JPS5826272B2 - ゲ−トタ−ンオフサイリスタを適用したインバ−タの保護方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はゲートで０Ｎ−ＯＦＦ可能なゲートターンオフ
サイリスタを適用したインバータの保護方法に係り、特
にゲートターンオフサイリスタに印加されるｄｖ／ｄｔ
或はそのピーク値、ｄｉ／ｄｔ等を効果的に抑制してゲ
ートターンオフサイリスタの破壊を防止する改良された
保護方法を提供しようとするものである。

一般にゲートターンオフサイリスタ（以下ＧＴＯと略称
する）は通常のサイリスタに比し、ゲートで０Ｎ−ＯＦ
Ｆできるものであるから消弧回路が簡略化でき、さらに
は転流面に対してはさ程の考慮を払う必要がなく、しか
も０Ｎ−ＯＦＦ周期を高くとれるのでパルス幅変調法に
よる高周波インバータには最適である等、種々の利点を
有するものであるが、その反面ゲートによる遮断能力を
向上せんが為に素子自体を特殊構造としなければならな
いし、特に重要な事はターンオフ時の順電圧上昇率（ｄ
ｖ／ｄｔ）やそのピーク値、さらには順電流上昇率（ｄ
ｉ／ｄｔ）等を規定されてる定格値内に抑えなければ素
子自体が永久破壊を生じ運転不能に陥入る等、これら影
響は通常のサイリスタよりかなり深刻である。

先ず第１図にＧＴＯを適用したインバータの代表的な回
路例を示す。

この回路例では一相外しか例示していないが他の相も第
１図と同様に構成される。

同図でＥｄは直流電源で、この直流電源は中性点を引き
出した構成のものでもよい。

Ｓｕ及びＳｘはＧＴＯでこのＧＴＯと直列にリアクトル
ＬｕｔＬｘが挿入され、Ｄｕ及びＤｘは転流ダイオード
である。

１及び２は夫々ｄｖ／ｄｔ或は転流時のサージを吸収す
るサージ吸収回路で、この回路は図示する様にコンデン
サＣｕ−抵抗Ｒｕ−ダイオードｄｕ、コンデンサＣｘ−
抵抗Ｒｘ−ダイオードｄｘで夫々構成される。

この様に構成してなる回路例を考察するに、例えば循還
電流が実線矢印の如くダイオードＤｘを通して流れてい
るものとする。

この状態下でＧＴＯ８ｕ をＯＮすると５ｕ−Ｄｘの
短絡回路が形成され短絡電流がＳｕを通して流れる様に
なる。

この短絡電流のｄｉ／ｄｔを抑制せんが為にリアクトル
Ｌｕ、Ｌｘが挿入されるものである。

次にＳｕがＯＮして負荷電流が点線矢印の向きで流れて
いる場合を考えると、この状態下でＳｕにオフゲート電
流を供給してＯＦＦ したものとする。

ＳｕがＯＦＦするとＳｕを介して流れる電流は第２図に
示す様に減少して行き、この短時間の間質荷電流が一定
であるとすると上記Ｓｕの電流の減少を補なうべく Ｌ
ｕ −Ｃｕ−Ｒｕ 及びＬｘ −ＲｘＣｘの各経路を
通して電流が流れる。

この過程でコンデンサＣｕ 、Ｃｘは次第にチャージさ
れて行きＳｕの端子間電圧はコンデンサＣｕのチャージ
電圧で決定され、第２図に示した順電圧上昇率（ｄｖ／
ｄｔ）を呈す様になる。

このＣｕチャージ電圧が直流電圧Ｅｄに等しくなった時
ダイオードＤｕが導通し、負荷電流はダイオードＤｕを
通して流れる様になる。

しかしてリアクトルＬｕや配線のりアクタンスに蓄えら
れたエネルギーはコンデンサＣｕに移り、このエネルギ
ーによってＣｕ電圧は第２図の破線に示す様に直流電圧
Ｅｄより高いＥｐに迄上昇する。

