. 예컨대, 코일(60)에서 회로가 단락되기 직전의 보호 커패시터(54) 양단의 전압이 1,000볼트이고, 스위칭 디바이스들(30a 및 30b)에 대한 최대 허용가능한 전압이 1,800볼트이며, 정류 커패시터들 양단에서 관측되는 최대 전압이 4,200볼트이면, 보호 커패시터(54)의 원하는 용량은 등가 정류 용량의 적어도 5배이다.
도 4a 및 4(b)는 도 2a 내지 도 2d에 도시된 바와 같은 본 발명의 보호 회로(55)의 이점을 그래프로 도시한다. 곡선 V70b는 정류 커패시터(70b) 양단에서의 시간(이 특정 예에 대해 밀리초(milliseconds)) 대 전압을 나타낸다. 곡선(V60)은 유도성 부하 코일(60) 양단의 시간 대 전압을 나타낸다. 곡선(V30b)은 스위칭 디바이스(30b) 양단의 시간 대 전압을 나타낸다. 곡선(V30a)은 스위칭 디바이스(30a) 양단의 시간 대 전압을 나타낸다. 곡선(V54)은 보호 커패시터(54) 양단의 시간 대 전압을 나타낸다. 의도하지 않은 단락(short-circuit)이 도 4a 및 도 4b에 "SC"로서 표시된 시간에서 발생한다. 도 4b에(보호 커패시터(54)는 없음), 시간 SC에서, 스위칭 디바이스(30b) 양단의 전압이 대략 4,000볼트까지 상승한다. 도 4a에 있어서(보호 커패시터(54) 있음), 시간 SC에서, 스위칭 디바이스(30b)를 양단의 전압은 거 의 1,450볼트로 유지되고, 이는 보호 커패시터(54)에서의 전압이고, 스위칭 디바이스들(30a 및 30b)에 대한 최대 허용가능한 전압 1,800볼트보다 훨씬 작다. 단락 시간 이전에, 보호 커패시터(54)가 대략 1,000볼트로 충전된다. 보호 커패시터(54)에 대한 전압이 정류 커패시터(70b)로부터 충전되기 때문에 추가로 450 볼트 상승한다.
도 5a는 본 발명의 고장 내성 전력 공급 회로의 다른 예를 도시한다. 이 실시예에서, 스너버 회로들(65a)은 도 2a 내지 도 2d에 도시된 예들에서와 같은 방전 저항기(34)를 사용하지 않는다. 도 5a의 보호 회로(55b)는 공통 접속(95a)을 가진 직렬 접속 다이오드(52a)와 보호 커패시터(54a)를 구비한다. 공통 접속(95a)에 방전 저항기(53a)의 제 1 단자가 접속되고, 초크(choke)(56)의 제 1 단자에 저항기(53a)의 제 2 단자가 접속되며, 초크(56)는 dc 전력 공급 장치의 양의 dc 버스에 접속되는 그 제 2 단자를 가진다. 보호 회로(55b)의 라인들(90a 및 91a)은 di/dt 리액터들(40a 및 40b)의 제 1 단자들(스위치 회로들(31a 및 31b)의 제 2 단자들) 사이에 각각 접속된다.
도 2a 내지 도 2d에 도시된 스너버 충전 저항기(34)는 접속된 di/dt 리액터와 스너버 커패시터(36)로 형성된 직렬 공진 회로에서 진동을 감쇠시키기 위해 사용된다. 다른 스위치 회로에서 반병렬 다이오드가 역 바이어스로 변환할 때 이것은 이때에 접속된 스위칭 디바이스의 전압 급상승(voltage spike)을 감소시킨다. 그러나, 충전 저항기(34)의 사용은 부정적인 영향들을 가지는데, 그 이유는 그것이 그것의 접속된 스위칭 디바이스의 비도통 dv/dt를 증가시키고 스위칭 빈도가 증가함 에 따라 증가하는 전력 손실들이 발생하기 때문이다.
