KR101423390B1 - 스위칭 전원 장치와, 그것을 이용한 인버터, 컨버터, 에어 컨디셔너, 솔라 파워 컨트롤러 및 자동차 - Google Patents
스위칭 전원 장치와, 그것을 이용한 인버터, 컨버터, 에어 컨디셔너, 솔라 파워 컨트롤러 및 자동차 Download PDFInfo
- Publication number
- KR101423390B1 KR101423390B1 KR1020120107737A KR20120107737A KR101423390B1 KR 101423390 B1 KR101423390 B1 KR 101423390B1 KR 1020120107737 A KR1020120107737 A KR 1020120107737A KR 20120107737 A KR20120107737 A KR 20120107737A KR 101423390 B1 KR101423390 B1 KR 101423390B1
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- transistor
- electrode
- node
- power supply
- voltage
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
- H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
- H02M1/0051—Diode reverse recovery losses
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1582—Buck-boost converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
스위칭 전원 장치는, 제1 전극이 제1 노드에 접속된 고내압의 제1 트랜지스터; 제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 제2 노드에 접속된 저내압의 제2 트랜지스터; 및 구동 회로를 구비한다. 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖는다. 구동 회로는, 제1 노드로부터 상기 제2 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터를 온시키고, 제2 노드로부터 제1 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 제1 트랜지스터를 온시키고 제2 트랜지스터를 오프시킨다.
Description
본원은 2011년 9월 30일에 일본에 출원된 특허 출원 번호 제2011-217216호 및 2012년 6월 27일에 일본에 출원된 특허 출원 번호 제2012-144566호에 대하여 35 U.S.C. §119(a) 하에 우선권을 주장하며, 그 전체 내용은 본원에 참조로서 원용된다.
본 발명은 스위칭 전원 장치에 관한 것으로, 특히, 스위칭 손실이 저감된 스위칭 전원 장치와, 그것을 이용한 인버터, 컨버터, 에어 컨디셔너, 솔라 파워 컨트롤러 및 자동차에 관한 것이다.
종래에는, 인버터에, MOS 트랜지스터의 기생 다이오드를 환류 다이오드(Freewheeling diode)로서 이용하는 경우가 있었다. 이 경우, 기생 다이오드에 순방향의 전류가 환류할 때, 기생 다이오드에 역방향으로 전원 전압이 인가되면, 기생 다이오드에 회복 전류(역회복 전류)가 흘러, 큰 스위칭 손실이 발생한다.
일본 특허 공개 평7-264876호 공보에는, 고전압측의 노드와 MOS 트랜지스터의 드레인 사이에 역류 방지 다이오드를 순방향으로 접속함과 함께, MOS 트랜지스터의 소스와 고전압측의 노드 사이에 환류 다이오드를 순방향으로 접속함으로써, 회복 전류가 흐르는 것을 방지하는 방법이 개시되어 있다.
일본 특허 공개 제2010-29019호 공보에는, 고전압측의 노드와 저전압측의 노드 사이에 2개의 MOS 트랜지스터를 직렬 접속하고, 저전압측의 노드와 고전압측의 노드 사이에 고내압의 환류 다이오드를 순방향으로 접속함으로써 회복 전류가 흐르는 것을 방지하는 방법이 개시되어 있다.
그러나, 일본 특허 공개 평7-264876호 공보에서는, 역류 방지 다이오드에서 도통 손실(conduction loss)이 발생한다는 문제가 있다. 일본 특허 공개 제2010-29019호 공보에서는, 2개의 MOS 트랜지스터와 고내압의 환류 다이오드를 설치할 필요성으로 인해, 비용이 높아지는 문제에 직면한다.
따라서, 본 발명의 주된 목적은, 고효율, 저비용의 스위칭 전원 장치와, 그것을 이용한 인버터, 컨버터, 에어 컨디셔너, 솔라 파워 컨트롤러 및 자동차를 제공하는 것이다.
