WO2014185143A1

WO2014185143A1 - スイッチング電源装置と、それを用いたインバータ、コンバータ、およびソーラーパワーコントローラ

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Publication number: WO2014185143A1
Application number: PCT/JP2014/056974
Authority: WO
Inventors: 柴田　晃秀; 周治若生; 片岡　耕太郎; 竹史塩見; 弘樹五十嵐; 岩田　浩
Original assignee: シャープ株式会社
Priority date: 2013-05-14
Filing date: 2014-03-14
Publication date: 2014-11-20
Also published as: JP2016136793A; US20160156267A1; US9627973B2

Abstract

　高効率で低コストのスイッチング電源装置を提供する。このスイッチング電源装置は、高耐圧トランジスタ（１１）と低耐圧トランジスタ（１２）を備える。第２のノード（Ｎ２）から第１のノード（Ｎ１）に電流を流すときは、高耐圧トランジスタ（１１）をオン状態とし、低耐圧トランジスタ（１２）をオフさせ、低耐圧トランジスタ（１２）の内蔵ダイオード（１２ａ）に電流を流す。高耐圧トランジスタ（１１）の寄生ダイオード（１１ａ）には電流は流れないので、リカバリ電流を低減できる。更に、高耐圧トランジスタ（１１）のゲート電極には、抵抗（５１ａ，５１ｂ）とダイオード（５１ｃ）からなる第１の遅延回路が接続され、低耐圧トランジスタ（１２）のゲート電極には、抵抗（５２ａ，５２ｂ）とダイオード（５２ｃ）からなる第２の遅延回路が接続されるので、スイッチング動作時のスイッチング速度をきめ細かく調整して損失を低減できる。

Description

スイッチング電源装置と、それを用いたインバータ、コンバータ、およびソーラーパワーコントローラ

　この発明はスイッチング電源装置に関し、特に、スイッチング損失が小さなスイッチング電源装置と、それを用いたインバータ、コンバータ、およびソーラーパワーコントローラに関する。

　従来から、インバータでは、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタの寄生ダイオードを還流ダイオード（Free Wheeling Diode)として用いる場合がある。この場合、寄生ダイオードに順方向の電流が還流しているときに、その寄生ダイオードに逆方向の電源電圧が印加されると、その寄生ダイオードにリカバリ電流（逆回復電流）が流れ、大きなスイッチング損失が発生する。

　特許文献１には、リカバリ電流が流れるのを防止するため、高電圧側のノードとＭＯＳトランジスタのドレインとの間に逆流防止ダイオードを順方向に接続するとともに、ＭＯＳトランジスタのソースと高電圧側のノードとの間に順方向に還流ダイオードを接続する方法が開示されている。

　また特許文献２には、リカバリ電流が流れるのを防止するため、高電圧側のノードと低電圧側のノードとの間に２つのＭＯＳトランジスタを直列接続し、低電圧側のノードと高電圧側のノードとの間に高耐圧の還流ダイオードを順方向に接続する方法が開示されている。

日本国特開平７－２６４８７６号公報日本国特開２０１０－２９０１９号公報

　しかし、特許文献１の方法では、逆流防止ダイオードで導通損失が発生すると言う問題がある。また、特許文献２の方法では、２つのＭＯＳトランジスタと高耐圧の還流ダイオードを設けるので、コスト高になると言う問題がある。

　それゆえに、この発明の主たる目的は、高効率で低コストのスイッチング電源装置と、それを用いたインバータ、コンバータ、およびソーラーパワーコントローラを提供することである。

　この発明に係るスイッチング電源装置は、第１の電極が第１のノードに接続された第１のトランジスタと、第１の電極が前記第１のトランジスタの第２の電極に接続され、第２の電極が第２のノードに接続された第２のトランジスタとを備え、前記第１および第２のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、前記第１のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第２のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、さらに、前記第１のノードから前記第２のノードに電流を流す場合は、前記第１および第２のトランジスタをオンさせ、前記第２のノードから前記第１のノードに電流を流す場合は、前記第１のトランジスタをオンさせるとともに前記第２のトランジスタをオフさせる駆動回路を備え、前記駆動回路は、前記第２のノードの電圧に前記第１のトランジスタのしきい値電圧を加算した電圧よりも高い電圧を前記第１のトランジスタの制御電極に与えて前記第１のトランジスタをオンさせ、前記第１のトランジスタの制御電極および第２のトランジスタの制御電極には、それぞれ前記第１のトランジスタの制御電極の電位変動を遅延させる第１の遅延回路および前記第２のトランジスタの制御電極の電位変動を遅延させる第２の遅延回路が接続され、前記第１の遅延回路および第２の遅延回路の少なくともいずれか一方は、前記第１のトランジスタの制御電極または第２のトランジスタの制御電極の電位を増加させる速さと減少させる速さが異なるよう構成されてなることを特徴としている。

　上記構成によれば、高耐圧の第１のトランジスタに比べて低耐圧の第２のトランジスタは内蔵ダイオードに起因するリカバリ電流が小さい。そして、第２のノードから第１のノードに電流が流れる際は、第１のトランジスタはオンしており、第２のトランジスタはオフしているので、リカバリ電流が大きい第１のトランジスタの内蔵ダイオードには電流が流れずに、リカバリ電流が小さい第２のトランジスタの内蔵ダイオードのみに電流が流れる。したがって、還流ダイオードを外付けすることなくトランジスタの内蔵ダイオードを活用し、リカバリ電流による損失を低減することができる。それゆえ、高効率かつ低コストであるスイッチング電源装置が提供される。

　上記構成によればまた、高耐圧の第１のトランジスタと低耐圧の第２のトランジスタが直列に接続され、スイッチング動作を行うのは低耐圧の第２のトランジスタである。電源電圧の大半は高耐圧の第１のトランジスタの第１の電極－第２の電極間に印加されるため、スイッチング動作を行う低耐圧の第２のトランジスタの第１の電極－第２の電極間電圧を非常に小さくすることができる。そのため、スイッチング動作を行う第２のトランジスタの制御電極の電位が、容量結合する第１の電極の電位が変動することにより影響を受ける度合いを非常に小さくすることができる。それゆえ、制御電極の電位の変動による第２のトランジスタの誤点弧を効果的に抑制することができる。したがって、信頼性の高いスイッチング電源装置が提供される。

　上記構成によればまた、第１および第２のトランジスタの少なくともいずれか一方において、制御電極の電位が増加する速さと減少する速さを独立して決定することが可能となる。したがって、スイッチングの立ち上がりと立ち下りの速さを独立に決定することができるため、回路が発振しない範囲でよりきめ細かく回路のスイッチング高速化を行い、損失を低減することができる。

この発明の第１の実施形態によるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図である。この発明の第２の実施形態である、図１に示したスイッチング電源装置を用いたインバータの構成を示す回路ブロック図である。図２に示したインバータの効果を説明するための模式的なタイムチャート（Ａ，Ｂ）である。図２に示したインバータの効果を説明するための他の模式的なタイムチャート（Ａ，Ｂ）である。この発明の第３の実施形態による昇圧チョッパの構成を示す回路ブロック図である。この発明の第４の実施形態による双方向チョッパの構成を示す回路ブロック図である。この発明の第５の実施形態による三相モータ制御インバータの構成を示す回路ブロック図である。この発明の第６の実施形態によるプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路ブロック図である。

［第１の実施形態］
　この発明の第１の実施形態によるスイッチング電源装置１は、図１に示すように、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１，１２、コンデンサ２１，７１ｂ、ダイオード３１，５１ｃ，５２ｃ、ゲート電源４１、抵抗５１ａ，５１ｂ，５２ａ，５２ｂ，７１ａ、ツェナーダイオード６１およびゲートドライバ８１を備える。トランジスタ１１，１２は、それぞれ寄生ダイオード１１ａ，１２ａを内蔵している。

　寄生ダイオード１１ａ，１２ａのアノードはそれぞれ対応のトランジスタ１１（第１のトランジスタ）およびトランジスタ１２（第２のトランジスタ）のソース（第２の電極）に接続され、寄生ダイオード１１ａ，１２ａのカソードはそれぞれ対応のトランジスタ１１，１２のドレイン（第１の電極）に接続されている。

　トランジスタ１１は、ソース－ドレイン間耐圧がたとえば６００Ｖの高耐圧トランジスタである。トランジスタ１２は、ソース－ドレイン間耐圧がたとえば３０Ｖの低耐圧トランジスタであり、第１のトランジスタ１１のソース－ドレイン間耐圧より低い。一般に低耐圧トランジスタ１２のリカバリ電流は、高耐圧トランジスタ１１のリカバリ電流よりも小さい。低耐圧トランジスタ１２の寄生ダイオード１２ａは、還流ダイオードとして動作する。

　なお、トランジスタのソース－ドレイン間距離を長くすると、トランジスタのソース－ドレイン間耐圧が高くなる。また、トランジスタのチャネルの不純物濃度を低くすると、トランジスタのソース－ドレイン間耐圧が高くなる。また、寄生ダイオード中の不純物濃度を高くすると、少数キャリアのライフタイムが短くなってリカバリ電流は小さくなる。低耐圧トランジスタ１２の不純物濃度は高耐圧トランジスタ１１の不純物濃度よりも高いので、低耐圧トランジスタ１２のリカバリ電流は高耐圧トランジスタ１１のリカバリ電流よりも小さい。

　なお、低耐圧トランジスタ１２のソース－ドレイン間耐圧は、３～２００Ｖの範囲内であることが好ましい。低耐圧トランジスタ１２のソース－ドレイン間耐圧が２００Ｖを越えると、低耐圧トランジスタ１２におけるリカバリ電流が増大してしまう。また、低耐圧トランジスタ１２のソース－ドレイン間耐圧が３Ｖ未満の場合は、電源回路のノイズに対する低耐圧トランジスタ１２の耐性が低下してしまう。

　また、高耐圧トランジスタ１１のソース－ドレイン間耐圧は、低耐圧トランジスタ１２のソース－ドレイン間耐圧の３倍以上で１００倍以下の範囲内であることが好ましい。高耐圧トランジスタ１１のソース－ドレイン間耐圧が低耐圧トランジスタ１２のソース－ドレイン間耐圧の３倍よりも小さい場合は、高耐圧トランジスタのリカバリ電流と低耐圧トランジスタのリカバリ電流との差が小さくなり、この第１の実施形態の効果が小さくなってしまう。また、高耐圧トランジスタ１１のソース－ドレイン間耐圧が低耐圧トランジスタ１２のソース－ドレイン間耐圧の１００倍よりも大きい場合は、スイッチングノイズに対する低耐圧トランジスタの耐性が低下してしまう。

　トランジスタ１１のドレインは第１のノードＮ１に接続される。トランジスタ１２のドレインは、トランジスタ１１のソースに接続され、トランジスタ１２のソースは第２のノードＮ２に接続される。

　抵抗５１ａ（第１の抵抗器）、抵抗５１ｂ（第２の抵抗器）およびダイオード５１ｃは、第１の遅延回路を構成する。抵抗５１ｂとダイオード５１ｃは直列に接続されている。直列に接続された抵抗５１ｂとダイオード５１ｃに、更に抵抗５１ａが並列に接続されて第１の遅延回路をなしている。第１の遅延回路の一端は、トランジスタ１１のゲート（制御電極）に接続される。

　抵抗５２ａ（第１の抵抗器）、抵抗５２ｂ（第２の抵抗器）およびダイオード５２ｃは、第１の遅延回路を構成する。抵抗５２ｂとダイオード５２ｃは直列に接続されている。直列に接続された抵抗５２ｂとダイオード５２ｃに、更に抵抗５２ａが並列に接続されて第２の遅延回路をなしている。第２の遅延回路の一端は、トランジスタ１２のゲート（制御電極）に接続される。

