TW201946359A - 高電壓增益之直流電源轉換器 - Google Patents

Abstract

本發明係有關於一種高電壓增益之直流電源轉換器，其主要係令轉換器達成達到高電壓增益，但轉換器不必操作在極大的開關導通比，且轉換器採用交錯式操作，使得兩相分支電流漣波相消，降低輸入電流漣波的大小，並讓功率開關電壓應力遠低於輸出電壓，因此可使用額定電壓低且導通電阻較小的MOSFET，降低導通損失，又令耦合電感的漏電感減緩輸出二極體的反向恢復損失問題，而且漏電感能量能夠轉移到輸出端而提高效率，也能避免開關的電壓突波問題。

Description

高電壓增益之直流電源轉換器

本發明係有關於一種高電壓增益之直流電源轉換器，尤其是指一種令轉換器達成達到高升壓比，但轉換器不必操作在極大的開關導通比，且轉換器採用交錯式操作，具有電流漣波相消作用，降低輸入電流漣波，並讓功率開關電壓應力遠小於輸出電壓，達到開關低電壓應力之特性，又令輸出二極體無反向恢復損失問題，可提高轉換效率，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。

按，臺灣自有能源匱乏，98%依賴進口，化石能源依存度高，面對2015年立法通過「溫室氣體減量及管理法」與因應聯合國氣候變化綱要公約第21次締約方大會［COP21］通過之「巴黎協定」［Paris Agreement］等溫室氣體減量相關規範，我國必須順應這波能源轉型浪潮，掌握綠色成長的契機。

目前在開發中國家經濟持續發展之下，全球能源需求量增加，特別是石化能源的需求大增，國際石油價格不斷攀升，因而能源價格普遍上漲，石化能源的大量消耗，排碳量增加，造成全球氣候異常變化，為避免石化能源過度使用，世界各國政府都積極地尋找替代能源，而再生能源的應用為最為廣泛。再生能源包含有太陽能、風力能、水力能、地熱能、潮汐能、生質能及燃料電池等，其中以太陽能發電系統、燃料電池發電系統及風力發電系統的技術最為成熟。

其中，相較於傳統的電力系統，分散式發電系統［distributed generation system］有許多優勢。分散式發電系統由於多設置於電力需求所在地［On-site production］，可減少電力輸配損失和成本［電力輸配成本約占總電力成本的30%］，並可延緩電網電力傳輸負荷成長，延後電力輸配電系統升級或增建的時程。和集中式電廠相比，燃料電池、生質能或燃油發電機等分散式發電系統在發電過程中所產生的廢熱可透過結合熱電共生系統［CHP, Combined Heat and Power］，提高系統整體效能。供電中斷時，分散式發電系統則可對家庭或鄰近區域，利用儲存電力在一定時間內持續供電。因此以分散式發電系統為基礎形成之區域型用電與電能管理型態勢必成為未來發展主流。

而分散式發電系統需要透過高升壓轉換器，讓再生能源所產生的電能匯入高直流電壓匯流排［high voltage DC bus］，此高直流電壓匯流排約為，再透過換流器［inverter］的DC-AC電能轉換或與市電併聯以供應交流負載，亦或在後級使用DC-DC電能轉換以供應直流負載。因此可以應用在分散式發電系統中，以高電壓直流排為輸入電壓作DC-DC電能轉換的應用，例如作為電動機車或電動自行車的電池充電。

而以太陽能電池模組或以燃料電池為主的再生能源應用，由於太陽能電池模組與燃料電池所產生的輸出電壓是屬於低電壓，在實務應用上，為了達到分散式發電併網系統的需求，必須先將此低電壓利用高升壓DC-DC轉換器，升壓至高直流排電壓。例如：對於一個單相的電網系統而言，此高直流排電壓常為，以利全橋換流器［inverter］的DC-AC轉換。理論上，操作在極高開關導通比的傳統升壓型［boost］轉換器能夠得到高電壓增益，但是實務上受到寄生元件［例如：電感器的串聯等效電阻］的影響，電壓轉換比受限在約4到5倍以下，因此當電壓增益10倍以上的需求時，研發嶄新的高升壓轉換器拓樸是必要的。