보호 회로(55b)가 스위칭 디바이스들(30a 및 30b) 양단에 접속되기 때문에 스너버 충전 저항기 없이 도 5a에 도시된 고장 내성 보호 전력 공급 장치가 사용될 수 있다. 다른 스위치 회로에서의 반병렬 다이오드가 역 바이어스로 변환할 때 보호 커패시터(54a)는 위에 개시된 것과 같이 선택된다면, 스위칭 디바이스 양단의 전압 오버슛들(voltage overshoots)을 클램핑(clamp)하기에 충분한 용량을 가질 것이다. 도 6은 도 5a에 도시된 바와 같은 보호 회로(55b)의 이점을 그래프로 나타낸다. 곡선(V54a)은 충전된 보호 커패시터(54a) 양단의 시간(이 특정 예에 대해서는 마이크로초(microseconds)(㎲)) 대 전압을 나타내고, 이 전압은 이 예에서 1,000볼트이다. 곡선 V'30은 도 2a 내지 도 2d에 도시한 회로들의 스위칭 디바이스들(30a 및 30b) 양단의 시간 대 전압을 나타낸다. 곡선 V30은 도 5a에 도시된 회로에 대해 스위칭 디바이스들(30a 또는 30b)을 가로지르는 시간 초과 전압을 나타낸다. 곡선 I54a은 도 5a의 보호 커패시터(54a)를 통과하는 시간 대 전류를 나타낸다. 곡선 V30에 의해 도시된 바와 같이, 도 5의 스위칭 디바이스들(30a 또는 30b) 양단의 전압은 보호 커패시터(54a)의 전압으로 클램핑될 것이다. 이것을 도 2a 내지 도 2d에 도시된 바와 같은 스너버 충전 저항기를 사용하는 회로에서 스위칭 디바이스 양단의 전압을 나타내는, 곡선 V'30과 비교하면, 전압 곡선들(V30 및 V'30)에서의 차이가 충전 저항기(34)에서의 전압 강하와 동일하기 때문에 dv/dt는 스너버 충전 저항기가 없는 것보다 스너버 충전 저항기가 있는 회로에서 더 크다.
도 5a의 회로에 사용된 반병렬 다이오드들의 쌍이 회로에서 스위칭 디바이스들의 쌍에 대한 스위칭 주파수로 순방향 바이어스(도통)에서 역방향 바이어스(비도통)로 스위칭하기 때문에, 클램핑 V30은 결과로서 보호 커패시터(54a)가 더 충전될 것이다. 저항기(53a)와 초크(56)를 통해 보호 커패시터(54a)의 이 추가 전하 또는 전압이 방전될 것이다. 스너버 회로(65a)로부터 dc 전력 소스로의 에너지의 복귀를 최적화하고 적당한 클램프 전압을 유지하기 위해 저항기(53a)의 저항 및 초크(56a)의 인덕턴스가 선택된다. 또한, 초크(56)와 직렬인 저항기(53a)의 사용은 보호 커패시터(54a)를 통해 방전 전류(I54a)의 지터(jitter)와 평균 제곱근 값(RMS( Root Mean Square) value)을 감소시킬 것이다. 따라서, 방전 저항기(53a)에서의 전력 손실이 감소된다. 초크(56)가 적당한 저항값을 갖도록 제조되면, 저항기(53)와 초크(56)가 단일 저항성/유도성 요소로 대체될 수 있다.
도 5a에 도시된 스너버 회로(65a)가 도 2a 내지 도 2d의 스너버 회로(65)에 대해 동일한 dv/dt 값을 유지하기 위해 선택된 구성성분들을 가지면, 도 5a의 스너버 커패시터(36)의 용량은 도 2a 내지 도 2d의 스너버 커패시터(36)의 용량보다 작을 것이다. 따라서, 도 5a에 스너버 저항기(35)에서의 전력 손실은 도 2a 내지 도 2d의 스너버 저항기(35)에서의 전력 손실보다 작을 것이다.
하프 브리지 정류기보다 풀 브리지 정류기를 가진 인버터에 대해 도 5a에서와 같은 보호 방식과 유사한 보호 방식을 도 5b가 도시한다. 단일 정류 커패시터(70)가 풀 브리지의 ac 출력 양단의 부하 유도성 코일(60)과 직렬로 사용될 수 있다. 풀 브리지 정류기의 두 개의 레그들(legs)을 포함하는 스위치 모듈들의 두 쌍들 각각에 대해 보호 회로(55)가 제공된다.