　第１および第２の遅延回路の他端側から一端側（トランジスタ１１，１２と接続される側）に電流が流れる際は、第１および第２の遅延回路の抵抗値はそれぞれ抵抗５１ａ，５２ａの抵抗値で規定される。一方、第１および第２の遅延回路の一端側から他端側に電流が流れる際は、遅延回路の抵抗値はそれぞれ抵抗５１ａと抵抗５１ｂの並列接続による合成抵抗値および抵抗５２ａと抵抗５２ｂの並列接続による合成抵抗値で規定される。それゆえ、抵抗５１ａ，抵抗５１ａと抵抗５１ｂの並列接続，抵抗５２ａ，抵抗５２ａと抵抗５２ｂの並列接続の各抵抗値は、それぞれ高耐圧トランジスタ１１のゲート電位を増加または減少させる際の時定数および低耐圧トランジスタ１２のゲート電位を増加またはさせる際の時定数に関係する。より具体的には、上記各抵抗値と該抵抗値に関連付けられるトランジスタのゲート容量の積は時間の次元を持ち、ゲート電位が遷移する際の時定数となる。

　図１に示す第１および第２の遅延回路の構成では、抵抗５１ａ，５２ａの抵抗値が０でない限り、トランジスタ１１，１２のゲート電位を減少させる時の時定数は、トランジスタ１１，１２のゲート電位を増加させる時の時定数より小さくなる。しかしながら、ダイオード５１ｃ，５２ｃの極性を逆向きに接続すれば、トランジスタ１１，１２のゲート電位を減少させる時の時定数を、トランジスタ１１，１２のゲート電位を増加させる時の時定数より大きくすることが可能である。上記いずれの場合であっても、トランジスタ１１，１２のゲート電位を増加させる速さと減少させる速さが異なることとなる。

　以上のことから、図１に示す構成では、トランジスタ１１，１２のゲート電位を増加させる速さと減少させる速さを、４つの抵抗５１ａ，５１ｂ，５２ａ，５２ｂの各抵抗値を調整することにより、それぞれ独立に決定することが可能となる。

　なお、第１の遅延回路および第２の遅延回路の一方が、１つの抵抗のみからなる遅延回路であってもよい。例えば、第１の遅延回路が１つの抵抗のみからなり、第２の遅延回路が図１に示すようなものである場合は、トランジスタ１１のゲート電位を増加させる速さと減少させる速さを独立に決定することができないが、トランジスタ１２のゲート電位を増加させる速さと減少させる速さを独立に決定することができる。しかしながら、図１に示すように、第１および第２の遅延回路のいずれもが、直列に接続された抵抗とダイオードに、更に抵抗が並列に接続された構成となっていることが好ましい。この場合は、トランジスタ１１，１２のゲート電位を増加させる速さと減少させる速さを、それぞれ独立に決定することが可能となるからである。

　トランジスタ１１，１２のゲート電位を高速に変化させることは、スイッチング損失を低減する効果があるが、回路が発振しやすくなるという副作用が生じる。トランジスタ１１，１２のゲート電位を増加させる速さと減少させる速さを独立に決定することにより、回路が発振しない範囲でより高速に回路のスイッチングを行い、損失を低減することができる。

　抵抗５１ａの抵抗値は、例えば、１Ω～５００Ωとすることができる。このとき、トランジスタ１１のゲート容量が２ｎＦの場合、トランジスタ１１のゲート電位が増加する際の時定数は、２ｎｓ～１μｓとなる。また、抵抗５１ａ，５１ｂの抵抗値がいずれも４０Ω、トランジスタ１１のゲート容量が２ｎＦの場合、トランジスタ１１のゲート電位が増加する際の時定数は８０ｎｓとなり、ゲート電位が減少する際の時定数は４０ｎｓとなる。

　抵抗５２ａの抵抗値は、例えば、１Ω～５００Ωとすることができる。このとき、トランジスタ１２のゲート容量が２ｎＦの場合、トランジスタ１２のゲート電位が増加する際の時定数は、２ｎｓ～１μｓとなる。また、抵抗５２ａ，５２ｂの抵抗値がいずれも４０Ω、トランジスタ１２のゲート容量が２ｎＦの場合、トランジスタ１２のゲート電位が増加する際の時定数は８０ｎｓとなり、ゲート電位が減少する際の時定数は４０ｎｓとなる。

　なお、トランジスタ１１，１２のゲート電位が増加または減少する速さは、トランジスタ１１，１２のゲート容量のみならず、その他の寄生容量の影響も受ける。また、トランジスタ１１，１２のゲート容量は、トランジスタのドレイン－ソース間電圧によっても変動することに留意すべきである。

　ダイオード３１のカソードは、第１の遅延回路の他端に接続される。すなわち、ダイオード３１のカソードは、第１の遅延回路を介してトランジスタ１１のゲートに接続される。ゲート電源４１の正極は、ダイオード３１のアノードに接続される。ゲート電源４１の負極は、第３のノードＮ３に接続されている。ゲート電源４１は、高耐圧トランジスタ１１（たとえば、しきい値電圧ＶＴＨ＝０．１～７Ｖのエンハンスメント型トランジスタ）の各々のしきい値電圧ＶＴＨとダイオード３１の順方向降下電圧との和の電圧よりも高い直流電圧（たとえば、０．２～５０Ｖ）を出力する。

　コンデンサ２１は、第１の遅延回路の他端と第２のノードＮ２との間に接続される。なお、コンデンサ２１は、第２のノードＮ２の電圧とゲート電源４１の出力電圧とを加算した電圧をトランジスタ１１のゲートに印加するために設けられている。例えば、第２のノードＮ２および第３のノードＮ３が共に接地電位にあるときは、ゲート電源４１の出力電位はダイオード３１および第１の遅延回路を介して高耐圧トランジスタ１１のゲートに印加される。その後、第３のノードＮ３が接地電位のままで第２のノードＮ２の電位が上昇しても、コンデンサ２１の容量カップリングにより、第２のノードＮ２と高耐圧トランジスタ１１のゲートとの間の電位差は保たれる。

　ゲートドライバ８１は、第２の遅延回路の他端に接続される。すなわち、ゲートドライバ８１は第２の遅延回路を介してトランジスタ１２のゲートに接続される。ゲートドライバ８１は、トランジスタ１２のゲート電圧を制御してトランジスタ１２をオン／オフ制御する。これにより、例えば、第１のノードＮ１に高電位が接続され、第２のノードＮ２に接地電位が接続されると、第１のノードＮ１から第２のノードＮ２に向かって断続的に電流が流れ、スイッチング電源としての基本動作が行われる。

　以上説明したように、コンデンサ２１、ダイオード３１およびゲート電源４１は、第２のノードＮ２の電圧にトランジスタ１１（エンハンスメント型）のしきい値電圧を加算した電圧よりも高い電圧をトランジスタ１１のゲートに与えてトランジスタ１１をオンさせるために設けられている。トランジスタ１１として、しきい値電圧ＶＴＨが負のトランジスタ（デプレッション型）を用いる場合は、コンデンサ２１、ダイオード３１およびゲート電源４１を用いないで、第２のノードＮ２と第１の遅延回路の他端を直接接続することも可能である。

　ツェナーダイオード６１のアノードおよびカソードは、トランジスタ１２のソースおよびドレインにそれぞれ接続されている。このツェナーダイオード６１は、低耐圧トランジスタ１２のソース－ドレイン間に所定の電圧を超える電圧が印加されることを防ぐために設けられている。

　抵抗７１ａの一端がトランジスタ１１のドレインに接続され、抵抗７１ａの他端がコンデンサ７１ｂの一端に接続され、コンデンサ７１ｂの他端がトランジスタ１２のソースに接続される。この抵抗７１ａおよびコンデンサ７１ｂは、このスイッチング電源装置１がスイッチングを行う際に発生する過渡的な高電圧を吸収するために設けられている。

　図１に示すスイッチング電源装置１を構成する各要素のうち、コンデンサ２１、ダイオード３１、ゲート電源４１およびゲートドライバ８１は駆動回路を構成している。駆動回路は図１に示すものに限定されないが、少なくとも以下の２つの機能を有している。第１の機能は、第１のノードＮ１から第２のノードＮ２に電流を流す場合は、トランジスタ１１，１２をオンさせ、第２のノードＮ２から第１のノードＮ１に電流を流す場合は、トランジスタ１１をオンさせるとともにトランジスタ１２をオフさせる機能である。第２の機能は、第２のノードＮ２の電圧にトランジスタ１１のしきい値を加算した電圧よりも高い電圧をトランジスタ１１のゲートに与えてトランジスタ１１をオンさせる機能である。

　なお、前記第１の機能については、第２のノードＮ２から第１のノードＮ１に電流を流す場合に、第２のノードＮ２から第１のノードＮ１に電流が流れ始めた後にトランジスタ１２をオンさせ、第２のノードＮ２から第１のノードＮ１に電流が流れなくなる前にトランジスタ１２をオフさせるものであってもよい。駆動回路はディスクリートな素子を組み合わせて構成してもよいし、集積回路として単一の半導体チップ上に形成されていてもよい。また、駆動回路が前記２つの機能以外の付加機能をさらに有していてもよい。

　次に、この第１の実施形態によるスイッチング電源装置１の動作を説明する。このスイッチング電源装置１の動作は、第１のノードＮ１から第２のノードＮ２に電流が流れる場合と、第２のノードＮ２から第１のノードＮ１に電流が流れる場合の、２つのモードに大別される。

　まず、第１のノードＮ１から第２のノードＮ２に電流が流れる場合について説明する。第１のノードＮ１から第２のノードＮ２に電流が流れる場合は、トランジスタ１１，１２をオンさせる。最初に、第１のノードＮ１から第２のノードＮ２に電流を流し始める動作（オン動作）について説明する。その後、電流を遮断する動作（オフ動作）について説明する。

　まず、オン動作について説明する。例として、第１のノードＮ１に電圧４００Ｖの電源が接続され、初期状態では第２のノードＮ２は接地電位（０Ｖ）であったとする。なお、第３のノードＮ３は接地電位に固定されているとする。また、トランジスタ１１の閾値ＶＴＨは３Ｖであるとする。更に、ゲート電源４１は電圧１０Ｖを出力するものとする。初期状態では、ゲートドライバ８１はトランジスタ１２のゲートに対してオフ電位（例えば第２のノードＮ２の電位を基準として０Ｖ）を出力しており、トランジスタ１２はオフ状態となっている。

　初期状態では、トランジスタ１１のゲートには１０Ｖが印加されている。トランジスタ１１の閾値ＶＴＨは３Ｖであるから、トランジスタ１１のソース（トランジスタ１２のドレイン）の電位は７Ｖとなっている。すなわち、高耐圧トランジスタ１１のソース－ドレイン間には３９３Ｖが印加され、低耐圧トランジスタ１２のソース－ドレイン間には７Ｖが印加されている。

　ここで、ゲートドライバ８１はトランジスタ１２に対してオン電位（例えば第２のノードＮ２の電位を基準として１５Ｖ）を出力する。このとき、ゲートドライバ８１から第２の遅延回路の抵抗５２ａを通ってトランジスタ１２のゲートに向かって電流が流れ、トランジスタ１２のゲート電位を増加させていく。トランジスタ１２のゲート電位がトランジスタ１２の閾値ＶＴＨを超えると、トランジスタ１２のドレインからソースに向けて電流が流れ始める。

　この後のスイッチング電源装置１の挙動は、第２のノードＮ２の電位が変化しないか、あるいは増加していくかによって異なる。後述する、スイッチング電源装置１を直列に接続して構成されるインバータでは、低耐圧トランジスタのオン動作開始直後は低耐圧トランジスタのソース側のノードの電位は変化しないで、その後増加していくという挙動を示す。したがって、第２のノードＮ２の電位が変化しない場合と増加する場合の挙動を以下に示す。

　第２のノードＮ２の電位が変化しない場合は、コンデンサ２１で容量結合したトランジスタ１１のゲート電位も変化しない。トランジスタ１１は、トランジスタ１１のソース電位が７Ｖから低下することにより、ドレインからソースに向けて電流を流す。流れる電流量は、トランジスタ１１のソース電位の７Ｖからのずれ量に依存する。

　それゆえ、この場合のトランジスタ１１，１２を流れる電流量の増加速度は、専らトランジスタ１２のゲート電位の増加速度に依存する。すなわち、第２の遅延回路の抵抗５２ａの抵抗値が低ければスイッチング速度は速くなり、抵抗値が高ければスイッチング速度は遅くなる。

