JP2013085448A - スイッチング電源装置と、それを用いたインバータ、コンバータ、エアーコンディショナー、ソーラーパワーコントローラ、および自動車 - Google Patents

スイッチング電源装置と、それを用いたインバータ、コンバータ、エアーコンディショナー、ソーラーパワーコントローラ、および自動車 Download PDF

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Abstract

【課題】高効率で低コストのスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】このインバータは、高耐圧トランジスタ１，３，５，７と低耐圧トランジスタ２，４，６，８を備える。トランジスタ１〜８は、それぞれ寄生ダイオード１ａ〜８ａを含む。たとえば、トランジスタ１，３，５，７のゲートにしきい値電圧よりも高い電圧を印加し、トランジスタ２，８をオフさせ、トランジスタ６をオンさせ、トランジスタ４をオン／オフさせる。高耐圧トランジスタ１，３の寄生ダイオード１ａ，３ａにはほとんど電流は流れないので、高耐圧トランジスタ１，３のリカバリ電流は小さい。
【選択図】図２

Description

この発明はスイッチング電源装置に関し、特に、スイッチング損失が小さなスイッチング電源装置と、それを用いたインバータ、コンバータ、エアーコンディショナー、ソーラーパワーコントローラ、および自動車に関する。
従来より、インバータでは、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードを還流ダイオード（Free Wheeling Diode)として用いる場合がある。この場合、寄生ダイオードに順方向の電流が還流しているときに、その寄生ダイオードに逆方向の電源電圧が印加されると、その寄生ダイオードにリカバリ電流（逆回復電流）が流れ、大きなスイッチング損失が発生する。
特許文献１には、リカバリ電流が流れるのを防止するため、高電圧側のノードとＭＯＳトランジスタのドレインとの間に逆流防止ダイオードを順方向に接続するとともに、ＭＯＳトランジスタのソースと高電圧側のノードとの間に順方向に還流ダイオードを接続する方法が開示されている。
また特許文献２には、リカバリ電流が流れるのを防止するため、高電圧側のノードと低電圧側のノードとの間に２つのＭＯＳトランジスタを直列接続し、低電圧側のノードと高電圧側のノードとの間に高耐圧の還流ダイオードを順方向に接続する方法が開示されている。
特開平７−２６４８７６号公報 特開２０１０−２９０１９号公報
しかし、特許文献１では、逆流防止ダイオードで導通損失が発生すると言う問題がある。また、特許文献２では、２つのＭＯＳトランジスタと高耐圧の還流ダイオードを設けるので、コスト高になると言う問題がある。
それゆえに、この発明の主たる目的は、高効率で低コストのスイッチング電源装置と、それを用いたインバータ、コンバータ、エアーコンディショナー、ソーラーパワーコントローラ、および自動車を提供することである。
この発明に係るスイッチング電源装置は、第１の電極が第１のノードに接続された第１のトランジスタと、第１の電極が第１のトランジスタの第２の電極に接続され、第２の電極が第２のノードに接続された第２のトランジスタとを備えたものである。第１および第２のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有する。第１のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、第２のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高い。このスイッチング電源装置は、さらに、第１のノードから第２のノードに電流を流す場合は、第１および第２のトランジスタをオンさせ、第２のノードから第１のノードに電流を流す場合は、第１のトランジスタをオンさせるとともに第２のトランジスタをオフさせる駆動回路を備える。したがって、高耐圧の第１のトランジスタの寄生ダイオードにはほとんど電流が流れないので、高耐圧の第１のトランジスタのリカバリ電流は小さい。また、一般に低耐圧の第２のトランジスタのリカバリ電流は、高耐圧トランジスタのリカバリ電流よりも小さい。よって、リカバリ電流を低減してスイッチング電源装置の高効率化を図ることができる。また、高耐圧の還流ダイオードを別途設ける必要がないので、スイッチング電源装置の低コスト化を図ることができる。
また、この発明に係る他のスイッチング電源装置は、第１の電極が第１のノードに接続された第１のトランジスタと、第１の電極が第１のトランジスタの第２の電極に接続され、第２の電極が第２のノードに接続された第２のトランジスタとを備えたものである。第１および第２のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有する。第１のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、第２のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高い。このスイッチング電源装置は、さらに、第１のノードから第２のノードに電流を流す場合は、第１および第２のトランジスタをオンさせ、第２のノードから第１のノードに電流を流す場合は、第１のトランジスタをオンさせるとともに、第２のノードから第１のノードに電流が流れ始めたときに第２のトランジスタをオンさせ、第２のノードから第１のノードに電流が流れなくなる前に第２のトランジスタをオフさせる駆動回路を備える。この場合は、同期整流を行なうので、さらに効率を高めることができる。
好ましくは、駆動回路は、第２のノードの電圧に第１のトランジスタのしきい値電圧を加算した電圧よりも高い電圧を第１のトランジスタの制御電極に与えて第１のトランジスタをオンさせる。この場合、第１のトランジスタの第１の電極と第２の電極間の電圧差をほぼ無くすことができるので、第１のトランジスタの寄生ダイオードに流れる電流を小さくして高耐圧の第１のトランジスタのリカバリ電流を減らす効果を最大限発揮することが可能となる。
また好ましくは、駆動回路は、第１のトランジスタの制御電極と第２のノードとの間に接続されたコンデンサと、カソードが第１のトランジスタの制御電極に接続され、アノードが第１のトランジスタのしきい値電圧よりも高い電圧を受けるダイオードとを含む。この場合は、スイッチング電源装置の動作時に第２のノードの電圧が変動しても、コンデンサによる容量カップリングにより、第１のトランジスタをオンさせるに十分な電位を第１のトランジスタの制御電極に与え続けることができるので、第１のトランジスタのリカバリ電流を確実に低減することができる。
また好ましくは、駆動回路は、スイッチング電源装置の動作時は第１のトランジスタをオンさせ、スイッチング電源装置の休止時は第１のトランジスタをオフさせる。この場合は、スイッチング電源装置の休止時には、第１のトランジスタがオフするので、安全性を高めることができる。
また好ましくは、駆動回路は、第１のトランジスタの制御電極と第２のノードとの間に接続されたコンデンサと、カソードが第１のトランジスタの制御電極に接続されたダイオードと、第１の電極が第１のトランジスタのしきい値電圧よりも高い電圧を受け、第２の電極がダイオードのアノードに接続された第３のトランジスタとを含み、スイッチング電源装置の動作時は第３のトランジスタをオンさせて第１のトランジスタをオンさせ、スイッチング電源装置の休止時は第３のトランジスタをオフさせて第１のトランジスタをオフさせる。この場合は、駆動回路の動作時には、第２のノードの電圧が変動しても、コンデンサによる容量カップリングにより、第１のトランジスタをオンさせるに十分な電位を第１のトランジスタの制御電極に与え続けることができる。一方、スイッチング電源装置の休止時には、第３のトランジスタがオフすることにより第１のトランジスタの制御電極に高い電圧が加わらなくなるとともに、コンデンサによる容量カップリングにより第１のトランジスタの制御電極の電位は第２のノードの電位に近づいたまま安定する。そのため、サージ等により第１のトランジスタが不正にオンすることを防ぐことができるため、安全性を更に高めることができる。