본 발명에 따른 스위칭 전원 장치는, 제1 전극이 제1 노드에 접속된 제1 트랜지스터와, 제1 전극이 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 제2 노드에 접속된 제2 트랜지스터를 구비한다. 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖는다. 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높다. 스위칭 전원 장치는 또한, 제1 노드로부터 제2 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터를 온시키고, 제2 노드로부터 제1 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 제1 트랜지스터를 온시키고 제2 트랜지스터를 오프시키는 구동 회로를 구비한다. 따라서, 고내압의 제1 트랜지스터의 기생 다이오드에는 거의 전류가 흐르지 않으므로, 고내압의 제1 트랜지스터의 회복 전류는 작다. 또한, 일반적으로 저내압의 제2 트랜지스터의 회복 전류는 고내압의 트랜지스터의 회복 전류보다 작다. 따라서, 회복 전류를 저감할 수 있고, 스위칭 전원 장치의 고효율화를 도모할 수 있다. 또한, 고내압의 환류 다이오드를 별도로 설치할 필요가 없으므로, 스위칭 전원 장치의 저비용화를 도모할 수 있다.
본 발명에 따른 다른 스위칭 전원 장치는, 제1 전극이 제1 노드에 접속된 제1 트랜지스터와, 제1 전극이 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 제2 노드에 접속된 제2 트랜지스터를 구비한다. 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖는다. 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높다. 스위칭 전원 장치는 또한, 제1 노드로부터 제2 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터를 온시키고, 제2 노드로부터 제1 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 제1 트랜지스터를 온시키고, 제2 노드로부터 제1 노드로 전류가 흐르기 시작하면 제2 트랜지스터를 온시키며, 제2 노드로부터 제1 노드로 전류가 흐르지 않게 되기 전에 제2 트랜지스터를 오프시키는 구동 회로를 구비한다. 이 경우, 동기 정류(synchronous rectification)를 행하므로, 더욱 효율을 높일 수 있다.
바람직하게는, 구동 회로는, 제2 노드의 전압에 제1 트랜지스터의 임계 전압을 가산하여 얻어진 전압보다 높은 전압을 제1 트랜지스터의 제어 전극에 부여하여 제1 트랜지스터를 온시킨다. 이 경우, 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 전압차를 거의 없앨 수 있으므로, 제1 트랜지스터의 기생 다이오드에 흐르는 전류를 저감시킬 수 있어 고내압의 제1 트랜지스터의 회복 전류를 저감시키는 효과를 최대한 발휘하는 것이 가능하게 된다.
또한, 바람직하게는, 구동 회로는, 제1 트랜지스터의 제어 전극과 제2 노드 사이에 접속된 캐패시터와, 캐소드가 제1 트랜지스터의 제어 전극에 접속되고, 애노드가 제1 트랜지스터의 임계 전압보다 높은 전압을 받는 다이오드를 포함한다. 이 경우는, 스위칭 전원 장치의 동작 시에 제2 노드의 전압이 변동하더라도, 캐패시터에 의한 용량 결합으로 인해, 제1 트랜지스터를 온시키기에 충분한 전위를 제1 트랜지스터의 제어 전극에 계속 부여할 수 있으므로, 제1 트랜지스터의 회복 전류를 확실하게 저감할 수 있다.
또한, 바람직하게는, 구동 회로는, 스위칭 전원 장치의 동작 시에는 제1 트랜지스터를 온시키고, 스위칭 전원 장치의 휴지(idle) 시에는 제1 트랜지스터를 오프시킨다. 이 경우는, 스위칭 전원 장치의 휴지 시에는, 제1 트랜지스터가 오프되므로, 안전성을 높일 수 있다.