　一方、第２のノードＮ２の電位が増加する場合は、コンデンサ２１で容量結合したトランジスタ１１のゲート電位も増加する。第２のノードＮ２の電位が増加すれば、トランジスタ１１のソース－ドレイン間電圧も減少してトランジスタ１１のドレインからソースに向けて流れる電流を減少させる作用を生じるが、一方で、トランジスタ１１のゲート電位が増加すれば、トランジスタ１１のドレインからソースに向けて流れる電流を増加させる作用を生じる。結局、２つの作用の釣り合いにより、トランジスタ１１，１２を流れる電流量が決まる。トランジスタ１１，１２を流れる電流量が大きければ、第２のノードＮ２の電位の増加速度は大きくなる。

　この場合、第１の遅延回路の抵抗５１ａの抵抗値が２つの作用の釣り合いに影響を与える。抵抗５１ａの抵抗値が低ければ、第２のノードＮ２の電位増加が速やかにトランジスタ１１のゲート電位を上昇させるが、抵抗５１ａの抵抗値が高ければ、第２のノードＮ２の電位上昇がトランジスタ１１のゲート電位を増加させるのに時間がかかる。そのため、第１の遅延回路の抵抗５１ａの抵抗値が低ければスイッチング速度は速くなり、抵抗値が高ければスイッチング速度は遅くなる。

　次に、オフ動作について説明する。例として、第１のノードＮ１に電圧４００Ｖの電源が接続され、第１のノードＮ１から第２のノードＮ２に電流が流れており、第２のノードＮ２の電位も４００Ｖであったとする。なお、第３のノードＮ３は接地電位に固定されているとする。また、トランジスタ１１の閾値ＶＴＨは３Ｖであるとする。更に、ゲート電源４１は電圧１０Ｖを出力するものとする。初期状態では、ゲートドライバ８１はトランジスタ１２のゲートに対してオン電位（例えば第２のノードＮ２の電位を基準として１５Ｖ）を出力しており、トランジスタ１２はオン状態となっている。トランジスタ１１のゲート電位は４１０Ｖであり、トランジスタ１２もオン状態となっている。

　ここで、ゲートドライバ８１はトランジスタ１２に対してオフ電位（例えば第２のノードＮ２の電位を基準として０Ｖ）を出力する。このとき、トランジスタ１２のゲートから第２の遅延回路の抵抗５２ａおよび５２ｂを通ってゲートドライバ８１に向かって電流が流れ、トランジスタ１２のゲート電位を減少させていく。トランジスタ１２のゲート電位が減少すると、トランジスタ１２のドレインからソースに向かって流れる電流も減少を始める。

　この後のスイッチング電源装置１の挙動は、第２のノードＮ２の電位が変化しないか、あるいは減少していくかによって異なる。後述する、スイッチング電源装置１を直列に接続して構成されるインバータでは、低耐圧トランジスタのオフ動作開始直後は低耐圧トランジスタのソース側のノードの電位は減少し、その後電位が変化しないで専ら電流量が減少していくという挙動を示す。したがって、第２のノードＮ２の電位が減少する場合と変化しない場合の挙動を以下に示す。

　第２のノードＮ２の電位が減少する場合は、コンデンサ２１で容量結合したトランジスタ１１のゲート電位も減少する。第２のノードＮ２の電位が減少すれば、トランジスタ１１のソース－ドレイン間電圧が増加してトランジスタ１１のドレインからソースに向けて流れる電流を増加させる作用を生じるが、一方で、トランジスタ１１のゲート電位が減少すれば、トランジスタ１１のドレインからソースに向けて流れる電流を減少させる作用を生じる。結局、２つの作用の釣り合いにより、トランジスタ１１，１２を流れる電流量が決まる。トランジスタ１１，１２を流れる電流量が小さければ、第２のノードＮ２の電位の減少速度は大きくなる。

　この場合、第１の遅延回路の抵抗５１ａおよび５１ｂの合成抵抗値が２つの作用の釣り合いに影響を与える。抵抗５１ａおよび５１ｂの合成抵抗値が低ければ、第２のノードＮ２の電位減少が速やかにトランジスタ１１のゲート電位を減少させるが、抵抗５１ａおよび５１ｂの合成抵抗値が高ければ、第２のノードＮ２の電位減少がトランジスタ１１のゲート電位を減少させるのに時間がかかる。そのため、第１の遅延回路の抵抗５１ａおよび５１ｂの合成抵抗値が低ければスイッチング速度は速くなり、合成抵抗値が高ければスイッチング速度は遅くなる。

　一方、第２のノードＮ２の電位が変化しない場合は、コンデンサ２１で容量結合したト
ランジスタ１１のゲート電位も変化しない。それゆえ、この場合のトランジスタ１１，１
２を流れる電流量の減少速度は、専らトランジスタ１２のゲート電位の減少速度に依存す
る。すなわち、第２の遅延回路の抵抗５２ａおよび５２ｂの合成抵抗値が低ければスイッ
チング速度は速くなり、合成抵抗値が高ければスイッチング速度は遅くなる。

　次に、第２のノードＮ２から第１のノードＮ１に電流が流れる場合について説明する。第２のノードＮ２から第１のノードＮ１に電流が流れる場合は、トランジスタ１１をオンさせるとともにトランジスタ１２をオフさせる。

　例として、第１のノードＮ１に電圧４００Ｖの電源が接続され、初期状態では第２のノードＮ２の電位も４００Ｖであったとする。なお、第３のノードＮ３は接地電位に固定されているとする。また、トランジスタ１１の閾値ＶＴＨは３Ｖであるとする。更に、ゲート電源４１は電圧１０Ｖを出力するものとする。トランジスタ１１のゲート電位は、コンデンサ２１の作用により、第２のノードＮ２より１０Ｖ高い４１０Ｖを保っており、トランジスタ１１はオン状態となっている。ゲートドライバ８１はトランジスタ１２のゲートに対してオフ電位（例えば第２のノードＮ２の電位を基準として０Ｖ）を出力しており、トランジスタ１２はオフ状態となっている。

　ここで、第２のノードＮ２の電位が、第１のノードＮ１の電位に比べて、トランジスタ１２の内蔵ダイオード１２ａのＶｆ（例えば０．５Ｖ）だけ高くなると、第２のノードＮ２から第１のノードＮ１に向かって、内蔵ダイオード１２ａおよびトランジスタ１１を通じて電流が流れる。このとき、内蔵ダイオード１２ａには少数キャリアが蓄積されている。

　第２のノードＮ２の電位と第１のノードＮ１の電位の差がＶｆ以下になると、第２のノードＮ２から第１のノードＮ１に向かって流れる電流は流れなくなる。しかしながら、内蔵ダイオード１２ａに蓄積された少数キャリアが解放されるため、しばらくの間リカバリ電流が流れる。このリカバリ電流は、スイッチング電源装置にとって重要な損失の要因となっている。

　このように、第２のノードＮ２から第１のノードＮ１に電流が流れる場合にはスイッチングは行われない。しかしながら、トランジスタ１２の内蔵ダイオード１２ａに電流が流れるため、内蔵ダイオード１２ａでＶｆだけ電圧降下が発生して損失となる。そのため、第２のノードＮ２から第１のノードＮ１に電流が流れ始めた後にトランジスタ１２をオンさせ、第２のノードＮ２から第１のノードＮ１に電流が流れなくなる前にトランジスタ１２をオフさせることにより、内蔵ダイオード１２ａでの電圧降下による損失を低減することができる。

　トランジスタ１１をオン状態とするためにトランジスタ１１のゲートに印加する電圧は、ゲート電源４１の出力電圧により決まる。また、トランジスタ１２をオン状態とするためにトランジスタ１２のゲートに印加する電圧は、ゲートドライバ８１の出力電圧により決まる。したがって、トランジスタ１１のゲートに印加する電圧と、トランジスタ１２のゲートに印加する電圧は独立に決めることができる。

　第１のノードＮ１から第２のノードＮ２に電流を流すときは、トランジスタ１１，１２をオン状態とするが、このときトランジスタ１１のゲートとトランジスタ１２のゲートにそれぞれ異なる電位を印加することが好ましい。これにより、以下に述べるように所望の特性を有するスイッチング電源装置を実現することができる。

　例えば、第１のノードＮ１から第２のノードＮ２に電流を流すとき、トランジスタ１１のゲートに印加するゲートオーバードライブを、トランジスタ１２のゲートに印加するゲートオーバードライブより大きくすることができる。ゲートオーバードライブとは、ゲート－ソース間電圧から閾値ＶＴＨを引いた電圧値である。

　一般的に、高耐圧トランジスタ１１の価格は、低耐圧トランジスタ１２の価格よりも圧倒的に高い。また、オン抵抗の低い（すなわち定格電流が大きい）高耐圧トランジスタほど高価である。したがって、トランジスタ１１にはなるべく大きなゲートオーバードライブを印加してオン抵抗を下げることにより、より定格電流が小さな高耐圧トランジスタを採用してコストを下げることができる。トランジスタ１２のゲートオーバードライブも同様に上げてしまうとトランジスタ１２のゲート電位の遷移時間が増大してしまうので、スイッチング速度を低下させてしまう。したがって、トランジスタ１１のゲートオーバードライブをのみを増大させて、トランジスタ１２のゲートオーバードライブよりも大きくすることが好ましい。これは、スイッチング電源装置のコスト削減を重視した場合の好ましい構成である。

　あるいは、第１のノードＮ１から第２のノードＮ２に電流を流すとき、トランジスタ１１のゲートに印加するゲートオーバードライブを、トランジスタ１２のゲートに印加するゲートオーバードライブより小さくすることができる。

　すでに説明したように、第１のノードＮ１から第２のノードＮ２に電流を流すとき、第１のノードＮ１から第２のノードＮ２に電流を流し始める動作（オン動作）時には、トランジスタ１１のソース電位（すなわちトランジスタ１２のドレイン電位）は、トランジスタ１１のゲート電位からトランジスタ１１の閾値ＶＴＨを引いた電位に近い値で推移する。先の説明では、例えばトランジスタ１１のゲート電位が１０Ｖ、トランジスタ１１の閾値ＶＴＨが３Ｖであるとき（したがって、オン時のゲートオーバードライブは７Ｖ）、トランジスタ１１のソース電位（すなわちトランジスタ１２のドレイン電位）は７Ｖに近い値を推移した。第２のノードＮ２の電位が変化しない場合は、トランジスタ１２のソース－ドレイン間電圧も７Ｖに近い値を推移することになる。

　以上の説明から明らかなように、第１のノードＮ１から第２のノードＮ２に電流を流すときのトランジスタ１１のゲートオーバードライブを小さくすることにより、スイッチング時のトランジスタ１２のソース－ドレイン間電圧を小さくすることができる。実際の動作では、トランジスタ１１のソース電位（すなわちトランジスタ１２のドレイン電位）はノイズ等により瞬間的に高い電圧が印加されるので、トランジスタ１１にはなるべく小さなゲートオーバードライブを印加してトランジスタ１２のソース－ドレイン間電圧を下げることにより、より信頼性を高くすることができる。トランジスタ１２のゲートオーバードライブも同様に下げてしまうとトランジスタ１２のオン抵抗が増大してしまうので、損失を増大させてしまう。したがって、トランジスタ１１のゲートオーバードライブをのみを減少させて、トランジスタ１２のゲートオーバードライブよりも小さくすることが好ましい。これは、信頼性を重視した場合の好ましい構成である。

　以上、この発明の第１の実施形態によるスイッチング電源装置１の動作を説明した。

　この第１の実施形態によるスイッチング電源装置１によれば、ドレイン（第１の電極）が第１のノードＮ１に接続されたトランジスタ１１（第１のトランジスタ）を備えている。また、ドレインがトランジスタ１１のソース（第２の電極）に接続され、ソースが第２のノードＮ２に接続されたトランジスタ１２（第２のトランジスタ）も備えている。そして、トランジスタ１１，１２の各々は、ソース－ドレイン間に順方向に接続された寄生ダイオードを有している。また、トランジスタ１１のソース－ドレイン間の耐圧は、トランジスタ１２のソース－ドレイン間耐圧よりも高い。また、第１のノードＮ１から第２のノードＮ２に電流を流す場合は、トランジスタ１１，１２をオンさせ、第２のノードＮ２から第１のノードＮ１に電流を流す場合は、トランジスタ１１をオンさせるとともにトランジスタ１２をオフさせる駆動回路を備える。また、前記駆動回路は、第２のノードＮ２の電圧にトランジスタ１１のしきい値電圧を加算した電圧よりも高い電圧をトランジスタ１１のゲートに与えてトランジスタ１１をオンさせる。