また好ましくは、さらに、電磁エネルギーの蓄積および放出を行なうためのコイルを備え、コイルの一方端子は第１または第２のノードに接続されている。この場合は、高効率のインバータやコンバータを実現することができる。
また好ましくは、さらに、第１および第２の巻線を含むトランスを備え、第１の巻線の一方端子は第１または第２のノードに接続されている。この場合は、高効率のインバータやコンバータを実現することができる。
また好ましくは、さらに、アノードが第２のトランジスタの第２電極に接続され、カソードが第２のトランジスタの第１電極に接続されたツェナーダイオードを備えている。この場合は、第１のトランジスタの第２電極および第２のトランジスタの第１電極の電位、すなわち中間電位が、第２のノードの電位に対して著しく上昇するのを防ぐことができる。すなわち、低耐圧である第２のトランジスタの第１および第２電極間の電位差を小さくすることができる。したがって、第２のトランジスタの信頼性を向上し、または第２のトランジスタの耐圧を低くすることによりリカバリ電流を小さくして、更にスイッチング電源装置の高効率化を図ることができる。
また、この発明に係るさらに他のスイッチング電源装置は、第１の電極が電源電圧のラインに接続された第１のトランジスタと、第１の電極が第１のトランジスタの第２の電極に接続され、第２の電極が出力ノードに接続された第２のトランジスタと、第１の電極が出力ノードに接続された第３のトランジスタと、第１の電極が第３のトランジスタの第２の電極に接続され、第２の電極が基準電圧のラインに接続された第４のトランジスタとを備えたものである。第１〜第４のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有する。第１のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、第２のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高い。第３のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、第４のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高い。このスイッチング電源装置は、さらに、電源電圧のラインから出力ノードに電流を流す場合は、第１および第２のトランジスタをオンさせ、出力ノードから電源電圧のラインに電流を流す場合は、第１のトランジスタをオンさせるとともに第２のトランジスタをオフさせ、出力ノードから基準電圧のラインに電流を流す場合は、第３および第４のトランジスタをオンさせ、基準電圧のラインから出力ノードに電流を流す場合は、第３のトランジスタをオンさせるとともに第４のトランジスタをオフさせる駆動回路を備える。この場合は、高効率のインバータを実現することができる。
好ましくは、駆動回路は、第１のトランジスタの制御電極と出力ノードとの間に接続されたコンデンサと、カソードが第１のトランジスタの制御電極に接続され、アノードが第３のトランジスタの制御電極に接続されたダイオードとを含む。ダイオードのアノードは、第１および第３のトランジスタの各々のしきい値電圧よりも高い電圧を受ける。この場合は、第１および第３のトランジスタをオンさせて、第１および第３のトランジスタの寄生ダイオードに流れる電流を小さくして、高耐圧の第１および第３のトランジスタのリカバリ電流を減らすことができる。更に、スイッチング電源装置の動作時に出力ノードの電圧が変動しても、コンデンサによる容量カップリングにより、第１のトランジスタをオンさせるに十分な電位を第１のトランジスタの制御電極に与え続けることができるので、第１のトランジスタのリカバリ電流を確実に低減することができる。
また、この発明に係るコンバータは、上記スイッチング電源装置を備え、直流電圧を昇圧または降圧する。
また、この発明に係るインバータは、上記スイッチング電源装置を備え、直流電力を交流電力に変換する。
また、この発明に係るエアーコンディショナーは、上記スイッチング電源装置を備える。
また、この発明に係るソーラーパワーコントローラは、上記スイッチング電源装置を備える。
また、この発明に係る自動車は、上記スイッチング電源装置を備える。
以上のように、この発明によれば、装置の高効率化と低コスト化を図ることができる。
この発明の実施の形態１によるインバータの構成を示す回路ブロック図である。 図１に示したインバータを用いた昇圧チョッパの構成を示す回路ブロック図である。 図１に示したインバータの効果を説明するためのタイムチャートである。 図１に示したインバータの効果を説明するための他のタイムチャートである。 この発明の実施の形態２による双方向チョッパの構成を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態３による三相モータ制御インバータの構成を示す回路ブロック図である。 図６に示した三相モータ制御インバータからモータに流れる電流を示すタイムチャートである。 この発明の実施の形態４によるプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路ブロック図である。
［実施の形態１］
本発明の実施の形態１によるインバータは、図１に示すように、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１〜１０、コンデンサ１１，１２、ダイオード１３，１４、ゲート電源１５，１６、およびゲートドライバ１７，１８を備える。トランジスタ１〜１０は、それぞれ寄生ダイオード１ａ〜１０ａを内蔵している。
寄生ダイオード１ａ〜１０ａのアノードはそれぞれ対応のトランジスタ１〜１０のソースに接続され、寄生ダイオード１ａ〜１０ａのカソードはそれぞれ対応のトランジスタ１〜１０のドレインに接続されている。
トランジスタ１，３，５，７の各々は、ソース−ドレイン間耐圧がたとえば６００Ｖの高耐圧トランジスタである。トランジスタ２，４，６，８の各々は、ソース−ドレイン間耐圧がたとえば３０Ｖの低耐圧トランジスタである。一般に低耐圧トランジスタ２，４，６，８のリカバリ電流は、高耐圧トランジスタ１，３，５，７のリカバリ電流よりも小さい。低耐圧トランジスタ２，４，６，８の寄生ダイオード２ａ，４ａ，６ａ，８ａの各々は、還流ダイオードとして動作する。
なお、トランジスタのソース−ドレイン間距離を長くすると、トランジスタのソース−ドレイン間耐圧が高くなる。また、トランジスタのチャネルの不純物濃度を低くすると、トランジスタのソース−ドレイン間耐圧が高くなる。また、寄生ダイオード中の不純物濃度を高くすると、少数キャリアのライフタイムが短くなってリカバリ電流は小さくなる。低耐圧トランジスタ２，４，６，８の不純物濃度は高耐圧トランジスタ１，３，５，７の不純物濃度よりも高いので、低耐圧トランジスタ２，４，６，８のリカバリ電流は高耐圧トランジスタ１，３，５，７のリカバリ電流よりも小さい。
トランジスタ１，５のドレインは、ともに電源電圧ＶＣＣを受ける。トランジスタ２，６のドレインはそれぞれトランジスタ１，５のソースに接続され、トランジスタ２，６のソースはそれぞれ出力ノードＮ１，Ｎ２に接続される。トランジスタ３，７のドレインはそれぞれ出力ノードＮ１，Ｎ２に接続される。トランジスタ４，８のドレインはそれぞれトランジスタ３，７のソースに接続され、トランジスタ４，８のソースはともに接地電圧ＧＮＤのラインに接続される。トランジスタ１，２は左上アームを構成し、トランジスタ３，４は左下アームを構成し、トランジスタ５，６は右上アームを構成し、トランジスタ７，８は右下アームを構成している。負荷１９は、出力ノードＮ１，Ｎ２間に接続される。