請參閱第二十四圖現有之傳統升壓型轉換器電路示意圖所示，其中電感的等效串聯電阻為，當考慮理想元件且操作在連續導通模式［CCM］模式時，理想上其輸出電壓增益，如(1)式，電壓增益完全決定於開關導通比［duty ratio］。

(1)

理論上傳統升壓型轉換器要得到高電壓增益，轉換器必須操作在極大開關導通比；但是實務上，由於功率開關之導通電阻、二極體之順向導通壓降和電感與電容之等效串聯電阻影響，當開關導通比趨近於1時，轉換效率將大幅度降低，導致輸出電壓不增反降。例如，且令，則電壓增益與轉換效率對開關導通比的表示式分別為(2)、(3)式。

(2)

(3)

將(2)、(3)式利用MATLAB畫出輸出電壓增益對開關導通比的關係曲線［請再參閱第二十五圖現有之傳統升壓型轉換器的輸出電壓增益對開關導通比的關係曲線示意圖所示］、及效率對開關導通比的關係曲線［請再參閱第二十六圖現有之傳統升壓型轉換器的效率對開關導通比的關係曲線示意圖所示］可知，當傳統升壓型轉換器操作在極大開關導通比時，轉換器電壓增益是有所限制的，而且轉換效率不佳。另外，傳統升壓型轉換器操作在極大開關導通比時會產生以下問題：1.會產生很大的輸入電流漣波；2.二極體的反向恢復損失相當大，在太陽能光電系統中，將使得太陽能電池模組輸出端的電解電容數量必須增加；3.在燃料電池再生能源應用系統中，將減少燃料電池的使用壽命。

為了適合高功率應用及降低輸入電流漣波的特性，發展出交錯式升壓型轉換器，請參閱第二十七圖現有之交錯式升壓型轉換器電路示意圖所示，交錯式升壓型轉換器可有效地降低輸入電流漣波及元件電流應力，但功率開關仍需承受高電壓應力，其導通損失會隨開關導通比增大而增加。因此研發交錯式DC-DC轉換器拓樸具有高升壓特性，但是不必操作在極大開關導通比，改善二極體的反向恢復損失問題，是重要的考量。

一般而言，交錯式升壓型轉換器之功率開關需承受高電壓應力，由於高耐壓的MOSFET，通常都具有高導通電阻的特性，故選用耐壓高的MOSFET導通損失也相對較高。因此在開關成本、導通電阻、耐壓限制與轉換效率的考量之下，研發高升壓DC-DC轉換，而功率開關具有低電壓應力，也是另一個重要的考量。

緣是，發明人有鑑於此，秉持多年該相關行業之豐富設計開發及實際製作經驗，針對現有之結構及缺失再予以研究改良，提供一種高電壓增益之直流電源轉換器，以期達到更佳實用價值性之目的者。

本發明之主要目的在於提供一種高電壓增益之直流電源轉換器，主要係令轉換器達成達到高升壓比，但轉換器不必操作在極大的開關導通比，且轉換器採用交錯式操作，具有電流漣波相消作用，降低輸入電流漣波，並讓功率開關電壓應力遠小於輸出電壓，達到開關低電壓應力之特性，又令輸出二極體無反向恢復損失問題，可提高轉換效率，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。

為令本發明所運用之技術內容、發明目的及其達成之功效有更完整且清楚的揭露，茲於下詳細說明之，並請一併參閱所揭之圖式及圖號：

首先，請參閱第一圖本發明之電路圖所示，本發明之轉換器（１）主要係於輸入電壓之正極分別連接有第一耦合電感第一繞組之第一端及第二耦合電感第一繞組之第一端，該輸入電壓之負極進行接地，於該第一耦合電感第一繞組之第二端分別連接有第一功率開關之第一端及第一箝位二極體之正極，於該第二耦合電感第一繞組之第二端分別連接有第二功率開關之第一端及第二箝位二極體之正極，該第一功率開關之第二端及該第二功率開關之第二端皆進行接地，該第一箝位二極體之負極與該第二箝位二極體之負極分別連接箝位電容之第一端及第一耦合電感第二繞組之第一端與舉升二極體之正極，該箝位電容之第二端進行接地，該第一耦合電感第二繞組之第二端連接第二耦合電感第二繞組之第一端，該第二耦合電感第二繞組之第二端連接舉升電容之第一端，該舉升電容之第二端連接該舉升二極體之負極及輸出二極體之正極，該輸出二極體之負極分別連接有輸出電容之第一端、第一切換電容之第一端及第二切換二極體之正極，該輸出電容之第二端進行接地，該第一切換電容之第二端連接第一耦合電感第三繞組之第一端及第二切換電容之第一端，該第一耦合電感第三繞組之第二端連接第二耦合電感第三繞組之第一端，該第二切換二極體之負極連接該第二耦合電感第三繞組之第二端及第一切換二極體之正極，該第一切換二極體之負極及該第二切換電容之第二端連接負載之正極，而該負載之負極則進行接地。