　上記構成によれば、高耐圧のトランジスタ１１に比べて低耐圧のトランジスタ１２は内蔵ダイオードに起因するリカバリ電流が小さい。そして、第２のノードＮ２から第１のノードＮ１に電流が流れる際は、トランジスタ１１はオンしており、トランジスタ１２はオフしているので、リカバリ電流が大きいトランジスタ１１の内蔵ダイオードには電流が流れずに、リカバリ電流が小さいトランジスタ１２の内蔵ダイオードのみに電流が流れる。したがって、還流ダイオードを外付けすることなくトランジスタの内蔵ダイオードを活用し、リカバリ電流による損失を低減することができる。以上の理由により、高効率かつ低コストであるスイッチング電源装置が提供される。

　上記構成によればまた、高耐圧トランジスタ１１と低耐圧トランジスタ１２が直列に接続され、スイッチング動作を行うのは低耐圧トランジスタ１２である。電源電圧の大半は高耐圧トランジスタ１１のソース－ドレイン間に印加されるため、スイッチング動作を行う低耐圧トランジスタ１２のソース－ドレイン間電圧を非常に小さくすることができる。そのため、スイッチング動作を行うトランジスタ１２のゲート電圧が、容量結合するドレイン電圧の変動により影響を受ける度合いを非常に小さくすることができる。それゆえ、ゲート電位の変動によるトランジスタ１２の誤点弧を効果的に抑制することができる。以上の理由により、信頼性の高いスイッチング電源装置が提供される。

　この第１の実施形態によるスイッチング電源装置１は更にまた、トランジスタ１１のゲートおよびトランジスタ１２のゲートには、それぞれトランジスタ１１のゲートの電位変動を遅延させる第１の遅延回路およびトランジスタ１２のゲートの電位変動を遅延させる第２の遅延回路が接続されている。そして、第１の遅延回路および第２の遅延回路の少なくともいずれか一方は、トランジスタ１１のゲートまたはトランジスタ１２のゲートの電位を増加させる速さと減少させる速さが異なるよう構成されている。

　上記構成によれば、トランジスタ１１，１２の少なくともいずれか一方において、ゲート電位が増加する速さと減少する速さを独立して決定することが可能となる。したがって、スイッチングの立ち上がりと立ち下りの速さを独立に決定することができるため、回路が発振しない範囲でよりきめ細かく回路のスイッチング高速化を行い、損失を低減することができる。

　なお、この第１の実施形態によるスイッチング電源装置１は、第２のノードＮ２から第１のノードＮ１に電流を流す場合に、第２のノードＮ２から第１のノードＮ１に電流が流れ始めた後にトランジスタ１２をオンさせ、第２のノードＮ２から第１のノードＮ１に電流が流れなくなる前にトランジスタ１２をオフさせてもよい。

　上記構成によれば、トランジスタ１２の内蔵ダイオード１２ａに電流が流れる時間を短縮できるので、内蔵ダイオード１２ａでの電圧降下による損失を低減することができる。

［第２の実施形態］
　この発明の第２の実施形態によるインバータ２は、図２に示すように、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１１～２１８，２９１，２９２、コンデンサ２２１，２２２，２７１ｂ～２７４ｂ、ダイオード２３１，２３２，２５１ｃ～２５８ｃ、ゲート電源２４１，２４２、抵抗２５１ａ～２５８ａ，２５１ｂ～２５８ｂ，２７１ａ～２７４ａ、ツェナーダイオード２６１～２６４およびゲートドライバ２８１，２８２を備える。トランジスタ２１１～２１８，２９１，２９２は、それぞれ寄生ダイオード２１１ａ～２１８ａ，２９１ａ，２９２ａを内蔵している。

　寄生ダイオード２１１ａ～２１８ａ，２９１ａ，２９２ａのアノードはそれぞれ対応のトランジスタ２１１～２１８，２９１，２９２のソースに接続され、寄生ダイオード２１１ａ～２１８ａ，２９１ａ，２９２ａのカソードはそれぞれ対応のトランジスタ２１１～２１８，２９１，２９２のドレインに接続されている。

　トランジスタ２１１，２１３，２１５，２１７の各々は、ソース－ドレイン間耐圧がたとえば６００Ｖの高耐圧トランジスタである。トランジスタ２１２，２１４，２１６，２１８の各々は、ソース－ドレイン間耐圧がたとえば３０Ｖの低耐圧トランジスタである。低耐圧トランジスタ２１２，２１４，２１６，２１８の寄生ダイオード２１２ａ，２１４ａ，２１６ａ，２１８ａの各々は、還流ダイオードとして動作する。

　トランジスタ２１１，２１５のドレインは、ともに電源電圧Ｖｄｄを受ける。トランジスタ２１２，２１６のドレインはそれぞれトランジスタ２１１，２１５のソースに接続され、トランジスタ２１２，２１６のソースはそれぞれ出力ノードＮ４，Ｎ５に接続される。トランジスタ２１３，２１７のドレインはそれぞれ出力ノードＮ４，Ｎ５に接続される。トランジスタ２１４，２１８のドレインはそれぞれトランジスタ２１３，２１７のソースに接続され、トランジスタ２１４，２１８のソースはともに接地電圧ＧＮＤのラインに接続される。トランジスタ２１１，２１２は左上アームを構成し、トランジスタ２１３，２１４は左下アームを構成し、トランジスタ２１５，２１６は右上アームを構成し、トランジスタ２１７，２１８は右下アームを構成している。負荷３は、コイル３０１からなり、出力ノードＮ４，Ｎ５間に接続される。

　抵抗２５１ａ、抵抗２５１ｂおよびダイオード２５１ｃは、第１の遅延回路を構成する。抵抗２５１ｂとダイオード２５１ｃは直列に接続されている。直列に接続された抵抗２５１ｂとダイオード２５１ｃに、更に抵抗２５１ａが並列に接続されて第１の遅延回路をなしている。第１の遅延回路の一端は、トランジスタ２１１のゲートに接続される。

　同様に、抵抗２５２ａ～２５８ａ、抵抗２５２ｂ～２５８ｂおよびダイオード２５２ｃ～２５８ｃは、それぞれ第２～第８の遅延回路を構成する。抵抗２５２ｂ～２５８ｂとダイオード２５２ｃ～２５８ｃは、それぞれ直列に接続されている。直列に接続された抵抗２５２ｂ～２５８ｂとダイオード２５２ｃ～２５８ｃに、それぞれ更に抵抗２５２ａ～２５８ａが並列に接続されて第２～第８の遅延回路をなしている。第２～第８の遅延回路の一端は、それぞれトランジスタ２１２～２１８のゲートに接続される。

　ダイオード２３１のカソードは、第１の遅延回路の他端に接続される。すなわち、ダイオード２３１のカソードは、第１の遅延回路を介してトランジスタ２１１のゲートに接続される。トランジスタ２９１のソースは、ダイオード２３１のアノードに接続され、第３の遅延回路を介してトランジスタ２１３のゲートに接続される。ゲート電源２４１の出力ノードは、トランジスタ２９１のドレインに接続される。ゲート電源２４１は、高耐圧トランジスタ２１１，２１３（たとえば、しきい値電圧ＶＴＨ＝０．１～７Ｖのエンハンスメント型トランジスタ）の各々のしきい値電圧ＶＴＨとダイオード２３１の順方向降下電圧との和の電圧よりも高い直流電圧（たとえば、０．２～５０Ｖ）を出力する。

　ダイオード２３２のカソードは、第５の遅延回路の他端に接続される。すなわち、ダイオード２３２のカソードは、第５の遅延回路を介してトランジスタ２１５のゲートに接続される。トランジスタ２９２のソースは、ダイオード２３２のアノードに接続され、第７の遅延回路を介してトランジスタ２１７のゲートに接続される。ゲート電源２４２の出力ノードは、トランジスタ２９２のドレインに接続される。ゲート電源２４２は、高耐圧トランジスタ２１５，２１７（たとえば、しきい値電圧ＶＴＨ＝０．１～７Ｖのエンハンスメント型トランジスタ）の各々のしきい値電圧ＶＴＨとダイオード２３２の順方向降下電圧との和の電圧よりも高い直流電圧（たとえば、０．２～５０Ｖ）を出力する。

　コンデンサ２２１は、第１の遅延回路の他端と出力ノードＮ４との間に接続される。コンデンサ２２２は、第５の遅延回路の他端と出力ノードＮ５との間に接続される。なお、コンデンサ２２１は、出力ノードＮ４の電圧とゲート電源２４１の出力電圧とを加算した電圧をトランジスタ２１１のゲートに印加するために設けられている。コンデンサ２２２は、出力ノードＮ５の電圧とゲート電源２４２の出力電圧とを加算した電圧をトランジスタ２１５のゲートに印加するために設けられている。例えば、出力ノードＮ４が接地電位にあるときは、ゲート電源２４１の出力電位はトランジスタ２９１、ダイオード２３１および第１の遅延回路を介して高耐圧トランジスタ２１１のゲートに印加される。その後、出力ノードＮ４の電位が上昇しても、コンデンサ２１２の容量カップリングにより、出力ノードＮ４と高耐圧トランジスタ２１１のゲートとの間の電位差は保たれる。同様に、出力ノードＮ５と高耐圧トランジスタ２１５のゲートとの間の電位差も、ゲート電源２４２の出力電圧分に保たれる。

　ゲートドライバ２８１は、第２および第４の遅延回路の他端に接続される。すなわち、ゲートドライバ２８１は第２および第４の遅延回路を介して、それぞれトランジスタ２１２，２１４のゲートに接続される。ゲートドライバ２８１は、トランジスタ２１２，２１４のゲート電圧を制御してトランジスタ２１２，２１４をオン／オフ制御する。

　同様に、ゲートドライバ２８２は、第６および第８の遅延回路の他端に接続される。すなわち、ゲートドライバ２８２は第６および第８の遅延回路を介して、それぞれトランジスタ２１４，２１８のゲートに接続される。ゲートドライバ２８２は、トランジスタ２１６，２１８のゲート電圧を制御してトランジスタ２１６，２１８をオン／オフ制御する。　

　ツェナーダイオード２６１～２６４のアノードは、それぞれトランジスタ２１２，２１４，２１６，２１８のソースに接続され、ツェナーダイオード２６１～２６４のカソードは、それぞれトランジスタ２１２，２１４，２１６，２１８のドレインに接続されている。このツェナーダイオード２６１～２６４は、低耐圧トランジスタ２１２，２１４，２１６，２１８のソース－ドレイン間に所定の電圧を超える電圧が印加されることを防ぐために設けられている。

　抵抗２７１ａ～２７４ａの一端が、それぞれトランジスタ２１１，２１３，２１５，２１７のドレインに接続され、抵抗２７１ａ～２７４ａの他端が、それぞれコンデンサ２７１ｂ～２７４ｂの一端に接続され、コンデンサ２７１ｂ～２７４ｂの他端が、それぞれトランジスタ２１２，２１４，２１６，２１８のソースに接続される。この抵抗２７１ａ～２７４ａおよびコンデンサ２７１ｂ～２７４ｂは、このインバータ２がスイッチングを行う際に発生する過渡的な高電圧を吸収するために設けられている。

　この第２の実施形態によるインバータ２は、第１の実施形態によるスイッチング電源装置４個を、それぞれ左上アーム、左下アーム、右上アームおよび右下アームに適用したものである。左下アームおよび右下アームにおいては、遅延回路を介して高耐圧トランジスタに接続されるダイオードおよびコンデンサを備えていない。これは、左上アームおよび右上アームにおいては低耐圧トランジスタのソース電位が固定されていないのに対し、左下アームおよび右下アームにおいては低耐圧トランジスタのソース電位が接地電圧ＧＮＤに固定されているためである。

　次に、このインバータの動作について説明する。負荷３に交流電力を供給する場合は、トランジスタ２９１，２９２がオンされ、高耐圧トランジスタ２１１，２１３，２１５，２１７の各々のゲートに、高耐圧トランジスタ２１１，２１３，２１５，２１７のしきい値電圧ＶＴＨよりも高い直流電圧が印加される。この状態で、まず低耐圧トランジスタ２１２，２１８がオンされる。これにより、電源電圧Ｖｄｄのラインからトランジスタ２１１，２１２、負荷３、およびトランジスタ２１７，２１８を介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流が流れ、負荷３を構成するコイル３０１に電磁エネルギーが蓄えられる。