ダイオード１３のカソードは、トランジスタ１のゲートに接続される。トランジスタ９のソースは、ダイオード１３のアノードおよびトランジスタ３のゲートに接続される。ゲート電源１５の出力ノードは、トランジスタ９のドレインに接続される。ゲート電源１５は、高耐圧トランジスタ１，３（たとえば、しきい値電圧ＶＴＨ＝０．１〜７Ｖのエンハンスメント型トランジスタ）の各々のしきい値電圧ＶＴＨとダイオード１３の順方向降下電圧との和の電圧よりも高い直流電圧（たとえば、０．２〜５０Ｖ）を出力する。
ダイオード１４のカソードは、トランジスタ５のゲートに接続される。トランジスタ１０のソースは、ダイオード１４のアノードおよびトランジスタ７のゲートに接続される。ゲート電源１６の出力ノードは、トランジスタ１０のドレインに接続される。ゲート電源１６は、高耐圧トランジスタ５，７（たとえば、しきい値電圧ＶＴＨ＝０．１〜７Ｖのエンハンスメント型トランジスタ）の各々のしきい値電圧ＶＴＨとダイオード１４の順方向降下電圧との和の電圧よりも高い直流電圧（たとえば、０．２〜５０Ｖ）を出力する。
コンデンサ１１は、トランジスタ１のゲートと出力ノードＮ１との間に接続される。コンデンサ１２は、トランジスタ５のゲートと出力ノードＮ２との間に接続される。なお、コンデンサ１１は、出力ノードＮ１の電圧とゲート電源１５の出力電圧とを加算した電圧をトランジスタ１のゲートに印加するために設けられている。コンデンサ１２は、出力ノードＮ２の電圧とゲート電源１６の出力電圧とを加算した電圧をトランジスタ５のゲートに印加するために設けられている。例えば、出力ノードＮ１が接地電位にあるときは、ゲート電源１５の出力電位はトランジスタ９およびダイオード１３を介して高耐圧トランジスタ１のゲートに印加される。その後、出力ノードＮ１の電位が上昇しても、コンデンサ１１の容量カップリングにより、出力ノードＮ１と高耐圧トランジスタ１のゲートとの間の電位差は保たれる。同様に、出力ノードＮ２と高耐圧トランジスタ５のゲートとの間の電位差も、ゲート電源１６の出力電圧分に保たれる。
トランジスタ１〜４，９のゲートおよび出力ノードＮ１は、ゲートドライバ１７に接続される。トランジスタ５〜８，１０のゲートおよび出力ノードＮ２は、ゲートドライバ１８に接続される。ゲートドライバ１７，１８は、トランジスタ１〜１０のゲート電圧を制御してトランジスタ１〜１０をオン／オフ制御し、直流電源電圧ＶＣＣを交流電圧に変換して負荷１９に供給する。
次に、このインバータの動作について説明する。負荷１９に交流電力を供給する場合は、トランジスタ９，１０がオンされ、高耐圧トランジスタ１，３，５，７の各々のゲートに、高耐圧トランジスタ１，３，５，７のしきい値電圧ＶＴＨよりも高い直流電圧が印加される。この状態で、まず低耐圧トランジスタ２，８がオンされる。これにより、高耐圧トランジスタ１，７もオンし、電源電圧ＶＣＣのラインからトランジスタ１，２、負荷１９、およびトランジスタ７，８を介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流が流れ、負荷１９が誘導性負荷である場合は、負荷１９に電磁エネルギーが蓄えられる。
次に、低耐圧トランジスタ２，８がオフされる。負荷１９が誘導性負荷である場合は、負荷１９に蓄えられた電磁エネルギーにより、接地電圧ＧＮＤのラインから寄生ダイオード４ａ、トランジスタ３、負荷１９、寄生ダイオード６ａ、およびトランジスタ５を介して電源電圧ＶＣＣのラインに電流が還流する。
次いで、還流電流が無くなるタイミングで、低耐圧トランジスタ４，６がオンされる。これにより、高耐圧トランジスタ３，５もオンし、電源電圧ＶＣＣのラインからトランジスタ５，６、負荷１９、およびトランジスタ３，４を介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流が流れる。
次に、低耐圧トランジスタ４，６がオフされる。負荷１９が誘導性負荷である場合は、負荷１９に蓄えられた電磁エネルギーにより、接地電圧ＧＮＤのラインから寄生ダイオード８ａ、トランジスタ７、負荷１９、寄生ダイオード２ａ、およびトランジスタ１を介して電源電圧ＶＣＣのラインに電流が還流する。以下、同様にして、負荷１９に交流電力が供給される。
負荷１９への交流電力の供給を停止する場合は、トランジスタ９，１０がオフされ、トランジスタ１，３，５，７のゲートが「Ｌ」レベルにされてトランジスタ１，３，５，７がオフされる。また、トランジスタ２，４，６，８もオフ状態に固定される。なお、トランジスタ３，４のゲート間に１つのキャパシタを接続するとともに、トランジスタ７，８のゲート間にもう１つのキャパシタを接続してもよい。また、トランジスタ３，４のゲートに１つのダイオードのカソードおよびアノードをそれぞれ接続するとともに、トランジスタ７，８のゲートにもう１つのダイオードのカソードおよびアノードをそれぞれ接続してもよい。
ところで、このようなインバータでは、負荷１９に供給する電力を調整するため、左上アーム（トランジスタ１，２）をオンさせて右下アーム（トランジスタ７，８）をオン／オフさせるチョッピング動作と、右上アーム（トランジスタ５，６）をオンさせて左下アーム（トランジスタ３，４）をオン／オフさせるチョッピング動作とを交互に行なう場合がある。
逆に、右下アーム（トランジスタ７，８）をオンさせて左上アーム（トランジスタ１，２）をオン／オフさせるチョッピング動作と、左下アーム（トランジスタ３，４）をオンさせて右上アーム（トランジスタ５，６）をオン／オフさせるチョッピング動作とを交互に行なう場合もある。
このようなチョッピング動作を行なう場合、リカバリ電流が問題となる。そこで、図１で示したインバータを昇圧チョッパとして動作させ、リカバリ電流および損失を測定した。図２は、その昇圧チョッパの構成を示す回路ブロック図である。図２において、この昇圧チョッパでは、トランジスタ５のドレインに直流電源２０の出力電圧（１５０Ｖ）を印加し、出力ノードＮ１，Ｎ２間にコイル２１を接続した。また、トランジスタ１のドレインに出力端子２２を接続し、出力端子２２と接地電圧ＧＮＤのラインとの間に負荷２３とコンデンサ２４を並列接続した。
また、トランジスタ９，１０をオンさせ、高耐圧トランジスタ１，３，５，７の各々のゲートに、高耐圧トランジスタのしきい値電圧ＶＴＨよりも高い直流電圧を印加した。また、低耐圧トランジスタ２，８をオフさせ、低耐圧トランジスタ６をオンさせ、低耐圧トランジスタ４をオン／オフさせた。つまり、右上アームをオンさせ、左下アームをオン／オフさせた。
次に、この昇圧チョッパの動作について説明する。トランジスタ４をオンさせると、直流電源２０からトランジスタ５，６、コイル２１、およびトランジスタ３，４を介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流が流れ、コイル２１に電磁エネルギーが蓄積される。
このとき、右上アームでは直流電源２０から出力ノードＮ２に向けて（図２の下方向に）電流が流れており、トランジスタ５およびトランジスタ６は共にオン状態である。また、左下アームでは出力ノードＮ１から接地電圧ＧＮＤのラインに向けて（図２の下方向に）電流が流れており、トランジスタ３およびトランジスタ４は共にオン状態である。
次に、トランジスタ４をオフさせると、トランジスタ４に電流が流れなくなるが、コイル２１が電流を流し続けるため、トランジスタ３のソース電圧が上昇し、トランジスタ３がオフ状態になる。トランジスタ３，４がオフした後もコイル２１が電流を流し続けるため、トランジスタ２のソース電圧が上昇する。トランジスタ２のソース電圧の上昇とともにゲートドライバ１７からトランジスタ２のゲートに与えられる電圧も上昇し、トランジスタ２はオフ状態に維持される。トランジスタ２のソース電圧がドレイン電圧よりも高くなると、トランジスタ２のソースから寄生ダイオード２ａを介してトランジスタ２のドレインに還流電流が流れる。