본 발명의 예들은 특정 전기적 구성성분들에 대한 기준을 포함한다. 이 기술분야의 당업자는 반드시 동일한 형태일 필요는 없으나 본 발명의 원하는 결과를 달성하거나 원하는 조건들을 만들 구성원들을 대체함으로써 본 발명을 실시할 수 있다. 예컨대, 단일 구성성분들은 다수의 구성성분들에 대해 대체될 수 있고 또는 그 역으로 할 수도 있다. 또한, 이 기술분야의 당업자는 본 발명의 원하는 결과들을 달성하거나 원하는 조건들을 만들기 위해 구성성분들을 재배열함으로써 본 발명을 실시할 수 있다. 단일 쌍의 스위치 회로들이 본 발명의 예들로 설명되었지만, 병렬로 접속되는 다수 쌍의 스위치 회로들이 본 발명을 실시하기 위해 사용될 수 있다. 부하 유도성 코일의 단락은 본 발명의 모든 예들에서 코일의 부분적인 단락일 수 있다. 또한, 예들이 직렬 공진 전력 공급 장치들의 동작을 설명하였으나, 본 발명은 이 기술분야의 당업자에 의해 이해되는 바와 같은 적당한 수정들을 가진 다른 전력 공급 토폴로지들(power supply topologies)에 적용할 수 있다.
선행하는 예들은 개시된 본 발명의 범위를 제한하지 않는다. 개시된 본 발명의 범위는 첨부된 청구항들에서 더 기재된다.

Claims (20)

  1. 고장 내성 전력 공급 장치(fault tolerant power supply)로서,
    상기 공급 장치는 양 및 음의 dc 버스를 가진 dc 출력을 갖는 dc 전력 소스와,
    인버터 레그(inverter leg)로서, 상기 인버터 레그는 스위치 모듈들의 쌍을 포함하고, 상기 스위치 모듈들의 쌍의 각각은 스위치 회로와 직렬 접속의 di/dt 리액터(reactor)를 포함하고, 상기 스위치 회로들 각각은 반병렬 다이오드(antiparallel diode)와 반병렬로 접속된 스위칭 디바이스를 포함하고, 상기 스위치 모듈들의 쌍 중 제 1의 것은 상기 스위치 모듈들의 쌍 중 제 1의 것의 di/dt 리액터에 공통으로 접속된 상기 스위칭 디바이스의 양극을 가지고, 상기 스위치 모듈들의 쌍 중 제 2의 것은 상기 스위치 모듈들의 쌍 중 제 2의 것의 di/dt 리액터에 공통으로 접속된 상기 스위칭 디바이스의 음극을 가지고, 상기 스위치 모듈들의 쌍 중 제 1의 것은 상기 양의 dc 버스에 접속된 상기 di/dt 리액터를 가지고, 상기 스위치 모듈들의 쌍 중 제 2의 것은 상기 음의 dc 버스에 접속된 상기 di/dt 리액터를 가지고, 상기 스위치 모듈들의 쌍은 스위치 공통 접속을 가지고, 상기 공통 스위치 접속은 상기 스위치 모듈들의 쌍 중 제 1의 것의 상기 스위칭 디바이스의 음극과 상기 스위치 모듈들의 쌍 중 제 2의 것의 상기 스위칭 디바이스의 양극을 함께 접속하는, 상기 인버터 레그와,
    상기 dc 전력 소스의 dc 출력 양단에 직렬로 접속된 제 1 및 제 2 정류 커패시터(commutation capacitor)로서, 상기 제 1 및 제 2 정류 커패시터들은 커패시터 공통 접속에 함께 접속된, 상기 제 1 및 제 2 정류 커패시터와,
    상기 스위치 공통 접속과 상기 커패시터 공통 접속 사이에 접속된 부하 유도성 코일을 포함하는, 상기 고장 내성 전력 공급 장치에 있어서,
    보호 회로(protective circuit)를 포함하고, 상기 보호 회로는,
    보호 커패시터;
    상기 보호 커패시터에 직렬로 접속된 음극을 갖는 차단 다이오드(blocking diode)로서, 상기 차단 다이오드와 보호 커패시터의 직렬 조합은 상기 스위치 회로들의 쌍 중 제 1의 것의 상기 스위치 디바이스의 양극과 상기 스위치 회로들의 쌍 중 제 2의 것의 상기 스위치 디바이스의 음극 양단에 접속된, 상기 차단 다이오드; 및
    상기 보호 커패시터에 병렬로 접속된 방전 저항기(discharge register)를 포함하고,