　次に、低耐圧トランジスタ２１２，２１８がオフされる。負荷３を構成するコイル３０１に蓄えられた電磁エネルギーにより、接地電圧ＧＮＤのラインから寄生ダイオード２１４ａ、トランジスタ２１３、負荷３、寄生ダイオード２１６ａ、およびトランジスタ２１５を介して電源電圧Ｖｄｄのラインに電流が還流する。

　次いで、還流電流が無くなるタイミングで、低耐圧トランジスタ２１４，２１６がオンされる。これにより、電源電圧Ｖｄｄのラインからトランジスタ２１５，２１６、負荷３、およびトランジスタ２１３，２１４を介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流が流れる。

　次に、低耐圧トランジスタ２１４，２１６がオフされる。負荷３を構成するコイル３０１に蓄えられた電磁エネルギーにより、接地電圧ＧＮＤのラインから寄生ダイオード２１８ａ、トランジスタ２１７、負荷３、寄生ダイオード２１２ａ、およびトランジスタ２１１を介して電源電圧ＶＣＣのラインに電流が還流する。以下、同様にして、負荷３に交流電力が供給される。

　ところで、このようなインバータでは、負荷３に供給する電力を調整するため、左上アーム（トランジスタ２１１，２１２）をオンさせたままで右下アーム（トランジスタ２１７，２１８）をオン／オフさせるチョッピング動作と、右上アーム（トランジスタ２１５，２１６）をオンさせたままで左下アーム（トランジスタ２１３，２１４）をオン／オフさせるチョッピング動作とを交互に行なう場合がある。

　逆に、右下アーム（トランジスタ２１７，２１８）をオンさせたままで左上アーム（トランジスタ２１１，２１２）をオン／オフさせるチョッピング動作と、左下アーム（トランジスタ２１３，２１４）をオンさせたままで右上アーム（トランジスタ２１５，２１６）をオン／オフさせるチョッピング動作とを交互に行なう場合もある。

　以下、チョッピング動作の第１の例として、右下アーム（トランジスタ２１７，２１８）をオンさせたままで左上アーム（トランジスタ２１１，２１２）をオン／オフさせるチョッピング動作を説明する。このとき、電流は出力ノードＮ４から出力ノードＮ５に流れる。

　まず、左上アームのトランジスタ２１２をオンする動作について説明する。図３（Ａ）に、トランジスタ２１２がオンするときの、電源電圧Ｖｄｄのラインと出力ノードＮ４との間の電圧差および電源電圧Ｖｄｄのラインから出力ノードＮ４に向けて流れる電流量の時間変化を示す。例として、電源電圧Ｖｄｄのラインに電圧４００Ｖの電源が接続され、トランジスタ２１２をオンする前の状態では出力ノードＮ４は－１Ｖであったとする。出力ノードＮ４が－１Ｖであるのは、電流が接地電圧ＧＮＤのラインからトランジスタ２１４の内蔵ダイオード２１４ａ、トランジスタ２１３および出力ノードＮ４を介して出力ノードＮ５に流れており、内蔵ダイオードにおいて電圧降下を起こすためである。また、トランジスタ２１１の閾値ＶＴＨは３Ｖであるとする。更に、ゲート電源２４１は電圧１０Ｖを出力するものとする。トランジスタ２１２をオンする前の状態では、ゲートドライバ２８１はトランジスタ２１２のゲートに対してオフ電位（例えば出力ノードＮ４の電位を基準として０Ｖ）を出力しており、トランジスタ２１２はオフ状態となっている。

　トランジスタ２１２をオンする前の状態では、トランジスタ２１１のゲートにはゲート電源２４１の出力電圧である１０Ｖが印加されている。トランジスタ２１１の閾値ＶＴＨは３Ｖであるから、トランジスタ２１１のソース（トランジスタ２１２のドレイン）の電位は７Ｖとなっている。すなわち、高耐圧トランジスタ２１１のソース－ドレイン間には３９３Ｖが印加され、低耐圧トランジスタ１２のソース－ドレイン間には８Ｖが印加されている。

　ここで、ゲートドライバ２８１はトランジスタ２１２に対してオン電位（例えば出力ノードＮ４の電位を基準として１５Ｖ）を出力する。トランジスタ２１２のゲート電位は徐々に増加し、トランジスタ２１２の閾値ＶＴＨを超えると、トランジスタ２１２のドレインからソースに向けて電流が流れ始める。

　出力ノードＮ４から出力ノードＮ５に流れる電流量はコイル３０１により一定に保たれるため、トランジスタ２１２のドレインからソースに向けて流れる電流量、すなわち左上アームを流れる電流量が増加すると、左下アームを流れる電流量は減少する。左下アームを流れる電流量が０になるまでは、出力ノードＮ４の電位はほぼ－１Ｖを保っている。このとき、電源電圧Ｖｄｄのラインから出力ノードＮ４に向けて流れる電流（左上アームを流れる電流量）の変化する速さは、第１の実施形態と同様に説明できて、抵抗２５２ａに依存する。

　左下アームを流れる電流量が０になると、出力ノードＮ４の電位は増加を始める。このとき、左上アームを流れる電流は、出力ノードＮ４の電位を増加させるために寄生容量を充電するための電流を無視すると、出力ノードＮ４から出力ノードＮ５に流れる電流に等しくなり、ほぼ一定となる。このとき、電源電圧Ｖｄｄのラインと出力ノードＮ４との電位差の変化する速さは、第１の実施形態と同様に説明できて、抵抗２５１ａに依存する。出力ノードＮ４が電源電圧Ｖｄｄのラインと同じ４００Ｖに達すると、トランジスタ２１２のオン動作が完了する。

　次に、左上アームのトランジスタ２１２をオフする動作について説明する。図３（Ｂ）に、トランジスタ２１２がオフするときの、電源電圧Ｖｄｄのラインと出力ノードＮ４との間の電圧差および電源電圧Ｖｄｄのラインから出力ノードＮ４に向けて流れる電流量の時間変化を示す。トランジスタ２１２をオフする前の状態では出力ノードＮ４の電位は電源電圧Ｖｄｄのラインと同じ４００Ｖである。トランジスタ２１２をオフする前の状態では、ゲートドライバ２８１はトランジスタ２１２のゲートに対してオン電位（出力ノードＮ４の電位を基準として１５Ｖ、接地電位を基準として４１５Ｖ）を出力しており、トランジスタ２１２はオン状態となっている。

　トランジスタ２１２をオフする前の状態では、トランジスタ２１１のゲートには出力ノードＮ４の電位にゲート電源２４１の出力電圧を加算した４１０Ｖが印加されている。　

　ここで、ゲートドライバ２８１はトランジスタ２１２に対してオフ電位（例えば出力ノードＮ４の電位を基準として０Ｖ）を出力する。トランジスタ２１２のゲート電位は徐々に減少し、トランジスタ２１２のドレインからソースに向けて流れる電流が減少する。

　出力ノードＮ４から出力ノードＮ５に流れる電流量はコイル３０１により一定に保たれるため、出力ノードＮ４の電位は減少していく。このとき、左上アームを流れる電流は、出力ノードＮ４の電位が減少することにより寄生容量から放電される電流を無視すると、出力ノードＮ４から出力ノードＮ５に流れる電流に等しくなり、ほぼ一定となる。このとき、電源電圧Ｖｄｄのラインと出力ノードＮ４との電位差の変化する速さは、第１の実施形態と同様に説明できて、抵抗２５１ａおよび２５１ｂに依存する。

　出力ノードＮ４の電位が－１Ｖになると、接地電圧ＧＮＤのラインからトランジスタ２１４の内蔵ダイオード２１４ａ、トランジスタ２１３を介して出力ノードＮ４に電流が流れ始める。すなわち、左上アームの電流が減少するとともに、左下アームの電流が増加する。これ以降、出力ノードＮ４の電位はほぼ－１Ｖを保つ。このとき、電源電圧Ｖｄｄのラインから出力ノードＮ４に向けて流れる電流（左上アームを流れる電流量）の変化する速さは、第１の実施形態と同様に説明できて、抵抗２５２ａおよび２５２ｂに依存する。左上ノードの電流が０になると、トランジスタ２１２のオフ動作が完了する。

　以上の説明より明らかなように、抵抗２５１ａ，２５１ｂ，２５２ａ，２５２ｂを適切に選択することによって、トランジスタ２１２のオン時とオフ時のそれぞれにおいて、スイッチングの立ち上がりの速さ（出力ノードＮ４の電圧変化率および左上（左下）アームの電流変化率）と立ち下りの速さ（出力ノードＮ４の電圧変化率および左上（左下）アームの電流変化率）を独立に決定することができる。

　図３（Ａ）および図３（Ｂ）において、斜線が描かれている領域の面積は、スイッチングによる損失の大きさを示している。それゆえ、スイッチングによる損失を低減するためには、トランジスタのオン時とオフ時のスイッチングの速さを共に早くすればよいが、スイッチングの高速化は回路が発振しやすくなるという副作用ももたらす。

　しかしながら、トランジスタ２１１，２１２のゲートに接続される第１，第２の遅延回路により、トランジスタ２１１，２１２のオン時とオフ時でそれぞれスイッチングの速さを独立して決定することができる。それゆえ、例えば、トランジスタのオン時とオフ時において、それぞれ発振しない範囲で限界までスイッチングを高速化し、スイッチング損失を低減することができる。

　チョッピング動作の第２の例として、右上アーム（トランジスタ２１５，２１６）をオンさせたままで左下アーム（トランジスタ２１３，２１４）をオン／オフさせるチョッピング動作させたときの、電源電圧Ｖｄｄのラインと出力ノードＮ４との間の電圧差および電源電圧Ｖｄｄのラインから出力ノードＮ４に向けて流れる電流量の時間変化を図４に示す。

　ところで、この第２の実施形態によるインバータ２の左上アームと左下アーム（あるいは右上アームと右下アーム）の組み合わせによるスイッチング電源装置に注目すると、このスイッチング電源装置は以下の構成を有している。

　すなわち、このスイッチング電源装置は、ドレイン（第１の電極）が電源電圧のラインに接続されたトランジスタ２１１（第１のトランジスタ）を備えている。また、ドレインがトランジスタ２１１のソース（第２の電極）に接続され、ソースが出力ノードＮ４に接続されたトランジスタ２１２（第２のトランジスタ）も備えている。また、ドレインが出力ノードＮ４に接続されたトランジスタ２１３（第３のトランジスタ）を有している。また、ドレインがトランジスタ２１３のソースに接続され、ソースが基準電圧のラインに接続されたトランジスタ２１４（第４のトランジスタ）を備えている。そして、トランジスタ２１１～２１４の各々は、ソース－ドレイン間に順方向に接続された寄生ダイオードを有している。また、トランジスタ２１１のソース－ドレイン間の耐圧は、トランジスタ２１２のソース－ドレイン間耐圧よりも高く、トランジスタ２１３のソース－ドレイン間の耐圧は、トランジスタ２１３のソース－ドレイン間耐圧よりも高い。また、電源電圧のラインから出力ノードＮ４に電流を流す場合は、トランジスタ２１１，２１２をオンさせ、出力ノードＮ４から電源電圧のラインに電流を流す場合は、トランジスタ２１１をオンさせるとともにトランジスタ２１２をオフさせ、出力ノードＮ４から基準電圧のラインに電流を流す場合は、トランジスタ２１３，２１４をオンさせ、基準電圧のラインから出力ノードＮ４に電流を流す場合は、トランジスタ２１３をオンさせるとともにトランジスタ２１４をオフさせる駆動回路を備える。また、前記駆動回路は、出力ノードＮ４の電圧にトランジスタ２１１のしきい値電圧を加算した電圧よりも高い電圧をトランジスタ２１１のゲートに与えてトランジスタ２１１をオンさせ、基準電圧のラインの電圧にトランジスタ２１３のしきい値電圧を加算した電圧よりも高い電圧をトランジスタ２１３のゲートに与えてトランジスタ２１３をオンさせる。