このとき、トランジスタ１のソース電圧はトランジスタ２のソース電圧よりも低くなっている。また、トランジスタ１のゲート電圧は、コンデンサ１１の容量カップリングにより、トランジスタ２のソース電圧よりもゲート電源１５が発生する電圧だけ（例えば１２Ｖ）高い電圧が維持されているため、トランジスタ１はオン状態になっている。このため、トランジスタ１のチャネルに電流が流れ、寄生ダイオード１ａに流れる電流は小さく抑制される。また、トランジスタ３は、トランジスタ４のソース−ドレイン間電圧を降下させる電圧降下素子として働く。
このとき、直流電源２０からトランジスタ５，６、コイル２１、寄生ダイオード２ａおよびトランジスタ１を介して出力端子２２に電流が流れ、コイル２１の電磁エネルギーが解放される。
このとき、右上アームでは直流電源２０から出力ノードＮ２に向けて（図２の下方向に）電流が流れており、トランジスタ５およびトランジスタ６は共にオン状態である。また、左上アームでは出力ノードＮ１から出力端子２２に向けて（図２の上方向に）電流が流れており、トランジスタ１はオン状態であり、トランジスタ２はオフ状態である。
次に、トランジスタ４をオンさせると、トランジスタ４に電流が流れ、トランジスタ３のソース電圧が低下してトランジスタ３もオン状態になる。これにより、トランジスタ３，４がオンし、コイル２１の電流はトランジスタ３，４に流れはじめ、トランジスタ２のソース電圧が低下する。トランジスタ２のソース電圧がドレイン電圧よりも低下すると、トランジスタ２にリカバリ電流が流れ、それと同時にまたは続いてトランジスタ１にリカバリ電流が流れる。その後、トランジスタ２のソース電圧が十分に低下すると、直流電源２０からトランジスタ５，６、コイル２１、およびトランジスタ３，４を介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流が流れ、コイル２１に電磁エネルギーが蓄積される。このようにして、デューティ比が５０％の条件でトランジスタ４をオン／オフさせると、昇圧チョッパの出力電圧Ｖｏｕｔは約３００Ｖになった。
この昇圧チョッパの動作時に、トランジスタ３のドレイン電圧Ｖｄ（Ｖ）およびドレイン電流Ｉｄ（Ａ）を測定した。また、比較例として、各アームが高耐圧トランジスタのみで構成される従来の昇圧チョッパを作成した。比較例では、本実施の形態１と同じ高耐圧トランジスタを使用した。比較例の昇圧チョッパを実施の形態１と同様に動作させて、左下アームの高耐圧トランジスタのドレイン電圧Ｖｄ（Ｖ）およびドレイン電流Ｉｄ（Ａ）を測定した。
図３は、それらの測定結果を示す図である。その結果、本実施の形態１におけるリカバリ電流の電荷量は、比較例におけるリカバリ電流の電荷量の１／５に低減されることが分かった。なお、本明細書では、リカバリ電流が減少するという表現は、厳密にはリカバリ電流の電荷量が減少することを指している。図３では、本実施の形態１におけるリカバリ電流のピーク値は比較例におけるリカバリ電流のピーク値を超えている。しかしながら、リカバリ電流の時間積分、すなわちリカバリ電流の電荷量は、実施の形態１の方が圧倒的に少ない。また、図４は、スイッチング時における電力損失を示す図である。斜線を施した部分の面積が１回のスイッチングで発生する電力損失を示している。本実施の形態１における電力損失は、比較例における電力損失の１／８に低減されることが分かった。また、比較例におけるインバータ全体の損失は４．１％であったのに対し、本実施の形態１におけるインバータ全体の損失は１．３％に低減された。
このような結果が得られた理由は、次のように考えられる。すなわち、コイル２１からの還流電流が低耐圧トランジスタ２の寄生ダイオード２ａに流されるので、トランジスタ４がオンすると低耐圧トランジスタ２にリカバリ電流が流れるが、一般的に低耐圧トランジスタ２のリカバリ電流は、高耐圧トランジスタのリカバリ電流よりも小さい。また、本実施の形態１では、コイル２１からの還流電流が高耐圧トランジスタ１のチャネルに流され、寄生ダイオード１ａに流れる電流は小さいので、高耐圧トランジスタ１のリカバリ電流は小さい。言い換えれば、左上アームに出力ノードＮ１から出力端子２２に向けて（図２の上方向に）電流を流す際にトランジスタ１をオン状態としていたため、寄生ダイオード１ａに流れる電流が小さく、その結果高耐圧トランジスタ１のリカバリ電流が小さくなったのである。
これに対して比較例では、コイルからの還流電流の全てが左上アームである高耐圧トランジスタの寄生ダイオードに流されるので、左下アームがオンしたときに高耐圧トランジスタに大きなリカバリ電流が流れる。この結果、本実施の形態１では、高耐圧トランジスタのみで構成されていた従来のインバータよりもリカバリ電流を小さくすることができ、電力損失を小さくすることができる。
なお、図３において、本実施の形態１では、リカバリ電流が小さいのでトランジスタ３のドレイン電圧Ｖｄが急速に低下するのに対し、比較例では、リカバリ電流が大きいので左下アームのトランジスタのドレイン電圧Ｖｄの低下が遅延している。また、本実施の形態１では、トランジスタ３のドレイン電圧Ｖｄが約２５０Ｖから降下するときに１８０Ｖ付近で一瞬止まっている。これは、本実施の形態１ではスイッチング速度が高速であり、回路の寄生インダクタンスで７０Ｖの電圧降下が起こっているからである。
また、本実施の形態１では、高耐圧の還流ダイオードを別途設ける必要がないので、特許文献１，２に記載の従来技術に比べ、装置の低コスト化を図ることができる。
なお、低耐圧トランジスタ２，４，６，８のソース−ドレイン間耐圧は、３〜２００Ｖの範囲内であることが好ましい。低耐圧トランジスタ２，４，６，８のソース−ドレイン間耐圧が２００Ｖを越えると、低耐圧トランジスタ２，４，６，８におけるリカバリ電流が増大してしまう。また、低耐圧トランジスタ２，４，６，８のソース−ドレイン間耐圧が３Ｖ未満の場合は、電源回路のノイズに対する低耐圧トランジスタ２，４，６，８の耐性が低下してしまう。
また、高耐圧トランジスタ１，３，５，７のソース−ドレイン間耐圧は、低耐圧トランジスタ２，４，６，８のソース−ドレイン間耐圧の３倍以上で１００倍以下の範囲内であることが好ましい。高耐圧トランジスタ１，３，５，７のソース−ドレイン間耐圧が低耐圧トランジスタ２，４，６，８のソース−ドレイン間耐圧の３倍よりも小さい場合は、高耐圧トランジスタのリカバリ電流と低耐圧トランジスタのリカバリ電流との差が小さくなり、本実施の形態１の効果が小さくなってしまう。また、高耐圧トランジスタ１，３，５，７のソース−ドレイン間耐圧が低耐圧トランジスタ２，４，６，８のソース−ドレイン間耐圧の１００倍よりも大きい場合は、スイッチングノイズに対する低耐圧トランジスタの耐性が低下してしまう。
本実施の形態では、高耐圧トランジスタ１，３，５，７のゲートには、それぞれ低耐圧トランジスタ２，４，６，８のソースの電位に対して、それぞれ高耐圧トランジスタ１，３，５，７のしきい値電圧を加算した電圧よりも高い電圧を印加している。そのため、高耐圧トランジスタ１，３，５，７のソースとドレイン間の電圧差をほぼ無くすことができる。したがって、高耐圧トランジスタ１，３，５，７のリカバリ電流を減らす効果を最大限発揮することができる。
また、本実施の形態では、高耐圧トランジスタ１，５のゲートと出力ノードＮ１，Ｎ２の間には、それぞれコンデンサ１１，１２が接続されている。さらに、高耐圧トランジスタ１，５のゲートにはそれぞれダイオード１３，１４のカソードが接続されている。ダイオード１３，１４のアノードには、それぞれ高耐圧トランジスタ１，５のしきい値電圧よりも高い電圧を印加する構成となっている。これにより、負荷１９への交流電力供給時に出力ノードＮ１，Ｎ２の電圧が変動しても、コンデンサ１１，１２による容量カップリングにより、高耐圧トランジスタ１，５をオンさせるに十分な電位を高耐圧トランジスタ１，５のゲートに与え続けることができるので、高耐圧トランジスタ１，５のリカバリ電流を確実に低減することができる。