請再一併參閱第二圖本發明之等效電路圖所示，令該第一耦合電感第一繞組、第二繞組、第三繞組構成匝數：：之理想變壓器，令該第二耦合電感第一繞組、第二繞組、第三繞組構成匝數：：之理想變壓器，且於該第一耦合電感第一繞組包含有第一磁化電感及第一漏電感，並於該第二耦合電感第一繞組包含有第二磁化電感及第二漏電感。

使得令該該第一耦合電感第一繞組及該第二耦合電感第一繞組係以並聯連接分擔總輸入電流，配合該第一功率開關及該第二功率開關之交錯式操作，以降低輸入電流的電流漣波；該第一耦合電感第二繞組、該第二耦合電感第二繞組串聯連接結合該舉升二極體及該舉升電容係組成倍壓舉升單元；而該第一耦合電感第三繞組及該第二耦合電感第三繞組串聯連接，搭配該第一切換二極體、該第二切換二極體及該第一切換電容、該第二切換電容組成倍壓疊加單元，疊加在該輸出電容的上方，以該輸出電容、該第一切換電容和該第二切換電容的電壓疊加成輸出電壓，以增加電壓增益。

而該轉換器（１）在使用過程中，為了達到高升壓性能，開關導通比大於0.5，為了降低輸入電流漣波，該第一功率開關和該第二功率開關以相差半切換週期的交錯式操作。因此兩個開關操作在三種狀態：(1)ON且ON；(2)ON且OFF；(3)OFF且ON。穩態分析時，根據各功率開關及各二極體的ON/OFF狀態，該轉換器（１）在一個切換週期內可分成8個操作階段，假設：

1.功率半導體元件［各功率開關及各二極體］均為理想，即導通壓降為零。

2.該輸出電容、該第一切換電容和該第二切換電容夠大，忽略電壓漣波，使得該輸出電容之電壓、該第一切換電容之電壓和該第二切換電容之電壓可視為定電壓，因此輸出電壓可視為常數。

3.該第一耦合電感與該第二耦合電感的匝數比相等()，且該第一磁化電感與該第二磁化電感之電感值相等()，該第一漏電感與該第二漏電感之電感值相等()，磁化電感遠大於漏電感，該第一耦合電感與該第二耦合電感的耦合係數。

4.該第一耦合電感之該第一磁化電感與該第二耦合電感之該第二磁化電感的電流操作在連續導通模式［Continuous Conduction Mode,CCM］。

其各線性階段線性等效電路以及主要元件波形如下所示，請再一併參閱第三圖本發明之主要元件穩態波形圖所示：

第一階段［］：［第一功率開關：OFF→ON、第二功率開關：ON、輸出二極體：ON、第一切換二極體：ON、第一箝位二極體：OFF、第二箝位二極體：OFF、舉升二極體：OFF、第二切換二極體：OFF］：請再一併參閱第四圖本發明之第一操作階段等效電路圖所示，在，該第一功率開關由OFF切換成ON，且該第二功率開關仍保持ON。該第一漏電感之電流上升，當該第一漏電感之電流小於該第一磁化電感之電流時［］，該第一磁化電感所儲存的能量持續傳送至該第一耦合電感第二繞組及該第一耦合電感第三繞組。該輸出二極體及該第一切換二極體保持導通。該第一箝位二極體、該第二箝位二極體、該第一舉升二極體、該第二切換二極體均為逆向偏壓而轉變為OFF，通過該輸出二極體及該第一切換二極體的電流下降速率受到該第一漏電感與該第二漏電感的控制，這緩和了該輸出二極體及該第一切換二極體反向恢復問題。當，該第一漏電感之電流上升至等於該第一磁化電感之電流時［］，該輸出二極體之電流及該第一切換二極體之電流下降至0，該輸出二極體及該第一切換二極體自然轉態為OFF，本階段結束。本階段中該第一箝位二極體電壓、該第二箝位二極體電壓、該舉升二極體電壓和該第二切換二極體電壓分別為：