この様に第１図の従来回路例ではターンオン時のｄ ｉ
／ｄ ｔをリアクトルＬｕｔ Ｌｘで抑制し、且つタ
ーンオフ時のｄｖ／ｄｔをサージ吸収回路で抑制するも
のであるが、この回路例で問題となるのはサージ吸収回
路を構成するコンデンサ及び抵抗の容量の選定如何であ
る。

即ちＳｕがターンオンした場合を考察してみるに、短絡
電流のｄｉ／ｄｔは上記する如くリアクトルＬｕである
所望値に抑制されるが、コンデンサＣｕにチャージされ
てる電荷はＳｕを通してデスチャージされる。

ここでコンデンサＣｕの容量に関して述べるとｄｖ／ｄ
ｔ或ばｄｖ／ｄｔのピーク値Ｅｐ等を抑制する為にはＣ
ｕの容量が大きければ大きい程よい。

しかし乍らＣｕの容量を大きくするとＣｕの放電電流に
よって生ずるＲｕの電力損失ＷＲＣ＝：ＣＥｄ２ｆ（但
しＥｄは直流電源電圧値で、ｆはＳｕのＯＮ周波数であ
る）で表わせるので、この式より明らかな様にＣｕの容
量が大きい程電力損失■煽が増大して効率が低下し好ま
しいものではない。

さらにＳｕのＯＮ周波数によっても電力損失が大きく影
響を受けるのでＣｕが犬であるとＣｕ−Ｒｕの放電時定
数が大きくなり、ＯＮ周波数との関係で後述するがＣｕ
の充電時のチャージ電圧によるｄｖ／ｄｔが問題となり
Ｃｕの容量は余り大きくはできない。

次に抵抗Ｒｕの容量に関して述べるとＲｕを小さくすれ
ばＳｕを通して流れる放電電流のピーク値ｉｐが第３図
Ａに示す如く犬となり、さらにＯＮ時の損失も増加する
事によりＳｕを破壊する卦それが多分にある。

従ってＲｕの容量を余り小さくする事はできず、これに
対してＲｕを大きくするとＣｕ−Ｒｕの放電時定数が犬
となり余り好捷しいものではない。

即ちＳｕのターンオン時Ｃｕにチャージされてる電荷は
Ｓｕを通してデスチャージするが、このデスチャージ時
のＣｕ充電電圧、放電電流、Ｓｕの電圧及び負荷電流の
関係を示したものが第３図Ａ、Ｂであって、第３図Ｂは
Ｃｕ−Ｒｕの放電時定数τとＳｕのＯＮ周波数との関係
を示している。

即ちＣｕ ｐ Ｒｕの各容量が大きくＣｕ−Ｒｕの放電
時定数をτとし、一方ＳｕのＯＮ周波数（インバータ周
波数）ｆが放電時定数τより小さく第３図Ｂに示す如く
時刻ｔ１でＳｕがＯＦＦするものとする。

この様な関係にあるとすればＣｕにチャージされてる電
荷は第３図Ｂに示す如＜５ｕＯＯＦＦ時点ｔ１では全て
デスチャージしきれずに、Ｅｏなる電圧の１１チヤージ
しである状態を呈する。

この様にＥｏなる初期値のチャージ電圧Ｓｕの電流の減
少に見合った電流がＬｕを通して新たにチャージされる
事になる（この現象は第２図に示す）ので、Ｃｕの電圧
は第４図に示す如く初期電圧値Ｅｏで時間の経緯と共に
上昇し、このチャージ電圧の電圧上昇率ｄｖ／ｄｔが犬
であると同時にスイッチング損失も大である為にＳｕに
は非常に脅威となる。

以上の様に第１図の回路ではサージ吸収回路のコンデン
サ、抵抗の各容量をどの様に選定したとしても二律相反
する結果となり、効果的なｄｖ／ｄｔ抑制及びそのピー
ク値の抑制は不可能なものとなっている。

本発明にこの点に鑑みて発明されたものであっで、以下
第５図に示す各実施例に基づき詳述する。

先ず本実施例を述べる前にサージ吸収回路のＣＲ放電時
定数τとインバータ周波数ｆとの関係を如何にすれば、
最も効果的なｄｖ／ｄｔがなされるかを具体的に説明す
る。

本発明によればターンオフ時のｄｖ／ｄｔのピーク値Ｅ
ｐの抑制は新たに設けた保護回路に負わせる事を第１の
特徴とし、単にオフ時のｄｖ／ｄｔのみを従来回路例の
サージ吸収回路で抑制する事を第２の特徴とする。