また、本実施の形態では、負荷１９に電力供給を行わない場合は高耐圧トランジスタ１，３，５，７をオフさせることができる構成となっている。そのため、ゲートドライバ１７，１８が故障した場合でもトランジスタ１〜４またはトランジスタ５〜８に貫通電流が流れて、発火、爆発が生じるのを防止して安全性を高めることができる。
より具体的には、高耐圧トランジスタ１，３，５，７のゲートに耐圧トランジスタ１，３，５，７のしきい値以上の電圧を与えるために設けられたゲート電源１５，１６と、ダイオード１３，１４との間に、それぞれトランジスタ９，１０を設けている。負荷１９に電力供給を行う場合は、トランジスタ９，１０をオン状態として、高耐圧トランジスタ１，３，５，７をオンするに足る電圧を供給する。一方、負荷１９に電力供給を行わない場合は、トランジスタ９，１０をオフ状態とすることにより、高耐圧トランジスタ１，３，５，７をオフ状態として安全性を確保する。
さらに、負荷１９に電力供給を行わない場合は、コンデンサ１１の容量カップリングにより、高耐圧トランジスタ１，５のゲートの電位は、それぞれ出力ノードＮ１，Ｎ２の電位に近い電位で安定する。そのため、サージ等により高耐圧トランジスタ１，５が不正にオンすることを防ぐことができるため、安全性を更に高めることができる。
なお、負荷１９に交流電力を供給する場合は高耐圧トランジスタ１，３，５，７をオンさせ、負荷１９への交流電力の供給を停止させる場合は高耐圧トランジスタ１，３，５，７をオフさせるような直流電圧を出力するゲート電源１５，１６を使用すれば、トランジスタ９，１０は不要である。
また、ヒューズ、リレーなどによって別の安全対策を採用した場合は、高耐圧トランジスタ１，３，５，７を常時オンさせてもよい。たとえば、トランジスタ９，１０およびゲート電源の代わりに電池を設け、その電池の出力電圧をダイオード１３，１４のアノードおよびトランジスタ３，７のゲートに直接与えてもよい。
なお、本実施の形態１では、直列接続された高耐圧トランジスタおよび低耐圧トランジスタからなるアームを備えたインバータおよび昇圧チョッパ（非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ）について説明したが、そのアームを用いて他のスイッチング電源装置を構成可能であることは言うまでもない。他のスイッチング電源装置としては、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＰＦＣ（Power Factor Correction：力率改善）回路などがある。
［実施の形態２］
図５は、この発明の実施の形態２による双方向チョッパの構成を示す回路ブロック図であって、図２と対比される図である。図５において、この双方向チョッパは、図２の回路のうちのトランジスタ５〜８、コンデンサ１２、ダイオード１４、ゲート電源１６、ゲートドライバ１８、およびコイル２１と、ダイオード３０〜３５、コンデンサ３６，３７および入出力端子Ｔ１，Ｔ２とを備える。
高耐圧トランジスタ５および低耐圧トランジスタ６は、入出力端子Ｔ２とノードＮ２との間に直列接続される。高耐圧トランジスタ７および低耐圧トランジスタ８は、ノードＮ２と接地電圧ＧＮＤのラインとの間に直列接続される。コンデンサ１２は、トランジスタ５のゲートとノードＮ２との間に接続される。ダイオード１４のカソードはトランジスタ５のゲートに接続され、そのアノードはトランジスタ７のゲートおよびゲート電源１６の出力ノードに接続される。トランジスタ５〜８のゲートおよびノードＮ２は、ゲートドライバ１８に接続される。
ダイオード３０，３１のアノードは互いに接続され、それらのカソードはそれぞれトランジスタ５のゲートおよびソースに接続される。ダイオード３０，３１はツェナーダイオードとするのが好ましい。トランジスタ５のゲート−ソース間電圧が所定電圧を越えるとダイオード３０，３１がオンするので、トランジスタ５のゲート−ソース間電圧を所定電圧以下に制限して回路を安定に動作させることができる。
ダイオード３２のアノードおよびカソードは、それぞれトランジスタ６のソースおよびドレインに接続される。トランジスタ６のソース−ドレイン間電圧がダイオード３２のしきい値電圧を越えるとダイオード３２がオンするので、トランジスタ６のソース−ドレイン間電圧をダイオード３２のしきい値電圧以下に制限して回路を安定に動作させることができる。ダイオード３２のしきい値電圧は、トランジスタ６のソース−ドレイン間耐圧よりも低く設定されている。ダイオード３２は、後述する理由によりツェナーダイオードを用いるのが好ましい。
同様に、ダイオード３３，３４のアノードは互いに接続され、それらのカソードはそれぞれトランジスタ７のゲートおよびソースに接続される。ダイオード３３，３４はツェナーダイオードとするのが好ましい。トランジスタ７のゲート−ソース間電圧が所定電圧を越えるとダイオード３３，３４がオンするので、トランジスタ７のゲート−ソース間電圧を所定電圧以下に制限して回路を安定に動作させることができる。
ダイオード３５のアノードおよびカソードは、それぞれトランジスタ８のソースおよびドレインに接続される。トランジスタ８のソース−ドレイン間電圧がダイオード３５のしきい値電圧を越えるとダイオード３５がオンするので、トランジスタ８のソース−ドレイン間電圧をダイオード３５のしきい値電圧以下に制限して回路を安定に動作させることができる。ダイオード３５のしきい値電圧は、トランジスタ８のソース−ドレイン間耐圧よりも低く設定されている。ダイオード３５は、後述する理由によりツェナーダイオードを用いるのが好ましい。
コイル２１は、入出力端子Ｔ１とノードＮ２の間に接続されている。コンデンサ３６は、入出力端子Ｔ１と接地電圧ＧＮＤのラインとの間に接続される。コンデンサ３７は、入出力端子Ｔ２と接地電圧ＧＮＤのラインとの間に接続される。
次に、この双方向チョッパの昇圧動作について説明する。入出力端子Ｔ１にたとえば１４０Ｖを印加し、入出力端子Ｔ２に２８０Ｖを出力する場合、高耐圧トランジスタ５，７の各々のゲートに、高耐圧トランジスタのしきい値電圧ＶＴＨよりも高い直流電圧（たとえば、１２Ｖ）を印加する。また、低耐圧トランジスタ６をオフさせ、昇圧比（２倍）に応じたデューティ比（たとえば、５０％）で低耐圧トランジスタ８をオン／オフさせる。
トランジスタ８がオンすると、入出力端子Ｔ１からコイル２１およびトランジスタ７，８を介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流が流れ、コイル２１に電磁エネルギーが蓄積される。次に、トランジスタ８がオフすると、コイル２１から寄生ダイオード６ａおよびトランジスタ５を介して入出力端子Ｔ２に電流が還流され、入出力端子Ｔ２の電圧が昇圧される。入出力端子Ｔ２の電圧は、入出力端子Ｔ１の電圧（１４０Ｖ）よりも高い２８０Ｖになる。
コイル２１から寄生ダイオード６ａおよびトランジスタ５を介して入出力端子Ｔ２に電流が還流されているときに、トランジスタ８をオンさせると、低耐圧トランジスタ６の寄生ダイオード６ａにリカバリ電流が流れる。しかし、低耐圧トランジスタ６のリカバリ電流は高耐圧トランジスタのリカバリ電流よりも小さい。また、高耐圧トランジスタ５の寄生ダイオード５ａには還流電流がほとんど流れないので、高耐圧トランジスタ５のリカバリ電流も小さい。したがって、昇圧動作におけるリカバリ電流は小さく抑えられる。
ところで、トランジスタ８をオンさせると、ノードＮ２の電位が低下していく。すると、コンデンサ１２によりノードＮ２と容量カップリングしているトランジスタ５のゲート電位も低下していく。トランジスタ６はオフ状態であり、トランジスタ５のソースの電位は変わらないため、トランジスタ５はオフ状態となる。このようにして、トランジスタ５，６は共にオフ状態となって、トランジスタ５のソースおよびトランジスタ６のドレインの電位（中間電位）は周囲の寄生容量による容量カップリングにより決まることとなる。そのため、ノードＮ２の電位が下がり続けると、低耐圧トランジスタ６のソースとドレイン間には大きな電圧がかかることとなる。ダイオード３２をツェナーダイオードとすれば、ノードＮ２と中間電位の電位差を一定値以上にすることを防ぐことができる。ツェナーダイオードの逆方向耐圧は、トランジスタ６のソースとドレイン間の耐圧よりも小さくすることが好ましい。