　上記構成によれば、高耐圧のトランジスタ２１１，２１３に比べて低耐圧のトランジスタ２１２，２１４は内蔵ダイオードに起因するリカバリ電流が小さい。そして、出力ノードＮ４から電源電圧のラインに電流が流れる際は、トランジスタ２１１はオンしており、トランジスタ２１２はオフしているので、リカバリ電流が大きいトランジスタ２１１の内蔵ダイオードには電流が流れずに、リカバリ電流が小さいトランジスタ２１２の内蔵ダイオードのみに電流が流れる。同様に、基準電圧のラインから出力ノードＮ４に電流が流れる際は、トランジスタ２１３はオンしており、トランジスタ２１４はオフしているので、リカバリ電流が大きいトランジスタ２１３の内蔵ダイオードには電流が流れずに、リカバリ電流が小さいトランジスタ２１４の内蔵ダイオードのみに電流が流れる。したがって、還流ダイオードを外付けすることなくトランジスタの内蔵ダイオードを活用し、リカバリ電流による損失を低減することができる。以上の理由により、高効率かつ低コストであるスイッチング電源装置が提供される。

　インバータ２の左上アームと左下アーム（あるいは右上アームと右下アーム）の組み合わせによるスイッチング電源装置は更にまた、トランジスタ２１１～２１４のゲートには、それぞれトランジスタ２１１～２１４のゲートの電位変動を遅延させる第１～第４の遅延回路が接続されている。そして、第１の遅延回路および第２の遅延回路の少なくともいずれか一方は、トランジスタ２１１のゲートまたはトランジスタ２１２のゲートの電位を増加させる速さと減少させる速さが異なるよう構成されている。更に、第３の遅延回路および第４の遅延回路の少なくともいずれか一方は、トランジスタ２１３のゲートまたはトランジスタ２１４のゲートの電位を増加させる速さと減少させる速さが異なるよう構成されている。

　上記構成によれば、トランジスタ２１１，２１２の少なくともいずれか一方、およびトランジスタ２１３，２１４の少なくとも一方において、ゲート電位が増加する速さと減少する速さを独立して決定することが可能となる。したがって、スイッチングの立ち上がりと立ち下りの速さを独立に決定することができるため、回路が発振しない範囲でよりきめ細かく回路のスイッチング高速化を行い、損失を低減することができる。

　上記左上アームと左下アームの組み合わせによるスイッチング電源装置を２つ組み合わせてなる、この第２の実施形態のインバータも、同様の作用効果を奏する。

［第３の実施形態］
　この発明の第３の実施形態による昇圧チョッパ４を図５に示す。昇圧チョッパ４は、インバータ２と極めて類似した回路で構成されている。昇圧チョッパ４がインバータ２と異なる点は、左上および左下アームと右上および右下アームとが昇圧チョッパ４の一部であるコイル４０１で結ばれていること、右上アームのトランジスタ２１５のドレインが入力端子Ｖｉｎと接続されていること、左上アームのトランジスタ２１１のドレインが出力端子Ｖｏｕｔと接続されていること、のみである。なお、インバータ２と同一符号をもつ要素については、説明を省略する。

　この昇圧チョッパの動作について説明する。トランジスタ２１４および２１６をオンさせると、入力端子Ｖｉｎからトランジスタ２１５，２１６、コイル４０１、およびトランジスタ２１３，２１４を介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流が流れ、コイル４０１に電磁エネルギーが蓄積される。

　このとき、右上アームでは入力端子Ｖｉｎから出力ノードＮ５に向けて（図５の下方向に）電流が流れており、トランジスタ２１５およびトランジスタ２１６は共にオン状態である。また、左下アームでは出力ノードＮ４から接地電圧ＧＮＤのラインに向けて（図５の下方向に）電流が流れており、トランジスタ２１３およびトランジスタ２１４は共にオン状態である。

　次に、トランジスタ２１４をオフさせると、トランジスタ２１４に電流が流れなくなるが、コイル４０１が電流を流し続けるため、トランジスタ２１３のソース電圧が上昇し、トランジスタ２１３もオフ状態になる。トランジスタ２１３，２１４がオフした後もコイル４０１が電流を流し続けるため、トランジスタ２１２のソース電圧が上昇する。トランジスタ２１２のソース電圧がドレイン電圧よりも高くなると、トランジスタ２１２のソースから寄生ダイオード２１２ａを介してトランジスタ２１２のドレインに還流電流が流れる。

　このとき、トランジスタ２１１のソース電圧はトランジスタ２１２のソース電圧よりも低くなっている。また、トランジスタ２１１のゲート電圧は、コンデンサ２２１の容量カップリングにより、トランジスタ２１２のソース電圧よりもゲート電源２４１が発生する電圧だけ（例えば１０Ｖ）高い電圧が維持されているため、トランジスタ２１１はオン状態になっている。このため、トランジスタ２１１のチャネルに電流が流れ、寄生ダイオード２１１ａに流れる電流は小さく抑制される。

　このとき、入力端子Ｖｉｎからトランジスタ２１５，２１６、コイル４０１、寄生ダイオード２１２ａおよびトランジスタ２１１を介して出力端子Ｖｏｕｔに電流が流れ、コイル４０１の電磁エネルギーが解放される。

　このとき、右上アームでは入力端子Ｖｉｎから出力ノードＮ５に向けて（図５の下方向に）電流が流れており、トランジスタ２１５およびトランジスタ２１６は共にオン状態である。また、左上アームでは出力ノードＮ４から出力端子Ｖｏｕｔに向けて（図５の上方向に）電流が流れており、トランジスタ２１１はオン状態であり、トランジスタ２１２はオフ状態である。

　次に、トランジスタ２１４をオンさせると、トランジスタ２１４に電流が流れ、トランジスタ２１３のソース電圧が低下してトランジスタ２１３もオン状態になる。これにより、トランジスタ２１３，２１４がオンし、コイル４０１の電流はトランジスタ２１３，２１４に流れはじめ、トランジスタ２１２のソース電圧が低下する。トランジスタ２１２のソース電圧がドレイン電圧よりも低下すると、トランジスタ２１２にリカバリ電流が流れ、それと同時にまたは続いてトランジスタ２１１にリカバリ電流が流れる。その後、トランジスタ２１２のソース電圧が十分に低下すると、入力端子Ｖｉｎからトランジスタ２１５，２１６、コイル４０１、およびトランジスタ２１３，２１４を介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流が流れ、コイル４０１に電磁エネルギーが蓄積される。このようにして、デューティ比が５０％の条件でトランジスタ２１４をオン／オフさせると、本実施例では、昇圧チョッパの入力電圧１５０Ｖに対して出力電圧は約３００Ｖになった。

　トランジスタ２１４のオン／オフにともなうスイッチングの速さは、抵抗２５３ａ，２５３ｂ，２５４ａ，２５４ｂを適切に選択することによって、トランジスタ２１４のオン時とオフ時のそれぞれにおいて、スイッチングの立ち上がりの速さと立ち下りの速さを独立に決定することができる。

　この第３の実施形態による昇圧チョッパは、第１の実施形態によるスイッチング電源装置を用いたものであるから、高効率かつ低コストである昇圧チョッパが提供される。

　なお、この第３の実施形態では、直列接続された高耐圧トランジスタおよび低耐圧トランジスタからなるアームを備えた昇圧チョッパ（非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ）について説明したが、そのアームを用いて他のスイッチング電源装置を構成可能であることは言うまでもない。他のスイッチング電源装置としては、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＰＦＣ（Power Factor Correction：力率改善）回路などがある。

［第４の実施形態］
　図６は、この発明の第４の実施形態による双方向チョッパ５の構成を示す回路ブロック図であって、図５と対比される図である。図６において、この双方向チョッパ５は、図５の昇圧チョッパ４のうちのトランジスタ２１５～２１８，２９２、コンデンサ２２２，２７３ｂ，２７４ｂ、ダイオード２３２，２５５ｃ～２５８ｃ、抵抗２５５ａ～２５８ａ，２５５ｂ～２５８ｂ，２７３ａ，２７４ａ、ツェナーダイオード２６３，２６４、ゲート電源２４２、ゲートドライバ２８２を備える。双方向チョッパ５は更に、一端が出力ノードＮ５に接続されるコイル５０１、コイル５０１の他端と接地電圧ＧＮＤのラインとの間に設けられたコンデンサ５０２、コイル５０１の他端に接続された第１の入出力端子Ｔ１、トランジスタ２１５のドレインと接地電圧ＧＮＤのラインとの間に設けられたコンデンサ５０３およびトランジスタ２１５のドレインと接続された第２の入出力端子Ｔ２を備える。なお、図５の昇圧チョッパ４と同一符号をもつ要素については、説明を省略する。

　次に、この双方向チョッパの昇圧動作について説明する。第１の入出力端子Ｔ１にたとえば１４０Ｖを印加し、第２の入出力端子Ｔ２に２８０Ｖを出力する場合、高耐圧トランジスタ２１５，２１７の各々のゲートに、高耐圧トランジスタのしきい値電圧ＶＴＨよりも高い直流電圧（たとえば、１０Ｖ）を印加する。また、低耐圧トランジスタ２１６をオフさせ、昇圧比（２倍）に応じたデューティ比（たとえば、５０％）で低耐圧トランジスタ２１８をオン／オフさせる。

　トランジスタ２１８がオンすると、第１の入出力端子Ｔ１からコイル５０１およびトランジスタ２１７，２１８を介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流が流れ、コイル５０１に電磁エネルギーが蓄積される。次に、トランジスタ２１８がオフすると、コイル５０１から寄生ダイオード２１６ａおよびトランジスタ２１５を介して第２の入出力端子Ｔ２に電流が還流され、第２の入出力端子Ｔ２の電圧が昇圧される。第２の入出力端子Ｔ２の電圧は、第１の入出力端子Ｔ１の電圧（１４０Ｖ）よりも高い２８０Ｖになる。

　コイル５０１から寄生ダイオード２１６ａおよびトランジスタ２１５を介して第２の入出力端子Ｔ２に電流が還流されているときに、トランジスタ２１８をオンさせると、低耐圧トランジスタ２１６の寄生ダイオード２１６ａにリカバリ電流が流れる。しかし、低耐圧トランジスタ２１６のリカバリ電流は高耐圧トランジスタのリカバリ電流よりも小さい。また、高耐圧トランジスタ２１５の寄生ダイオード２１５ａには還流電流がほとんど流れないので、高耐圧トランジスタ２１５のリカバリ電流も小さい。したがって、昇圧動作におけるリカバリ電流は小さく抑えられる。

　次に、この双方向チョッパの降圧動作について説明する。第２の入出力端子Ｔ２にたとえば２８０Ｖを印加し、第１の入出力端子Ｔ１に１４０Ｖを出力する場合、高耐圧トランジスタ２１５，２１７の各々のゲートに、高耐圧トランジスタのしきい値電圧ＶＴＨよりも高い直流電圧（たとえば、１０Ｖ）を印加する。また、低耐圧トランジスタ２１８をオフさせ、降圧比（２倍）に応じたデューティ比（たとえば、５０％）で低耐圧トランジスタ２１６をオン／オフさせる。

　トランジスタ２１６がオンすると、第２の入出力端子Ｔ２からトランジスタ２１５，２１６およびコイル５０１を介して第１の入出力端子Ｔ１に電流が流れ、コイル５０１に電磁エネルギーが蓄積される。次に、トランジスタ２１６がオフすると、接地電圧ＧＮＤのラインから寄生ダイオード２１８ａ、トランジスタ２１７、およびコイル５０１を介して第１の入出力端子Ｔ１に電流が還流され、第１の入出力端子Ｔ１の電圧が降圧される。第１の入出力端子Ｔ１の電圧は、第２の入出力端子Ｔ２の電圧（２８０Ｖ）よりも低い１４０Ｖになる。

　接地電圧ＧＮＤのラインから寄生ダイオード２１８ａ、トランジスタ２１７、およびコイル５０１を介して第１の入出力端子Ｔ１に電流が還流されているときに、トランジスタ２１６をオンさせると、低耐圧トランジスタ２１８の寄生ダイオード２１８ａにリカバリ電流が流れる。しかし、低耐圧トランジスタ２１８のリカバリ電流は高耐圧トランジスタのリカバリ電流よりも小さい。また、高耐圧トランジスタ２１７の寄生ダイオード２１７ａには還流電流がほとんど流れないので、高耐圧トランジスタ２１７のリカバリ電流も小さい。したがって、昇圧動作におけるリカバリ電流は小さく抑えられる。