即ちスイッチング損失を低減させ且つＣ−Ｒ放電時定数
を小さくする為にはコンデンサはできるだけ小容量のも
のがよく、抑制用抵抗も又しかりである。

従って本発明に於てはターンオフ時のｄｖ／ｄｔをサー
ジ吸収回路のみで吸収する様にしたものであるから、サ
ージ吸収回路のＣ−Ｒ放電時定数τをインバータ周波数
ｆに対して次の様に決定すると効果的にｄｖ／ｄｔを抑
制できる。

即ち” −ＣＲ＜ ｆ かかる関係式を踏甘えてターンオフ時のｄｖ／ｄｔのピ
ーク値を抑制する具体的な回路図を示したものが第５図
の実施例であって、同実施例で第１図と同一のものは同
一符号を付して釦り、本実施例で特徴とすべき点は図よ
り明らかなように、Ｕアームの正極側リアクトルＬｕに
ダイオードＤ０を並列接続し、Ｘアームの負極側リアク
トルＬｘにダイオードＤ２ を並列接続すると云うよう
に、各アームの正極側リアクトルと負極側リアクトルに
それぞれダイオードを並列接続して、これらダイオード
で対応するりアクドルに蓄えられたエネルギーを還流さ
せ、ターンオフ時のｄｖ／ｄｔのピーク値を抑制するよ
うにした点にある。

即ち第５図の実施例でＵアームの素子Ｓｕを通して負荷
電流が流れており、当該素子Ｓｕを所定のＯＦＦゲート
信号でターンオフさせたものと仮想する。

このように素子Ｓｕをターンオフすると、第１図の回路
で詳述したように、素子Ｓｕの電流の減少を補なうべく
リアクトルＬｕを通して第１のサージ吸収回路のコンデ
ンサＣｕに充電電流が流れ、この充電電圧は第２図の破
線で示すカーフで上昇して行く。

充電電圧が直流電源電圧Ｅｄに達するとフライホイール
ダイオードＤｕを通して負荷電流が還元するようになっ
て、リアクトルＬｕ及び配線のインダクタンスに蓄えら
れたエネルギーが第１のサージ吸収回路のコンデンサＣ
ｕに移行して、コンデンサＣｕの充電電圧が直流電源電
圧値Ｅｄ以上に上昇しようとするが、かかる場合、本実
施例によればリアクトルＬｕさらには配線のインダクタ
ンスに蓄えられたエネルギーは、負荷電流がダイオード
Ｄｕ側へ流れようとする過渡期に新たに挿入したダイオ
ードＤ１が導通して、このダイオードＤ１ とリアク
トルＬｕの経路を通して上記エネルギーが還流し、この
還流経路で蓄えられたエネルギーは全て消費される。

従ってコンデンサＣｕの電圧が電源電圧値Ｅｄ以上に上
昇することは決してなく、素子ＳｕがＯＦＦしている期
間コンデンサ電圧は電源電圧値Ｅｄに保持されることに
なる。

かかる状態で再び素子ＳｕをＯＮしてＵアームへ負荷電
流を転流した場合、素子ＳｕがＯＮするとコンデンサＣ
ｕに蓄えられた充電電荷は当該素子Ｓｕを通してデスチ
ャージするが、この放電時に於て、本願によればコンデ
ンサＣｕと抵抗Ｒｕの放電時定数τを、上記したように
インバータの周波数ｆの逆数１／ｆ より小さな値と
なるように、Ｃｕ−Ｒｕ の定数を予じめ前以って規定
しであるので、素子Ｓｕが導通している期間に、コンデ
ンサＣｕの充電電荷は全て放電され素子Ｓｕの再消弧時
に充電電圧は零Ｖを呈している。