同様に、トランジスタ８をオフさせたときには、ダイオード３５をツェナーダイオードとすることにより、トランジスタ７のソースとトランジスタ８のドレインの電位（中間電位）と、接地電位との差を制限することができる。トランジスタ８をオフさせると、中間電位は上昇していく。すると、トランジスタ７のソース電位の上昇により、やがてトランジスタ７はオフ状態となる。トランジスタ７，８は共にオフ状態となって、中間電位は周囲の寄生容量による容量カップリングにより決まることとなる。そのため、ノードＮ２の電位が上がり続けると、容量カップリングにより中間電位も上昇し、低耐圧トランジスタ８のソースとドレイン間には大きな電圧がかかることとなる。ダイオード３５をツェナーダイオードとすれば、接地電位と中間電位の電位差を一定値以上にすることを防ぐことができる。ツェナーダイオードの逆方向耐圧は、トランジスタ８のソースとドレイン間の耐圧よりも小さくすることが好ましい。
以上のことから明らかなように、アノードが低耐圧トランジス６，８のソースに、カソードが低耐圧トランジスタ６，８のカソードにそれぞれ接続されたダイオード３２，３５をツェナーダイオードとすることにより、低耐圧トランジスタ６，８の信頼性を向上し、または低耐圧トランジスタ６，８の耐圧を低くすることによりリカバリ電流を小さくして、更にスイッチング電源装置の高効率化を図ることができる。
次に、この双方向チョッパの降圧動作について説明する。入出力端子Ｔ２にたとえば２８０Ｖを印加し、入出力端子Ｔ１に１４０Ｖを出力する場合、高耐圧トランジスタ５，７の各々のゲートに、高耐圧トランジスタのしきい値電圧ＶＴＨよりも高い直流電圧（たとえば、１２Ｖ）を印加する。また、低耐圧トランジスタ８をオフさせ、降圧比（２倍）に応じたデューティ比（たとえば、５０％）で低耐圧トランジスタ６をオン／オフさせる。
トランジスタ６がオンすると、入出力端子Ｔ２からトランジスタ５，６およびコイル２１を介して入出力端子Ｔ１に電流が流れ、コイル２１に電磁エネルギーが蓄積される。次に、トランジスタ６がオフすると、接地電圧ＧＮＤのラインから寄生ダイオード８ａ、トランジスタ７、およびコイル２１を介して入出力端子Ｔ１に電流が還流され、入出力端子Ｔ１の電圧が降圧される。入出力端子Ｔ１の電圧は、入出力端子Ｔ２の電圧（２８０Ｖ）よりも低い１４０Ｖになる。
接地電圧ＧＮＤのラインから寄生ダイオード８ａ、トランジスタ７、およびコイル２１を介して入出力端子Ｔ１に電流が還流されているときに、トランジスタ６をオンさせると、低耐圧トランジスタ８の寄生ダイオード８ａにリカバリ電流が流れる。しかし、低耐圧トランジスタ８のリカバリ電流は高耐圧トランジスタのリカバリ電流よりも小さい。また、高耐圧トランジスタ７の寄生ダイオード７ａには還流電流がほとんど流れないので、高耐圧トランジスタ７のリカバリ電流も小さい。したがって、昇圧動作におけるリカバリ電流は小さく抑えられる。
降圧動作の場合も、ダイオード３２，３５をツェナーダイオードとすることにより、低耐圧トランジスタ６，８のソースとドレイン間の電圧を制限することができる。したがって、低耐圧トランジスタ６，８の信頼性を向上し、または低耐圧トランジスタ６，８の耐圧を低くすることによりリカバリ電流を小さくして、更にスイッチング電源装置の高効率化を図ることができる。
この実施の形態２でも、実施の形態１と同様、リカバリ電流を低減して電力損失を低減することができる。また、高耐圧トランジスタ５，７としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor： 絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）ではなくＭＯＳトランジスタを使用できるので、高耐圧トランジスタのオン損失（導通損）を低減できる。
なお、スイッチングさせない低耐圧トランジスタ６(または８)を常にオフさせて寄生ダイオード６ａ（または８ａ）に電流を流したが、これに限るものではなく、同期整流を行なってもよい。同期整流では、寄生ダイオード６ａ（または８ａ）に電流が流れ始めると低耐圧トランジスタ６(または８)をオンさせ、スイッチングしている低耐圧トランジスタ８（または６）がオンする直前、すなわち低耐圧トランジスタ６（または８）に電流が流れなくなる直前に低耐圧トランジスタ６（または８）をオフさせる。これにより、電力損失をさらに低減することができる。
なお、この実施の形態２では、直列接続された高耐圧トランジスタおよび低耐圧トランジスタからなるアームを備えた双方向チョッパについて説明したが、そのアームを用いて一方向チョッパを構成可能であることは言うまでもない。
［実施の形態３］
図６は、この発明の実施の形態３による三相モータ制御インバータの構成を示す回路ブロック図である。図６において、このインバータは、Ｕ相ドライバ４１、Ｖ相ドライバ４２、およびＷ相ドライバ４３を備える。
Ｕ相ドライバ４１は、図１に示したインバータのうちのトランジスタ１〜４、コンデンサ１１、ダイオード１３、ゲート電源１５、およびゲートドライバ１７を含む。高耐圧トランジスタ１および低耐圧トランジスタ２は、直流電源４０とノードＮ１との間に直列接続される。高耐圧トランジスタ３および低耐圧トランジスタ４は、ノードＮ１と接地電圧ＧＮＤのラインとの間に直列接続される。ノードＮ１は、モータ４４のＵ相端子（Ｕ相コイルの一方端子）に接続される。
コンデンサ１１は、トランジスタ１のゲートとノードＮ１との間に接続される。ダイオード１３のカソードはトランジスタ１のゲートに接続され、そのアノードはトランジスタ３のゲートおよびゲート電源１５の出力ノードに接続される。トランジスタ１〜４のゲートおよびノードＮ１は、ゲートドライバ１７に接続される。
Ｖ相ドライバ４２は、Ｕ相ドライバ４１からゲート電源１５を除去したものである。Ｖ相ドライバ４２のトランジスタ１〜４のゲートおよびノードＮ１は、ゲートドライバ１７に接続される。ダイオード１３のアノードは、Ｕ相ドライバ４１のゲート電源１５の出力ノードに接続される。Ｖ相ドライバ４２のノードＮ１は、モータ４４のＶ相端子（Ｖ相コイルの一方端子）に接続される。
Ｗ相ドライバ４３は、Ｕ相ドライバ４１からゲート電源１５を除去したものである。Ｗ相ドライバ４３のトランジスタ１〜４のゲートおよびノードＮ１は、ゲートドライバ１７に接続される。ダイオード１３のアノードは、Ｕ相ドライバ４１のゲート電源１５の出力ノードに接続される。Ｗ相ドライバ４３のノードＮ１は、モータ４４のＷ相端子（Ｗ相コイルの一方端子）に接続される。モータ４４のＵ相コイル、Ｖ相コイル、およびＷ相コイルの他方端子は互いに接続されている。
このインバータは、いわゆる１２０度通電方式によりモータ４４に給電してモータ４４のロータを回転駆動させる。１２０度通電方式では、Ｕ相ドライバ４１、Ｖ相ドライバ４２、およびＷ相ドライバ４３の上側アーム（トランジスタ１，２）が１２０度ずつ順次オンされるとともに、それに１８０度遅延してＵ相ドライバ４１、Ｖ相ドライバ４２、およびＷ相ドライバ４３の下側アーム（トランジスタ３，４）が１２０度ずつ順次オンされる。これにより、３相交流電力がモータ４４に供給され、モータ４４のロータが回転駆動される。
次に、直流電源４０からＵ相ドライバ４１の上側アーム、モータ４４、およびＶ相ドライバ４２の下側アームを介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流を流す場合について説明する。この場合は、ドライバ４１，４２の高耐圧トランジスタ１，３のゲートに、高耐圧トランジスタ１，３のしきい値電圧よりも高い電圧（たとえば、１２Ｖ）を印加する。また、Ｕ相ドライバ４１の低耐圧トランジスタ４をオフさせ、Ｖ相ドライバ４２の低耐圧トランジスタ２をオフさせ、Ｖ相ドライバ４２の低耐圧トランジスタ４をオンさせる。この状態で、Ｕ相ドライバ４１の低耐圧トランジスタ２をオン／オフさせる。