(4)

(5)

(6)

(7)

第二階段［］：［第一功率開關：ON、第二功率開關：ON、輸出二極體：ON→OFF、第一切換二極體：ON→OFF、第一箝位二極體：OFF、第二箝位二極體：OFF、舉升二極體：OFF、第二切換二極體：OFF］：請再一併參閱第五圖本發明之第二操作階段等效電路圖所示，在，該輸出二極體及該第一切換二極體轉態為OFF，所有二極體均為逆向偏壓而OFF，該第一功率開關及該第二功率開關皆保持為ON。該輸入電壓跨於兩個耦合電感的初級側，該第一磁化電感、該第一漏電感、該第二磁化電感、該第二漏電感皆受到該輸入電壓進行充電，該第一漏電感之電流和該第二漏電感之電流線性上升，斜率均為，從能量觀點而言，兩個耦合電感的初級側在本階段作儲存能量。當，該第二功率開關切換成OFF時，本階段結束。本階段中：

(8)

(9)

(10)

(11)

(12)

第三階段［］：［第一功率開關：ON、第二功率開關：ON→OFF、輸出二極體：OFF、第一切換二極體：OFF、第一箝位二極體：OFF、第二箝位二極體：OＮ、舉升二極體：ON、第二切換二極體：ON］：請再一併參閱第六圖本發明之第三操作階段等效電路圖所示，在，該第二功率開關切換成OFF時，該第二漏電感之電流的連續性使得該第二箝位二極體轉態為ON，該第二漏電感之電流流經該第二箝位二極體對該箝位電容充電。該第二磁化電感所儲存的能量以返馳式模式傳送能量至該第二耦合電感第二繞組及該第二耦合電感第三繞組，使得該舉升二極體及該第二切換二極體轉態為ON，該舉升二極體之電流及該第二切換二極體之電流分別對該舉升電容及該第一切換電容充電。該第一功率開關仍保持為ON，通過該第一功率開關的電流增加，該第二漏電感之電流線性下降。當，該第二漏電感儲存的能量釋放完畢，即該第二漏電感之電流為0［］，該第二箝位二極體自然轉態成OFF時，本階段結束。由於流經該第二箝位二極體的電流先降至0，該第二箝位二極體才轉變成OFF，因此該第二箝位二極體沒有反向恢復損失問題。本階段中：

(12)

(13)

(14)

(15)

第四階段［］：［第一功率開關：ON、第二功率開關：OFF、輸出二極體：OFF、第一切換二極體：OFF、第一箝位二極體：OFF、第二箝位二極體：ON→OFF、舉升二極體：ON、第二切換二極體：ON］：請再一併參閱第七圖本發明之第四操作階段等效電路圖所示，在，該第二漏電感能量完全釋放到箝位電容，該第二漏電感之電流降為0［］，該第二箝位二極體自然轉態成OFF。該第二磁化電感之電流由該第二耦合電感第一繞組反射到該第二耦合電感第二繞組及該第二耦合電感第三繞組，該舉升二極體之電流及該第二切換二極體之電流分別對該舉升電容及該第一切換電容充電。此階段流過該第一功率開關的電流。當，該第二功率開關切換成ON時，本階段結束。