    그럼으로써 상기 보호 커패시터는 상기 스위칭 디바이스들의 최대 허용가능한 전압보다 낮은 전압으로 충전하고, 단락 시 비도통 스위칭 디바이스(non-conducting switching device) 양단에 인가된 전압이 상기 비도통 스위칭 디바이스의 상기 최대 허용가능한 전압보다 낮도록 상기 스위칭 디바이스들의 최대 허용가능한 전압보다 낮은 전압으로 상기 보호 커패시터에 대한 전하를 증가시키기 위해 상기 부하 유도성 코일이 적어도 부분적으로 단락될 때 상기 제 1 및 제 2 정류 커패시터들로부터 추가 전하를 흡수하는, 고장 내성 전력 공급 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위치 회로들 중 각각의 스위치 회로에 대해 스너버 회로(snubber circuit)를 더 포함하고, 상기 스너버 회로는,
    스너버 커패시터,
    제 1 스너버 저항기,
    스너버 다이오드, 및
    상기 스너버 다이오드와 상기 제 1 스너버 저항기의 직렬 조합들과 병렬로 접속된 제 2 스너버 저항기를 포함하고, 상기 스너버 커패시터, 상기 제 1 스너버 저항기 및 상기 스너버 다이오드의 직렬 조합은 상기 스위치 회로 양단에 접속되고, 상기 스너버 다이오드의 양극은 상기 스위칭 디바이스의 양극에 접속된, 고장 내성 전력 공급 장치.
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  11. 유도성 부하를 위해 고장 내성 전력 공급 장치를 제공하는 방법으로서,
    상기 전력 공급 장치는 dc 출력을 갖는 전력 소스와,
    스위치 모듈들의 쌍을 포함하는 인버터 레그로서, 상기 스위치 모듈들의 각각의 스위치 모듈은 스위치 회로와 직렬의 di/dt 리액터를 포함하고, 상기 스위치 회로는 반병렬 다이오드와 반병렬로 접속된 스위칭 디바이스를 포함하고, 상기 스위치 모듈들의 쌍의 각각의 쌍의 상기 스위치 회로들은 스위치 공통 접속에 함께 접속되고, 상기 인버터 레그는 상기 전력 소스의 dc 출력 양단에 접속된, 상기 인버터 레그와,
    상기 전력 소스의 dc 출력 양단에 직렬 조합으로 접속된 정류 커패시터들의 쌍을 포함하고,
    상기 유도성 부하는 상기 정류 커패시터들의 쌍의 공통 접속과 상기 스위치 공통 접속 양단에 접속되고,
    상기 스위치 모듈들의 쌍의 각각의 쌍의 상기 스위칭 디바이스들은 상기 유도성 부하에 ac 전력을 공급하기 위해 역병렬 구성(inverse parallel configuration)으로 배열되는, 상기 고장 내성 전력 공급 장치를 제공하는 방법에 있어서,
    상기 스위칭 디바이스들의 최대 허용가능한 전압보다 낮은 전압으로 상기 스위치 회로들의 쌍 양단에 접속된 보호 커패시터를 충전하는 단계; 및
    상기 유도성 부하가 적어도 부분적으로 단락될 때 상기 스위칭 디바이스들의 최대 허용가능한 전압보다 낮은 전압으로 상기 정류 커패시터들의 쌍으로부터 전하를 흡수하는 단계를 포함하는, 고장 내성 전력 공급 장치를 제공하는 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 보호 커패시터 양단에 접속된 저항기로 상기 보호 커패시터를 방전하는 단계를 더 포함하는, 고장 내성 전력 공급 장치를 제공하는 방법.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 전력 소스의 dc 출력의 양의 dc 버스와 상기 보호 커패시터 사이에 접속된 저항기로 상기 보호 커패시터를 방전하는 단계를 더 포함하는, 고장 내성 전력 공급 장치를 제공하는 방법.
  14. 제 11 항에 있어서,
    상기 반병렬 다이오드들이 역방향 바이어스로 변환될 때 상기 스위칭 디바이스들 양단의 상기 전압 오버슛들을 클램핑하는 단계를 더 포함하는, 고장 내성 전력 공급 장치를 제공하는 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 전력 소스의 dc 출력의 양의 버스와 상기 보호 커패시터 사이에 직렬로 접속된 초크 및 저항기로 상기 보호 커패시터를 방전하는 단계를 더 포함하는, 고장 내성 전력 공급 장치를 제공하는 방법.
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