Ｕ相ドライバ４１の低耐圧トランジスタ２をオンさせると、直流電源４０からＵ相ドライバ４１のトランジスタ１，２、モータ４４のＵ相コイル、Ｖ相のコイル、およびＶ相ドライバ４２のトランジスタ３，４を介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流が流れる。
次に、Ｕ相ドライバ４１の低耐圧トランジスタ２をオフさせると、モータのＵ相コイルおよびＶ相コイルが電流を流し続けようとする。このため、接地電圧ＧＮＤのラインからＵ相ドライバ４１の寄生ダイオード４ａおよび高耐圧トランジスタ３、モータ４４、およびＶ相ドライバ４２のトランジスタ３，４を介して接地電圧ＧＮＤのラインに還流電流が流れる。
同様に、３つのドライバ４１〜４３を制御することにより、図７に示すような正弦波状の電流をモータ４４に供給することができる。なお、図７では、図面の簡単化のため、Ｕ相電流の波形とＶ相電流の波形のみが示され、Ｗ相電流の波形は省略されている。
この実施の形態３でも、実施の形態１，２と同様、リカバリ電流を小さくして電力損失を小さくすることができる。
また、この実施の形態３でも、実施の形態２と同様、高耐圧トランジスタ１，３としてＩＧＢＴではなくＭＯＳトランジスタを使用できるので、高耐圧トランジスタのオン損失（導通損）を低減できる。また、実施の形態２と同様、低耐圧トランジスタ２，４の同期整流を行なってもよい。
［実施の形態４］
図８は、この発明の実施の形態４によるプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路ブロック図である。図８において、このコンバータは、ゲート電源５０、ゲートドライバ５１、直流電源５２、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ５３，５４、トランス５５、ドライバ５６，５７、および負荷５８を備える。
ゲート電源５０は、ゲート電圧を出力する。トランス５５は、１次巻線５５ａおよび２次巻線５５ｂを含む。直流電源５２の正極は、１次巻線５５ａの中点に接続される。トランジスタ５３は、１次巻線５５ａの一方端子と直流電源５２の負極との間に接続される。トランジスタ５４は、１次巻線５５ａの他方端子と直流電源５２の負極との間に接続される。トランジスタ５３，５４のゲートは、ゲートドライバ５１に接続される。ゲートドライバ５１は、ゲート電源５０からのゲート電圧をトランジスタ５３，５４のゲートに交互に与える。これにより、トランジスタ５３，５４が交互にオンし、トランス５５の２次巻線５５ｂには交流電圧が発生する。
ドライバ５６は、図１に示したインバータのうちのトランジスタ１〜４、コンデンサ１１、ダイオード１３、ゲート電源１５、およびゲートドライバ１７を含む。高耐圧トランジスタ１および低耐圧トランジスタ２は、負荷５８とノードＮ１との間に直列接続される。高耐圧トランジスタ３および低耐圧トランジスタ４は、ノードＮ１と接地電圧ＧＮＤのラインとの間に直列接続される。ノードＮ１は、トランス５５の２次巻線５５ｂの一方端子に接続される。
コンデンサ１１は、トランジスタ１のゲートとノードＮ１との間に接続される。ダイオード１３のカソードはトランジスタ１のゲートに接続され、そのアノードはトランジスタ３のゲートおよびゲート電源１５の出力ノードに接続される。トランジスタ１〜４のゲートおよびノードＮ１は、ゲートドライバ１７に接続される。
ドライバ５７は、ドライバ５６からゲート電源１５を除去したものである。ドライバ５７のトランジスタ１〜４のゲートおよびノードＮ１は、ゲートドライバ１７に接続される。ダイオード１３のアノードは、ドライバ５６のゲート電源１５の出力ノードに接続される。ドライバ５７のノードＮ１は、トランス５５の２次巻線５５ｂの他方端子に接続される。
次に、このコンバータの動作について説明する。ドライバ５６，５７の高耐圧トランジスタ１，３の各々のゲートに、高耐圧トランジスタのしきい値電圧ＶＴＨよりも高い直流電圧（たとえば、１２Ｖ）を印加する。また、ドライバ５６，５７の低耐圧トランジスタ２，４をオフさせ、トランジスタ５３と５４を交互にオンさせる。
トランジスタ５４をオフ状態にしてトランジスタ５３をオンさせると、直流電源５２からトランス５５の１次巻線５５ａおよびトランジスタ５３に電流が流れ、トランス５５の２次巻線５５ｂに正電圧が誘起される。これにより、接地電圧ＧＮＤのラインからドライバ５６の寄生ダイオード４ａおよび高耐圧トランジスタ３と、２次巻線５５ｂと、ドライバ５７の寄生ダイオード２ａおよび高耐圧トランジスタ１と、負荷５８とを介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流が流れる。負荷５８には、トランス５５の巻線比に応じた値の電圧が印加される。
次に、トランジスタ５３をオフさせると、直流電源５２からトランス５５の１次巻線５５ａに流れる電流が遮断され、２次巻線５５ｂに流れる電流も遮断される。このとき、ドライバ５６の寄生ダイオード４ａおよびドライバ５７の寄生ダイオード２ａに流れている電荷や、回路の寄生容量に蓄積された電荷がリカバリ電流として流れる。
次いで、トランジスタ５３をオフ状態にしてトランジスタ５４をオンさせると、直流電源５２からトランス５５の１次巻線５５ａおよびトランジスタ５４に電流が流れ、トランス５５の２次巻線５５ｂに負電圧が誘起される。これにより、接地電圧ＧＮＤのラインからドライバ５７の寄生ダイオード４ａおよび高耐圧トランジスタ３と、２次巻線５５ｂと、ドライバ５６の寄生ダイオード２ａおよび高耐圧トランジスタ１と、負荷５８とを介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流が流れる。負荷５８には、トランス５５の巻線比に応じた値の電圧が印加される。
次に、トランジスタ５４をオフさせると、直流電源５２からトランス５５の１次巻線５５ａに流れる電流が遮断され、２次巻線５５ｂに流れる電流も遮断される。このとき、ドライバ５７の寄生ダイオード４ａおよびドライバ５６の寄生ダイオード２ａに流れている電荷や、回路の寄生容量に蓄積された電荷がリカバリ電流として流れる。
この実施の形態４では、高耐圧トランジスタ１，３の寄生ダイオード１ａ，３ａにはほとんど電流が流れないので、リカバリ電流を大幅に低減することができ、高効率のコンバータを実現できる。
また、この実施の形態４でも、実施の形態２と同様、高耐圧トランジスタ１，３としてＩＧＢＴではなくＭＯＳトランジスタを使用できるので、高耐圧トランジスタのオン損失（導通損）を低減できる。また、実施の形態２と同様、低耐圧トランジスタ２，４の同期整流を行なってもよい。
なお、上記実施の形態１〜４のスイッチング電源装置（インバータ、コンバータ）は、エアーコンディショナー、ソーラーパワーコントローラ、自動車などに使用可能である。上記実施の形態１〜４のスイッチング電源装置（インバータ、コンバータ）をエアーコンディショナー、ソーラーパワーコントローラ、自動車などに使用することにより、エアーコンディショナー、ソーラーパワーコントローラ、自動車などの高効率化を図ることができる。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
１，３，５，７ 高耐圧トランジスタ（ＮチャネルＭＯＳトランジスタ）、２，４，６，８ 低耐圧トランジスタ（ＮチャネルＭＯＳトランジスタ）、１ａ〜８ａ 寄生ダイオード、１１，１２，２４，３６，３７ コンデンサ、１３，１４，３０〜３５ ダイオード、１５，１６，５０ ゲート電源、１７，１８，５１ ゲートドライバ、１９，２３，５８ 負荷、２０，４０，５２ 直流電源、２１ コイル、２２ 出力端子、４１ Ｕ相ドライバ、４２ Ｖ相ドライバ、４３ Ｗ相ドライバ、４４ モータ、５３，５４ ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、５５ トランス、５５ａ １次巻線、５５ｂ ２次巻線、５６，５７ ドライバ、Ｔ１，Ｔ２ 入出力端子。