第五階段［］：［第一功率開關：ON、第二功率開關：OFF→ON、輸出二極體：OFF、第一切換二極體：OFF、第一箝位二極體：OFF、第二箝位二極體：OFF、舉升二極體：ON、第二切換二極體：ON］：請再一併參閱第八圖本發明之第五操作階段等效電路圖所示，在，該第二功率開關切換成ON，且該第一功率開關仍保持為ON。該第二漏電感之電流上升，當該第二漏電感之電流小於該第二磁化電感之電流時［］，該第二磁化電感所儲存的能量藉由變壓器功能持續傳送至該第二耦合電感第二繞組及該第二耦合電感第三繞組。因此該舉升二極體及該第二切換二極體仍保持如前一階段的導通狀態。該第一箝位二極體、該第二箝位二極體、該第一切換二極體、該輸出二極體均為逆向偏壓而OFF，該舉升二極體及該第二切換二極體電流的下降速率受到該第一漏電感與該第二漏電感的控制，因此緩和該舉升二極體及該第二切換二極體的反向恢復問題。當，該第二漏電感之電流上升至等於該第二磁化電感之電流時［］，該舉升二極體之電流及該第二切換二極體之電流下降至0，該舉升二極體及該第二切換二極體轉態成OFF時，本階段結束。本階段中該第一箝位二極體電壓、該第二箝位二極體電壓、該輸出二極體電壓和該第一切換二極體電壓分別為：

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(19)

第六階段［］：［第一功率開關：ON、第二功率開關：ON、輸出二極體：OFF、第一切換二極體：OFF、第一箝位二極體：OFF、第二箝位二極體：OFF、舉升二極體：ON→OFF、第二切換二極體：ON→OFF］：請再一併參閱第九圖本發明之第六操作階段等效電路圖所示，在，該舉升二極體和該第二切換二極體轉態為OFF，所有二極體均為逆向偏壓而OFF，該第一功率開關及該第二功率開關皆為ON。該輸入電壓跨於兩個耦合電感的初級側，該第一磁化電感、該第一漏電感、該第二磁化電感、該第二漏電感皆受到該輸入電壓進行充電，該第一漏電感之電流和該第二漏電感之電流線性上升，斜率均為，從能量觀點而言，兩個耦合電感的初級側在本階段作儲存能量。當，該第一功率開關切換成OFF時，本階段結束。本階段中：

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(21)

(22)

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(24)

第七階段［］：［第一功率開關：ON→OFF、第二功率開關：ON、輸出二極體：ON、第一切換二極體：ON、第一箝位二極體：ON、第二箝位二極體：OFF、舉升二極體：OFF、第二切換二極體：OFF］：請再一併參閱第十圖本發明之第七操作階段等效電路圖所示，在，該第一功率開關切換成OFF時，該第一漏電感之電流的連續性使得該第一箝位二極體轉態為ON，第一漏電感之電流流經該第一箝位二極體對該箝位電容充電，該第一磁化電感以返馳式模式傳送至該第一耦合電感第二繞組及該第一耦合電感第三繞組，使得該輸出二極體及該第一切換二極體轉態為ON，該第一切換二極體之電流對該第二切換電容充電，該輸出二極體之電流對該舉升電容放電。該第二功率開關保持為ON，此時該第一漏電感之電流呈線性下降。當，該第一漏電感儲存的能量完全釋放完畢，即電流＝0，該第一箝位二極體轉態成OFF時，本階段結束。由於流經該第一箝位二極體的電流先降至0，該第一箝位二極體轉態成OFF，因此該第一箝位二極體沒有反向恢復損失問題。本階段中：

(25)

(26)

(27)

(28)

第八階段［］：［第一功率開關：OFF、第二功率開關：ON、輸出二極體：ON、第一切換二極體：ON、第一箝位二極體：ON→OFF、第二箝位二極體：OFF、舉升二極體：OFF、第二切換二極體：OFF］：請再一併參閱第十一圖本發明之第八操作階段等效電路圖所示，在，此時該第一漏電感的能量完全釋放完了，通過該第一漏電感的電流降為0，該第一箝位二極體轉態成OFF。該第一磁化電感之電流由該第一耦合電感第一繞組反射到該第一耦合電感第二繞組及該第一耦合電感第三繞組，該輸出二極體之電流對該輸出電容充電，該第一切換二極體之電流對該第二切換電容充電。此階段流過該第二功率開關的電流。當，該第一功率開關切換成ON時，本階段結束，進入下一個切換週期。

以下進行該轉換器（１）穩態特性分析：

電壓增益：

根據上述動作分析結果，推導穩態下之電壓增益，為了簡化分析，忽略電容電壓漣波、各二極體及各開關導通壓降。從第一階段到第六階段，第一功率開關為ON，此六階段的總時間為，第一磁化電感電壓