　なお、スイッチングさせない低耐圧トランジスタ２１６(または２１８)を常にオフさせて寄生ダイオード２１６ａ（または２１８ａ）に電流を流したが、これに限るものではなく、同期整流を行なってもよい。同期整流では、寄生ダイオード２１６ａ（または２１８ａ）に電流が流れ始めると低耐圧トランジスタ２１６(または２１８)をオンさせ、スイッチングしている低耐圧トランジスタ２１８（または２１６）がオンする直前、すなわち低耐圧トランジスタ２１６（または２１８）に電流が流れなくなる直前に低耐圧トランジスタ２１６（または２１８）をオフさせる。これにより、電力損失をさらに低減することができる。

　トランジスタ２１６または２１８のオン／オフにともなうスイッチングの速さは、抵抗２５５ａ，２５５ｂ，２５６ａ，２５６ｂまたは抵抗２５７ａ，２５７ｂ，２５８ａ，２５８ｂを適切に選択することによって、トランジスタ２１６または２１８のオン時とオフ時のそれぞれにおいて、スイッチングの立ち上がりの速さと立ち下りの速さを独立に決定することができる。

　この第４の実施形態による双方向チョッパは、第１の実施形態によるスイッチング電源装置を用いたものであるから、高効率かつ低コストである双方向チョッパが提供される。

　なお、この第４の実施形態では、直列接続された高耐圧トランジスタおよび低耐圧トランジスタからなるアームを備えた双方向チョッパについて説明したが、そのアームを用いて一方向チョッパを構成可能であることは言うまでもない。

［第５の実施形態］
　図７は、この発明の第５の実施形態による三相モータ制御インバータ６の構成を示す回路ブロック図である。図７において、この三相モータ制御インバータ６は、Ｕ相ドライバ６０４、Ｖ相ドライバ６０５、およびＷ相ドライバ６０６を備える。

　Ｕ相ドライバ６０４は、図２に示したインバータのうちのトランジスタ２１１～２１４，２９１、コンデンサ２２１，２７１ｂ，２７２ｂ、ダイオード２３１，２５１ｃ～２５４ｃ、抵抗２５１ａ～２５４ａ，２５１ｂ～２５４ｂ，２７１ａ，２７２ａ、ツェナーダイオード２６１，２６２、ゲート電源２４１、ゲートドライバ２８１を備える。Ｕ相ドライバ６０４のトランジスタ２１１のドレインは、直流電源９０１に接続される。Ｕ相ドライバ６０４の出力ノードＮ４はモータ９０２のＵ相端子（Ｕ相コイルの一方端子）に接続される。なお、図２のインバータ２と同一符号をもつ要素については、説明を省略する。

　Ｖ相ドライバ６０５は、Ｕ相ドライバ６０４と同じものである。Ｖ相ドライバ６０５のトランジスタ２１１のドレインは、直流電源９０１に接続される。Ｖ相ドライバ６０５の出力ノードＮ４はモータ９０２のＶ相端子（Ｖ相コイルの一方端子）に接続される。

　Ｗ相ドライバ６０６は、Ｕ相ドライバ６０４と同じものである。Ｗ相ドライバ６０６のトランジスタ２１１のドレインは、直流電源９０１に接続される。Ｗ相ドライバ６０６の出力ノードＮ４はモータ９０２のＷ相端子（Ｗ相コイルの一方端子）に接続される。モータ９０２のＵ相コイル、Ｖ相コイル、およびＷ相コイルの他方端子は互いに接続されている。

　このインバータは、いわゆる１２０度通電方式によりモータ９０２に給電してモータ９０２のロータを回転駆動させる。１２０度通電方式では、Ｕ相ドライバ６０４、Ｖ相ドライバ６０５、およびＷ相ドライバ６０６の上側アーム（トランジスタ２１１，２１２）が１２０度ずつ順次オンされるとともに、それに１８０度遅延してＵ相ドライバ６０４、Ｖ相ドライバ６０５、およびＷ相ドライバ６０６の下側アーム（トランジスタ２１３，２１４）が１２０度ずつ順次オンされる。これにより、３相交流電力がモータ９０２に供給され、モータ９０２のロータが回転駆動される。

　次に、直流電源９０１からＵ相ドライバ６０４の上側アーム、モータ９０２、およびＶ相ドライバ６０５の下側アームを介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流を流す場合について説明する。この場合は、ドライバ６０４，６０５の高耐圧トランジスタ２１１，２１３のゲートに、高耐圧トランジスタ２１１，２１３のしきい値電圧よりも高い電圧（たとえば、１０Ｖ）を印加する。また、Ｕ相ドライバ６０４の低耐圧トランジスタ２１４をオフさせ、Ｖ相ドライバ６０５の低耐圧トランジスタ２１２をオフさせ、Ｖ相ドライバ６０５の低耐圧トランジスタ２１４をオンさせる。この状態で、Ｕ相ドライバ６０４の低耐圧トランジスタ２１２をオン／オフさせる。

　Ｕ相ドライバ６０４の低耐圧トランジスタ２１２をオンさせると、直流電源９０１からＵ相ドライバ６０４のトランジスタ２１１，２１２、モータ９０２のＵ相コイル、Ｖ相のコイル、およびＶ相ドライバ６０５のトランジスタ２１３，２１４を介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流が流れる。

　次に、Ｕ相ドライバ６０４の低耐圧トランジスタ２１２をオフさせると、モータのＵ相コイルおよびＶ相コイルが電流を流し続けようとする。このため、接地電圧ＧＮＤのラインからＵ相ドライバ６０４の寄生ダイオード２１４ａおよび高耐圧トランジスタ２１３、モータ９０２、およびＶ相ドライバ６０５のトランジスタ２１３，２１４を介して接地電圧ＧＮＤのラインに還流電流が流れる。

　同様に、３つのドライバ６０４～６０６を制御することにより、正弦波状の電流をモータ９０２に供給することができる。

　トランジスタ２１２のオン／オフにともなうスイッチングの速さは、抵抗２５１ａ，２５１ｂ，２５２ａ，２５２ｂを適切に選択することによって、トランジスタ２１２のオン時とオフ時のそれぞれにおいて、スイッチングの立ち上がりの速さと立ち下りの速さを独立に決定することができる。

　この第５の実施形態による三相モータ制御インバータは、第１の実施形態によるスイッチング電源装置を用いたものであるから、高効率かつ低コストである三相モータ制御インバータが提供される。

［第６の実施形態］
　図８は、この発明の第６の実施形態によるプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ７の構成を示す回路ブロック図である。図８において、このプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ７は、ゲート電源７９７、ゲートドライバ７９８、直流電源７９４、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ７９５，７９６、トランス７９３、およびドライバ７０４，７０５を備え、ドライバ７０４，７０５には負荷９０３が接続されている。

　ゲート電源７９７は、ゲート電圧を出力する。トランス７９３は、１次巻線７９３ａおよび２次巻線７９３ｂを含む。直流電源７９４の正極は、１次巻線７９３ａの中点に接続される。トランジスタ７９５は、１次巻線７９３ａの一方端子と直流電源７９４の負極との間に接続される。トランジスタ７９６は、１次巻線７９３ａの他方端子と直流電源７９４の負極との間に接続される。トランジスタ７９５，７９６のゲートは、ゲートドライバ７９８に接続される。ゲートドライバ７９８は、ゲート電源７９７からのゲート電圧をトランジスタ７９５，７９６のゲートに交互に与える。これにより、トランジスタ７９５，７９６が交互にオンし、トランス７９３の２次巻線７９３ｂには交流電圧が発生する。

　ドライバ７０４は、図２に示したインバータのうちのトランジスタ２１１～２１４，２９１、コンデンサ２２１，２７１ｂ，２７２ｂ、ダイオード２３１，２５１ｃ～２５４ｃ、抵抗２５１ａ～２５４ａ，２５１ｂ～２５４ｂ，２７１ａ，２７２ａ、ツェナーダイオード２６１，２６２、ゲート電源２４１、ゲートドライバ２８１を備える。ドライバ７０４のトランジスタ２１１のドレインは、負荷９０３の一端に接続される。ドライバ７０４の出力ノードＮ４はトランス７９３の２次巻線７９３ｂの一方端子に接続される。なお、図２のインバータ２と同一符号をもつ要素については、説明を省略する。

　ドライバ７０５は、ドライバ７０４と同じものである。ドライバ７０５のトランジスタ２１１のドレインは、負荷９０３の一端に接続される。ドライバ７０５の出力ノードＮ４はトランス７９３の２次巻線７９３ｂの他方端子に接続される。

　次に、このプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ７の動作について説明する。ドライバ７０４，７０５の高耐圧トランジスタ２１１，２１３の各々のゲートに、高耐圧トランジスタのしきい値電圧ＶＴＨよりも高い直流電圧（たとえば、１０Ｖ）を印加する。また、ドライバ７０４，７０５の低耐圧トランジスタ２１２，２１４をオフさせ、トランジスタ７９５と７９６を交互にオンさせる。

　トランジスタ７９６をオフ状態にしてトランジスタ７９５をオンさせると、直流電源７９４からトランス７９３の１次巻線７９３ａおよびトランジスタ７９５に電流が流れ、トランス７９３の２次巻線７９３ｂに正電圧が誘起される。これにより、接地電圧ＧＮＤのラインからドライバ７０５の寄生ダイオード２１４ａおよび高耐圧トランジスタ２１３と、２次巻線７９３ｂと、ドライバ７０４の寄生ダイオード２１２ａおよび高耐圧トランジスタ２１１と、負荷９０３とを介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流が流れる。負荷９０３には、トランス７９３の巻線比に応じた値の電圧が印加される。

　次に、トランジスタ７９５をオフさせると、直流電源７９４からトランス７９３の１次巻線７９３ａに流れる電流が遮断され、２次巻線７９３ｂに流れる電流も遮断される。このとき、ドライバ７０５の寄生ダイオード２１４ａおよびドライバ７０４の寄生ダイオード２１２ａに流れている電荷や、回路の寄生容量に蓄積された電荷がリカバリ電流として流れる。

　次いで、トランジスタ７９５をオフ状態にしてトランジスタ７９６をオンさせると、直流電源７９４からトランス７９３の１次巻線７９３ａおよびトランジスタ７９６に電流が流れ、トランス７９３の２次巻線７９３ｂに負電圧が誘起される。これにより、接地電圧ＧＮＤのラインからドライバ７０４の寄生ダイオード２１４ａおよび高耐圧トランジスタ２１３と、２次巻線７９３ｂと、ドライバ７０５の寄生ダイオード２１２ａおよび高耐圧トランジスタ２１１と、負荷９０３とを介して接地電圧ＧＮＤのラインに電流が流れる。負荷９０３には、トランス７９３の巻線比に応じた値の電圧が印加される。

　次に、トランジスタ７９６をオフさせると、直流電源７９４からトランス７９３の１次巻線７９３ａに流れる電流が遮断され、２次巻線７９３ｂに流れる電流も遮断される。このとき、ドライバ７０４の寄生ダイオード２１４ａおよびドライバ７０５の寄生ダイオード２１２ａに流れている電荷や、回路の寄生容量に蓄積された電荷がリカバリ電流として流れる。

　この第６の実施形態によるプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の実施形態によるスイッチング電源装置を用いたものであるから、高効率かつ低コストであるプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータが提供される。

　なお、上記第１の実施形態のスイッチング電源装置を用いた上記第２～第６の実施形態のスイッチング電源装置（インバータ、コンバータ）は、冷蔵庫、冷凍庫、エアーコンディショナー、ソーラーパワーコントローラ、自動車などに使用可能である。上記第２～第６の実施形態のスイッチング電源装置（インバータ、コンバータ）を冷蔵庫、冷凍庫、エアーコンディショナー、ソーラーパワーコントローラ、自動車などに使用することにより、冷蔵庫、冷凍庫、エアーコンディショナー、ソーラーパワーコントローラ、自動車などの高効率化を図ることができる。