Claims (16)

  1. 第１の電極が第１のノードに接続された第１のトランジスタと、
    第１の電極が前記第１のトランジスタの第２の電極に接続され、第２の電極が第２のノードに接続された第２のトランジスタとを備え、
    前記第１および第２のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、
    前記第１のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第２のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、
    さらに、前記第１のノードから前記第２のノードに電流を流す場合は、前記第１および第２のトランジスタをオンさせ、前記第２のノードから前記第１のノードに電流を流す場合は、前記第１のトランジスタをオンさせるとともに前記第２のトランジスタをオフさせる駆動回路を備える、スイッチング電源装置。
  2. 第１の電極が第１のノードに接続された第１のトランジスタと、
    第１の電極が前記第１のトランジスタの第２の電極に接続され、第２の電極が第２のノードに接続された第２のトランジスタとを備え、
    前記第１および第２のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、
    前記第１のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第２のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、
    さらに、前記第１のノードから前記第２のノードに電流を流す場合は、前記第１および第２のトランジスタをオンさせ、前記第２のノードから前記第１のノードに電流を流す場合は、前記第１のトランジスタをオンさせるとともに、前記第２のノードから前記第１のノードに電流が流れ始めたときに前記第２のトランジスタをオンさせ、前記第２のノードから前記第１のノードに電流が流れなくなる前に前記第２のトランジスタをオフさせる駆動回路を備える、スイッチング電源装置。
  3. 前記駆動回路は、前記第２のノードの電圧に前記第１のトランジスタのしきい値電圧を加算した電圧よりも高い電圧を前記第１のトランジスタの制御電極に与えて前記第１のトランジスタをオンさせる、請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
  4. 前記駆動回路は、
    前記第１のトランジスタの制御電極と前記第２のノードとの間に接続されたコンデンサと、
    カソードが前記第１のトランジスタの制御電極に接続され、アノードが前記第１のトランジスタのしきい値電圧よりも高い電圧を受けるダイオードを含む、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
  5. 前記駆動回路は、前記スイッチング電源装置の動作時は前記第１のトランジスタをオンさせ、前記スイッチング電源装置の休止時は前記第１のトランジスタをオフさせる、請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
  6. 前記駆動回路は、
    前記第１のトランジスタの制御電極と前記第２のノードとの間に接続されたコンデンサと、
    カソードが前記第１のトランジスタの制御電極に接続されたダイオードと、
    第１の電極が前記第１のトランジスタのしきい値電圧よりも高い電圧を受け、第２の電極が前記ダイオードのアノードに接続された第３のトランジスタとを含み、
    前記スイッチング電源装置の動作時は前記第３のトランジスタをオンさせて前記第１のトランジスタをオンさせ、前記スイッチング電源装置の休止時は前記第３のトランジスタをオフさせて前記第１のトランジスタをオフさせる、請求項５に記載のスイッチング電源装置。
  7. さらに、電磁エネルギーの蓄積および放出を行なうためのコイルを備え、
    前記コイルの一方端子は前記第１または第２のノードに接続されている、請求項１から請求項６までのいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  8. さらに、第１および第２の巻線を含むトランスを備え、
    前記第１の巻線の一方端子は前記第１または第２のノードに接続されている、請求項１から請求項６までのいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  9. さらに、アノードが前記第２のトランジスタの第２の電極に接続され、カソードが前記第２のトランジスタの第１の電極に接続されたツェナーダイオードを備えた、請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
  10. 第１の電極が電源電圧のラインに接続された第１のトランジスタと、
    第１の電極が前記第１のトランジスタの第２の電極に接続され、第２の電極が出力ノードに接続された第２のトランジスタと、
    第１の電極が前記出力ノードに接続された第３のトランジスタと、
    第１の電極が前記第３のトランジスタの第２の電極に接続され、第２の電極が基準電圧のラインに接続された第４のトランジスタとを備え、
    前記第１〜第４のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、
    前記第１のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第２のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、
    前記第３のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第４のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、
    さらに、前記電源電圧のラインから前記出力ノードに電流を流す場合は、前記第１および第２のトランジスタをオンさせ、前記出力ノードから前記電源電圧のラインに電流を流す場合は、前記第１のトランジスタをオンさせるとともに前記第２のトランジスタをオフさせ、前記出力ノードから前記基準電圧のラインに電流を流す場合は、前記第３および第４のトランジスタをオンさせ、前記基準電圧のラインから前記出力ノードに電流を流す場合は、前記第３のトランジスタをオンさせるとともに前記第４のトランジスタをオフさせる駆動回路を備える、スイッチング電源装置。
  11. 前記駆動回路は、
    前記第１のトランジスタの制御電極と前記出力ノードとの間に接続されたコンデンサと、
    カソードが前記第１のトランジスタの制御電極に接続され、アノードが前記第３のトランジスタの制御電極に接続されたダイオードとを含み、
    前記ダイオードのアノードは、前記第１および第３のトランジスタの各々のしきい値電圧よりも高い電圧を受ける、請求項１０に記載のスイッチング電源装置。
  12. 請求項１から請求項１１までのいずれかに記載のスイッチング電源装置を備え、直流電圧を昇圧または降圧する、コンバータ。
  13. 請求項１から請求項１１までのいずれかに記載のスイッチング電源装置を備え、直流電力を交流電力に変換する、インバータ。
  14. 請求項１から請求項１１までのいずれかに記載のスイッチング電源装置を備える、エアーコンディショナー。
  15. 請求項１から請求項１１までのいずれかに記載のスイッチング電源装置を備える、ソー
    ラーパワーコントローラ。
  16. 請求項１から請求項１１までのいずれかのスイッチング電源装置を備える、自動車。
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