(29)

在第七階段與第八階段，第一功率開關為OFF，此兩階段的總時間，第一磁化電感電壓

(30)

由於穩態時，電感器滿足伏秒平衡定理［volt-second balance principle］，即電感器在一個切換週期的平均電壓為零，因此

(31)

整理可得箝位電容電壓

(32)

在第三階段中，可知

(33)

(34)

接著，由第三階段，利用克希荷夫電壓定律可求得

(35)

(36)

將(32)式的結果代入(35)式和(36)式，可得舉升電容電壓及第一切換電容電壓

(37)

(38)

在第七階段中，可知

(39)

(40)

接著，由第七階段，利用克希荷夫電壓定律可求得

(41)

將(32)式的結果代入(41)式，整理可得第二切換電容電壓

(42)

同理，由第七階段，利用克希荷夫電壓定律可求得

(43)

將(32)式的結果代入(43)式，整理可得輸出電容電壓

(44)

在第二和六階段中，可求得

(45)

因此該轉換器（１）的電壓增益可表示為

(46)

在不同耦合係數下、電壓增益與開關導通比的關係曲線，即如第十二圖本發明之不同耦合係數下、電壓增益與開關導通比的關係曲線圖所示，可知：耦合係數k 對電壓增益的影響非常小。如果忽略耦合電感中的漏電感，則耦合係數等於1。當耦合係數k =1，理想的電壓增益為

(47)

從(46)式可知該轉換器（１）的電壓增益具有耦合電感匝數比和開關導通比兩個設計自由度。該轉換器（１）可藉由適當設計耦合電感的匝數比，達到高升壓比，而不必操作在極大的開關導通比。對應於不同的耦合電感匝數比和開關導通比的電壓增益曲線，請參閱第十三圖本發明之不同耦合電感匝數比之電壓增益與開關導通比曲線圖所示，可知當開關導通比、匝數比時，電壓增益為12.5倍；當開關導通比、匝數比時，電壓增益為32.5倍。

開關及二極體電壓應力分析：

為了簡化分析，忽略電容電壓漣波、二極體導通壓降及耦合電感的漏電感，即假設耦合係數。由第三階段及第七階段可知，該第一功率開關和該第二功率開關的電壓應力為

(48)

開關電壓應力只有輸出電壓的倍，遠低於輸出電壓，可使用低額定電壓的MOSFET，具有低導通電阻，可降低導通損失和成本。

從電路動作分析的第三階段和第七階段可知，該第一箝位二極體、該第二箝位二極體的電壓應力可表示為

(49)

該舉升二極體的電壓應力可表示為

(50)

該第一切換二極體、該第二切換二極體的電壓應力可表示為

(51)

(52)

該輸出二極體的電壓應力可表示為

(53)

將功率開關與二極體的電壓應力對輸出電壓規一化［normalized］和耦合電感匝數比的曲線，請參閱第十四圖本發明之功率開關與二極體的電壓應力和耦合電感匝數比之曲線圖所示。

依據上述電路動作分析結果，使用IsSpice模擬軟體及實作結果驗證。設定該轉換器（１）之相關參數為：輸入電壓、輸出電壓、最大輸出功率、切換頻率50kHz，耦合電感匝數比；以下以模擬波形與實作結果檢驗該轉換器（１）的特點［請再一併參閱第十五圖本發明之模擬電路示意圖所示］：

Ａ.高電壓增益：輸入電壓、輸出電壓、驅動信號和

請再一併參閱第十六圖本發明之滿載的驅動信號、輸入電壓與輸出電壓模擬波形圖所示，根據(46)式，開關導通比的理論值為0.55，而實作的開關導通比大約，該轉換器（１）有11倍之電壓增益。驗證高電壓增益，該轉換器（１）不必操作在極大開關導通比。

Ｂ.開關低電壓應力：開關跨壓、開關跨壓、驅動信號和

請再一併參閱第十七圖本發明之滿載的開關驅動信號與跨壓模擬波形圖所示，當轉換器時，第一功率開關、第二功率開關電壓應力皆僅約為。驗證該轉換器（１）之第一功率開關、第二功率開關具有低電壓應力之優點。