従って第４図で説明した第１図の従来装置の如くコンデ
ンサ電圧が初期値Ｅｏを呈して、ターンオフ時のｄｖ／
ｄｔが素子に対して脅威となることは決してない。

なむ第５図の実施例でダイオードＤ１．Ｄ２に対して破
線で示すような抵抗を直列接続した場合でも、ダイオー
ドのみの回路例と同様に所期の目的を達成することがで
きるが、かかる場合、リアクトルと抵抗、ダイオードの
放電時定数を小さくしてリアクトルの効果を軽減しない
ように、各定数を選定すればよい。

以上の様に本発明に於てはＧＴＯ素子のターンオフ時の
ｄｖ／ｄｔ抑制は従来周知のサージ吸収回路に負わせ、
ｄｖ／ｄｔのピーク値の抑制は新たに設けた回路に負わ
せて、さらにサージ吸収回路のＣ−Ｒ放電時定数とイン
バータ周波数との関係はある規制された関係になる様に
考慮したものであるから以下に示す如く種々の効果を奏
すものである。

■ ｄｖ／ｄｔの抑制とそのピーク値とは分離して行な
う様にしているので、最も効果的なサージ抑制ができ特
に高周波用には最適なものである。

■ スイッチング損失等に基因する素子の破壊は完全に
防止できるので、特に振動負荷等、不安定な回路でも安
定に運転でき信頼性の高い装置が実現できる。

■ ｄｖ／ｄｔのピーク値抑制として新たに回路を附加
するにしても、回路構成は極力簡素化しであるのでコス
ト面で非常に有利な装置を実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はゲートターンオフサイリスタを適用した代表的
なインバータの回路例、第２図はそのゲートターンオフ
サイリスタのＯＦＦ時の電圧−電流波形図、第３図Ａは
従来回路例に於けるゲートターンオフサイリスタのＯＮ
時の負荷電流、ＣＲ放重重電流び素子電圧、素子を流れ
る電流との関係を示す電圧−電流波形図、第３図Ｂは従
来回路例に於けるゲートターンオフサイリスタのＯＮ時
のコンデンサ電圧とインバータ周波数との対応関係を示
す図、第４図は従来回路例に於けるＣＲＲ電時定数に比
しインバータ周波数が小さい場合のコンデンサチャージ
電圧を示す電圧波形図、第５図は本発明による一実施例
を示す具体的な回路図。 １．２はサージ抑制回路、Ｌｕ−Ｌｗ、Ｌｘ〜Ｌｚはり
アクドル、Ｓｕ〜Ｓｗ、５ｘ−８ｚ はゲートターンオ
フサイリスタ、Ｃはコンデンサ、Ｒは抵抗、Ｄはダイオ
ード、Ｅｄは直流電源。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 正極側リアクトル−第１のゲートターンオフサイリ
   スター第２のゲートターンオフサイリスタ負極側リアク
   トルを直列接続してなるアームを複数組並列接続して、
   これら各アームの第１のゲートターンオフサイリスタと
   第２のゲートターンオフサイリスタとの各橋絡点より負
   荷を取出すブリッジインバータで、各ゲートターンオフ
   サイリスタの端子間にコンデンサー抵抗〜ダイオードよ
   りなる第１のサージ吸収回路を並列接続して、この回路
   でターンオフ時のｄｖ／ｄｔを抑制し、且つ上記正極側
   、負極側のりアクドルでターンオン時のｄｉ／ｄｔを抑
   制してインバータを保護するようにしたものに於て、上
   記各アームの正極側リアクトルと負極側リアクトルにそ
   れぞれダイオードよりなる第２のサージ吸収回路を並列
   接続して、この回路でターンオフ時のｄｖ／ｄｔのピー
   ク値を制御するようにしたことを特徴とするゲートター
   ンオフサイリスタを適用したインバータの保護方法。 ２ 第２のサージ吸収回路のダイオードに抵抗を直列接
   続するようにした、特許請求の範囲第１項記載のゲート
   ターンオフサイリスタを適用したインバータの保護方法
   。 ３ ターンオフ時のｄｖ／ｄｔを抑制する第１のサージ
   吸収回路のコンデンサー抵抗の放電時定数τと、インバ
   ータの周波数ｆとの関係を、τ〈−の関係を満足するよ
   うに放電時定数τの定数を選定するようにした、特許請
   求の範囲第１項ないし第２項記載のゲートターンサイリ
   スタを適用したインバータの保護方法。