　今回開示された実施形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

［まとめ］
　この発明に係るスイッチング電源装置は、第１の電極が第１のノードに接続された第１のトランジスタと、第１の電極が前記第１のトランジスタの第２の電極に接続され、第２の電極が第２のノードに接続された第２のトランジスタとを備え、前記第１および第２のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、前記第１のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第２のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、さらに、この発明に係るスイッチング電源装置は、前記第１のノードから前記第２のノードに電流を流す場合は、前記第１および第２のトランジスタをオンさせ、前記第２のノードから前記第１のノードに電流を流す場合は、前記第１のトランジスタをオンさせるとともに前記第２のトランジスタをオフさせる駆動回路を備え、前記駆動回路は、前記第２のノードの電圧に前記第１のトランジスタのしきい値電圧を加算した電圧よりも高い電圧を前記第１のトランジスタの制御電極に与えて前記第１のトランジスタをオンさせ、前記第１のトランジスタの制御電極および第２のトランジスタの制御電極には、それぞれ前記第１のトランジスタの制御電極の電位変動を遅延させる第１の遅延回路および前記第２のトランジスタの制御電極の電位変動を遅延させる第２の遅延回路が接続され、前記第１の遅延回路および第２の遅延回路の少なくともいずれか一方は、前記第１のトランジスタの制御電極または第２のトランジスタの制御電極の電位を増加させる速さと減少させる速さが異なるよう構成されてなることを特徴としている。

　一実施形態では、前記第１のトランジスタの制御電極または第２のトランジスタの制御電極の電位を増加させる速さと減少させる速さが異なるよう構成されてなる第１の遅延回路または第２の遅延回路は、第１の抵抗器と、第２の抵抗器とダイオードが直列接続された回路とが並列に接続されてなることを特徴としている。

　上記形態によれば、極めて簡易な回路により第１または第２の遅延回路を構成し、第１のトランジスタまたは第２のトランジスタの制御電極の電位を増加させる速さと減少させる速さが異なるようにできるので、スイッチング電源装置のコストを低減することができる。

　また、一実施形態では、前記第１の遅延回路および第２の遅延回路は、それぞれ前記第１のトランジスタの制御電極および第２のトランジスタの制御電極の電位を増加させる速度と減少させる速さが異なるよう構成されてなることを特徴としている。

　上記形態によれば、第１および第２のトランジスタの制御電極の電位を増加させる速度と減少させる速さを、それぞれ独立に決定することが可能となり、回路が発振しない範囲で非常にきめ細かく回路のスイッチング高速化を行い、損失を限界まで低減することができる。

　また、一実施形態では、前記前記駆動回路は、前記第１のノードから前記第２のノードに電流を流すとき、前記第１のトランジスタの制御電極と第２のトランジスタの制御電極にそれぞれ異なる電位を印加するように構成されてなることを特徴としている。

　上記形態によれば、コスト削減または信頼性向上を実現したうえで、良好な特性を有するスイッチング電源装置を実現することができる。

　また、一実施形態では、前記駆動回路は、前記第１のノードから前記第２のノードに電流を流すとき、前記第１のトランジスタの制御電極に印加するゲートオーバードライブが、前記第２のトランジスタの制御電極に印加するゲートオーバードライブより小さくなるよう構成されてなることを特徴としている。

　上記実施形態によれば、低耐圧である第２のトランジスタでのオン抵抗を小さくしたまま、第２のトランジスタの第１および第２の電極間の電圧を小さく保つことができる。したがって、スイッチング電源装置の性能を保ちつつ信頼性を向上することができる。

　また、この発明に係るスイッチング電源装置は、第１の電極が第１のノードに接続された第１のトランジスタと、第１の電極が前記第１のトランジスタの第２の電極に接続され、第２の電極が第２のノードに接続された第２のトランジスタとを備え、前記第１および第２のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、前記第１のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第２のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、さらに、この発明に係るスイッチング電源装置は、前記第１のノードから前記第２のノードに電流を流す場合は、前記第１および第２のトランジスタをオンさせ、前記第２のノードから前記第１のノードに電流を流す場合は、前記第２のノードから前記第１のノードに電流が流れ始めた後に前記第２のトランジスタをオンさせ、前記第２のノードから前記第１のノードに電流が流れなくなる前に前記第２のトランジスタをオフさせる駆動回路を備え、前記駆動回路は、前記第２のノードの電圧に前記第１のトランジスタのしきい値電圧を加算した電圧よりも高い電圧を前記第１のトランジスタの制御電極に与えて前記第１のトランジスタをオンさせ、前記第１のトランジスタの制御電極および第２のトランジスタの制御電極には、それぞれ前記第１のトランジスタの制御電極の電位変動を遅延させる第１の遅延回路および前記第２のトランジスタの制御電極の電位変動を遅延させる第２の遅延回路が接続され、前記第１の遅延回路および第２の遅延回路の少なくともいずれか一方は、前記第１のトランジスタの制御電極または第２のトランジスタの制御電極の電位を増加させる速さと減少させる速さが異なるよう構成されてなることを特徴としている。

　上記構成によれば、スイッチング電源装置の効率を更に向上することができる。

　また、この発明に係るスイッチング電源装置は、第１の電極が電源電圧のラインに接続された第１のトランジスタと、第１の電極が前記第１のトランジスタの第２の電極に接続され、第２の電極が出力ノードに接続された第２のトランジスタと、第１の電極が前記出力ノードに接続された第３のトランジスタと、第１の電極が前記第３のトランジスタの第２の電極に接続され、第２の電極が基準電圧のラインに接続された第４のトランジスタとを備え、前記第１～第４のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、前記第１のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第２のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、前記第３のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第４のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、さらに、この発明に係るスイッチング電源装置は、前記電源電圧のラインから前記出力ノードに電流を流す場合は、前記第１および第２のトランジスタをオンさせ、前記出力ノードから前記電源電圧のラインに電流を流す場合は、前記第１のトランジスタをオンさせるとともに前記第２のトランジスタをオフさせ、前記出力ノードから前記基準電圧のラインに電流を流す場合は、前記第３および第４のトランジスタをオンさせ、前記基準電圧のラインから前記出力ノードに電流を流す場合は、前記第３のトランジスタをオンさせるとともに前記第４のトランジスタをオフさせる駆動回路を備え、前記駆動回路は、前記出力ノードの電圧に前記第１のトランジスタのしきい値電圧を加算した電圧よりも高い電圧を前記第１のトランジスタの制御電極に与えて前記第１のトランジスタをオンさせ、前記駆動回路は更に、前記基準電圧のラインの電圧に前記第３のトランジスタのしきい値電圧を加算した電圧よりも高い電圧を前記第３のトランジスタの制御電極に与えて前記第３のトランジスタをオンさせ、前記第１、第２、第３および第４のトランジスタの制御電極の制御電極には、それぞれ前記第１、第２、第３および第４のトランジスタの制御電極の電位変動を遅延させる第１、第２、第３および第４の遅延回路が接続され、前記第１の遅延回路および第２の遅延回路の少なくともいずれか一方は、前記第１のトランジスタの制御電極または第２のトランジスタの制御電極の電位を増加させる速さと減少させる速さが異なるよう構成されており、前記第３の遅延回路および第４の遅延回路の少なくともいずれか一方は、前記第３のトランジスタの制御電極または第４のトランジスタの制御電極の電位を増加させる速さと減少させる速さが異なるよう構成されてなることを特徴としている。

　上記構成によってもまた、高効率、高信頼性かつ低コストであるスイッチング電源装置が提供される。

　また、この発明に係るコンバータは、本発明のスイッチング電源装置を備え、直流電圧を昇圧または降圧することを特徴としている。

　上記構成によれば、高効率、高信頼性かつ低コストであるコンバータが提供される。

　また、この発明に係るインバータは、本発明のスイッチング電源装置を備え、直流電力を交流電力に変換することを特徴としている。

　上記構成によれば、高効率、高信頼性かつ低コストであるインバータが提供される。

　また、この発明に係るエアーコンディショナーは、本発明のスイッチング電源装置を備えたことを特徴としている。

　上記構成によれば、高効率、高信頼性かつ低コストであるエアーコンディショナーが提供される。

　また、この発明に係るソーラーパワーコントローラは、本発明のスイッチング電源装置を備えたことを特徴としている。

　上記構成によれば、高効率、高信頼性かつ低コストであるソーラーパワーコントローラが提供される。

　また、この発明に係る自動車は、本発明のスイッチング電源装置を備えたことを特徴としている。

　上記構成によれば、高効率、高信頼性かつ低コストである自動車が提供される。

　本発明は、スイッチング電源装置に適用されるものであり、特に、スイッチング損失が小さなスイッチング電源装置と、それを用いたインバータ、コンバータ、およびソーラーパワーコントローラに適している。

１１，２１１，２１３，２１５，２１７高耐圧トランジスタ（ＮチャネルＭＯＳトランジスタ）、１２，２１２，２１４，２１６，２１８低耐圧トランジスタ（ＮチャネルＭＯＳトランジスタ）、７９５，７９６ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、１１ａ，１２ａ，２１１ａ～２１８ａ，２９１ａ，２９２ａ寄生ダイオード、２１，７１ｂ，２２１，２２２，２７１ｂ～２７４ｂ，５０２，５０３コンデンサ、３１，５１ｃ，５２ｃ，２３１，２３２，２５１ｃ～２５８ｃダイオード、６１，２６１～２６４ツェナーダイオード、５１ａ，５１ｂ，５２ａ，５２ｂ，７１ａ，２５１ａ～２５８ａ，２５１ｂ～２５８ｂ，２７１ａ～２７４ａ抵抗、４１，２４１，２４２，７９７ゲート電源、８１，２８１，２８２，７９８ゲートドライバ、３，９０３負荷、９０１，７９４直流電源、３０１，４０１，５０１コイル、Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３ノード、Ｎ４，Ｎ５出力ノード、Ｖｉｎ入力端子、Ｖｏｕｔ出力端子、Ｔ１，Ｔ２入出力端子、６０４Ｕ相ドライバ、６０５Ｖ相ドライバ、６０６Ｗ相ドライバ、９０２モータ、７９３トランス、７９３ａ１次巻線、７９３ｂ２次巻線、７０４，７０５ドライバ

Claims

　第１の電極が第１のノードに接続された第１のトランジスタと、
　第１の電極が前記第１のトランジスタの第２の電極に接続され、第２の電極が第２のノードに接続された第２のトランジスタと、
　前記第１のノードから前記第２のノードに電流を流す場合は、前記第１および第２のトランジスタをオンさせ、前記第２のノードから前記第１のノードに電流を流す場合は、前記第１のトランジスタをオンさせるとともに前記第２のトランジスタをオフさせる駆動回路と、
　前記第１のトランジスタの制御電極と前記駆動回路との間に接続され、前記第１のトランジスタの制御電極の電位変動を遅延させる第１の遅延回路と、
　前記第２のトランジスタの制御電極と前記駆動回路との間に接続され、前記第２のトランジスタの制御電極の電位変動を遅延させる第２の遅延回路と
を備え、
　前記第１および第２のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、
　前記第１のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第２のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、
　前記駆動回路は、前記第２のノードの電圧に前記第１のトランジスタのしきい値電圧を加算した電圧よりも高い電圧を前記第１のトランジスタの制御電極に与えて前記第１のトランジスタをオンさせ、
　前記第１の遅延回路および第２の遅延回路の少なくともいずれか一方は、前記第１のトランジスタの制御電極または第２のトランジスタの制御電極の電位を増加させる速さと減少させる速さが異なるよう構成されていること
を特徴とするスイッチング電源装置。
　請求項１に記載のスイッチング電源装置であって、
　前記第１のトランジスタの制御電極または第２のトランジスタの制御電極の電位を増加させる速さと減少させる速さが異なるよう構成されている第１の遅延回路または第２の遅延回路は、
　　第１の抵抗器と、
　　互いに直列に接続された第２の抵抗器およびダイオードを含み前記第１の抵抗器と並列に接続された回路と
を備えることを特徴とする、スイッチング電源装置。
　請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置を備え、直流電圧を昇圧または降圧する、コンバータ。
　請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置を備え、直流電力を交流電力に変換する、インバータ。
　請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置を備える、ソーラーパワーコントローラ。