C.電感電流漣波相消：輸入電流、漏電感電流和

請再一併參閱第十八圖本發明之滿載的電感電流漣波相消模擬波形圖所示，該轉換器（１）採輸入並聯之架構，兩個耦合電感分擔了輸入電流，波形中的平均電流，第一個耦合電感電流的平均值，而第二個耦合電感電流的平均值，幾乎達到均流特性。漏電感電流與的漣波電流大小分別為及，藉由交錯式操作，電流漣波相消，使得輸入電流的漣波電流僅約為，驗證交錯式操作具有降低輸入電流漣波作用。

D.箝位二極體反向恢復損失問題：二極體電流與、電壓與

請再一併參閱第十九圖本發明之滿載的二極體與電壓及電流模擬波形圖所示，可知箝位二極體電流已經下降至0準位，第一箝位二極體和第二箝位二極體才轉態為OFF，因此可減緩二極體反向恢復損失問題。

E.舉升二極體及輸出二極體反向恢復損失問題：二極體電流與、電壓與

請再一併參閱第二十圖本發明之滿載的二極體與電壓及電流模擬波形圖所示，可知舉升二極體及輸出二極體電流已經下降至0準位，舉升二極體和輸出二極體才轉態為OFF，因此可減緩二極體反向恢復損失問題。

F.切換二極體反向恢復損失問題：二極體電流與、電壓與

請再一併參閱第二十一圖本發明之滿載的二極體與電壓及電流模擬波形圖所示，可知二極體電流已經下降至0準位，第一切換二極體和第二切換二極體才轉態為OFF，因此可減緩二極體反向恢復損失問題。

G.驗證箝位電容及舉升電容之電壓：電容電壓、

請再一併參閱第二十二圖本發明之滿載的箝位電容與舉升電容模擬波形圖所示，由(32)式及(37)式可算出當開關導通比的理論值時，箝位電容及舉升電容的理論值電壓，可知箝位電容及舉升電容電壓接近推導的理論值。

H.驗證輸出電容及切換電容之電壓：電容電壓、、

請再一併參閱第二十三圖本發明之滿載的輸出電容與切換電容、模擬波形圖所示，由(38)式、(42)式及(44)式可算出當開關導通比的理論值時，輸出電容電壓及切換電容電壓 、 之理論值分別為 、 ，可知輸出電容電壓及切換電容電壓均接近推導的理論值，並且亦滿足(45)式之輸出電壓。

結論：

由以上模擬波形得知，當時，具有以下特點：

1.Is-Spice模擬波形確實與轉換器電路分析的結果十分相符。

2.轉換器達到高升壓比，但轉換器不必操作在極大的開關導通比。

3.由開關跨壓波形可知，功率開關電壓應力遠小於輸出電壓，僅約為輸出電壓的，達到開關低電壓應力之特性。

4.轉換器採用交錯式操作，具有電流漣波相消作用，降低輸入電流漣波。

5.輸出二極體無反向恢復損失問題，可提高轉換效率。

故轉換器確實適用於高升壓、高功率及高效率之應用。

然而前述之實施例或圖式並非限定本發明之產品結構或使用方式，任何所屬技術領域中具有通常知識者之適當變化或修飾，皆應視為不脫離本發明之專利範疇。

綜上所述，本發明實施例確能達到所預期之使用功效，又其所揭露之具體構造，不僅未曾見諸於同類產品中，亦未曾公開於申請前，誠已完全符合專利法之規定與要求，爰依法提出發明專利之申請，懇請惠予審查，並賜准專利，則實感德便。

（１）‧‧‧轉換器

第一圖：本發明之電路圖

第二圖：本發明之等效電路圖

第三圖：本發明之主要元件穩態波形圖

第四圖：本發明之第一操作階段等效電路圖

第五圖：本發明之第二操作階段等效電路圖

第六圖：本發明之第三操作階段等效電路圖

第七圖：本發明之第四操作階段等效電路圖

第八圖：本發明之第五操作階段等效電路圖

第九圖：本發明之第六操作階段等效電路圖

第十圖：本發明之第七操作階段等效電路圖

第十一圖：本發明之第八操作階段等效電路圖

第十二圖：本發明之不同耦合係數下、電壓增益與開關導通比的關係曲線圖

第十三圖：本發明之不同耦合電感匝數比之電壓增益與開關導通比曲線圖

第十四圖：本發明之功率開關與二極體的電壓應力和耦合電感匝數比之曲線圖

第十五圖：本發明之模擬電路示意圖

第十六圖：本發明之滿載的驅動信號、輸入電壓與輸出電壓模擬波形圖

第十七圖：本發明之滿載的開關驅動信號與跨壓模擬波形圖

第十八圖：本發明之滿載的電感電流漣波相消模擬波形圖

第十九圖：本發明之滿載的二極體與電壓及電流模擬波形圖

第二十圖：本發明之滿載的二極體與電壓及電流模擬波形圖

第二十一圖：本發明之滿載的二極體與電壓及電流模擬波形圖

第二十二圖：本發明之滿載的箝位電容與舉升電容模擬波形圖

第二十三圖：本發明之滿載的輸出電容與切換電容、模擬波形圖

第二十四圖：現有之傳統升壓型轉換器電路示意圖

第二十五圖：現有之傳統升壓型轉換器的輸出電壓增益對開關導通比的關係曲線示意圖

第二十六圖：現有之傳統升壓型轉換器的效率對開關導通比的關係曲線示意圖

第二十七圖：現有之交錯式升壓型轉換器電路示意圖

Claims (7)

1. 一種高電壓增益之直流電源轉換器，其主要係令轉換器於輸入電壓之正極分別連接有第一耦合電感第一繞組之第一端及第二耦合電感第一繞組之第一端，該輸入電壓之負極進行接地，於該第一耦合電感第一繞組之第二端分別連接有第一功率開關之第一端及第一箝位二極體之正極，於該第二耦合電感第一繞組之第二端分別連接有第二功率開關之第一端及第二箝位二極體之正極，該第一功率開關之第二端及該第二功率開關之第二端皆進行接地，該第一箝位二極體之負極與該第二箝位二極體之負極分別連接箝位電容之第一端及第一耦合電感第二繞組之第一端與舉升二極體之正極，該箝位電容之第二端進行接地，該第一耦合電感第二繞組之第二端連接第二耦合電感第二繞組之第一端，該第二耦合電感第二繞組之第二端連接舉升電容之第一端，該舉升電容之第二端連接該舉升二極體之負極及輸出二極體之正極，該輸出二極體之負極分別連接有輸出電容之第一端、第一切換電容之第一端及第二切換二極體之正極，該輸出電容之第二端進行接地，該第一切換電容之第二端連接第一耦合電感第三繞組之第一端及第二切換電容之第一端，該第一耦合電感第三繞組之第二端連接第二耦合電感第三繞組之第一端，該第二切換二極體之負極連接該第二耦合電感第三繞組之第二端及第一切換二極體之正極，該第一切換二極體之負極及該第二切換電容之第二端連接負載之正極，而該負載之負極則進行接地。
2. 如申請專利範圍第１項所述高電壓增益之直流電源轉換器，其中，該第一耦合電感第一繞組、第二繞組、第三繞組構成匝數：：之理想變壓器。
3. 如申請專利範圍第１項所述高電壓增益之直流電源轉換器，其中，該第二耦合電感第一繞組、第二繞組、第三繞組構成匝數：：之理想變壓器。
4. 如申請專利範圍第１項所述高電壓增益之直流電源轉換器，其中，該第一耦合電感第一繞組包含有第一磁化電感及第一漏電感。
5. 如申請專利範圍第１項所述高電壓增益之直流電源轉換器，其中，該第二耦合電感第一繞組包含有第二磁化電感及第二漏電感。
6. 如申請專利範圍第１項所述高電壓增益之直流電源轉換器，其中，該第一耦合電感第二繞組、該第二耦合電感第二繞組串聯連接結合該舉升二極體及該舉升電容係組成倍壓舉升單元。
7. 如申請專利範圍第１項所述高電壓增益之直流電源轉換器，其中，該第一耦合電感第三繞組及該第二耦合電感第三繞組串聯連接，搭配該第一切換二極體、該第二切換二極體及該第一切換電容、該第二切換電容組成倍壓疊加單元。