또한, 바람직하게는, 구동 회로는, 제1 트랜지스터의 제어 전극과 제2 노드 사이에 접속된 캐패시터; 캐소드가 제1 트랜지스터의 제어 전극에 접속된 다이오드; 및 제1 전극이 제1 트랜지스터의 임계 전압보다 높은 전압을 받고, 제2 전극이 다이오드의 애노드에 접속된 제3 트랜지스터를 포함하고, 스위칭 전원 장치의 동작 시에는 제3 트랜지스터를 온시켜 제1 트랜지스터를 온시키거나, 또는 스위칭 전원 장치의 휴지 시에는 제3 트랜지스터를 오프시켜 제1 트랜지스터를 오프시킨다. 이 경우, 구동 회로의 동작 시에 제2 노드의 전압이 변동하더라도, 캐패시터에 의한 용량 결합으로 인해, 제1 트랜지스터를 온시키기에 충분한 전위를 제1 트랜지스터의 제어 전극에 계속 부여할 수 있다. 한편, 스위칭 전원 장치의 휴지 시에는, 제3 트랜지스터가 오프됨으로써, 제1 트랜지스터의 제어 전극에 높은 전압이 인가되지 않고, 캐패시터에 의한 용량 결합으로 인해 제1 트랜지스터의 제어 전극의 전위는 제2 노드의 전위에 근접한 레벨로 안정화된다. 그 때문에, 서지(surge) 등으로 인해 제1 트랜지스터가 부적절하게 온되는 것을 방지할 수 있어, 안전성 또한 높일 수 있다.
또한, 바람직하게는, 전자기 에너지를 축적 및 방출하기 위한 코일을 더 구비하고, 코일의 한쪽 단자는 제1 노드 또는 제2 노드에 접속된다. 이 경우, 고효율의 인버터나 컨버터를 실현할 수 있다.
또한, 바람직하게는, 제1 권선 및 제2 권선을 포함하는 트랜스포머를 더 구비하고, 제1 권선의 한쪽 단자는 제1 노드 또는 제2 노드에 접속된다. 이 경우, 고효율의 인버터나 컨버터를 실현할 수 있다.
또한, 바람직하게는, 애노드가 제2 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 캐소드가 제2 트랜지스터의 제1 전극에 접속된 제너 다이오드를 더 구비한다. 이 경우, 제1 트랜지스터의 제2 전극 및 제2 트랜지스터의 제1 전극의 전위, 구체적으로, 중간 전위가, 제2 노드의 전위에 대하여 현저하게 상승하는 것을 방지할 수 있다. 구체적으로, 저내압의 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 전위차를 저감시킬 수 있다. 따라서, 제2 트랜지스터의 신뢰성을 향상시킬 수 있고, 제2 트랜지스터의 내압을 낮게 함으로써 회복 전류를 저감할 수 있고, 스위칭 전원 장치의 고효율화도 도모할 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 또 다른 스위칭 전원 장치는, 제1 전극이 전원 전압 라인에 접속된 제1 트랜지스터; 제1 전극이 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 출력 노드에 접속된 제2 트랜지스터; 제1 전극이 출력 노드에 접속된 제3 트랜지스터; 제1 전극이 제3 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 기준 전압 라인에 접속된 제4 트랜지스터를 구비한다. 제1 트랜지스터 내지 제4 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖는다. 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높다. 제3 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 제4 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높다. 스위칭 전원 장치는 또한, 전원 전압 라인으로부터 출력 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터를 온시키고, 출력 노드로부터 전원 전압 라인으로 전류를 흘리는 경우에는, 제1 트랜지스터를 온시키고 제2 트랜지스터를 오프시키고, 출력 노드로부터 기준 전압 라인으로 전류를 흘리는 경우에는, 제3 트랜지스터 및 제4 트랜지스터를 온시키며, 기준 전압 라인으로부터 출력 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 제3 트랜지스터를 온시키고 제4 트랜지스터를 오프시키는 구동 회로를 구비한다. 이 경우, 고효율의 인버터를 실현할 수 있다.
바람직하게는, 구동 회로는, 제1 트랜지스터의 제어 전극과 출력 노드 사이에 접속된 캐패시터; 및 캐소드가 제1 트랜지스터의 제어 전극에 접속되고, 애노드가 제3 트랜지스터의 제어 전극에 접속된 다이오드를 포함한다. 다이오드의 애노드는 제1 트랜지스터 및 제3 트랜지스터 각각의 임계 전압보다 높은 전압을 받는다. 이 경우, 제1 트랜지스터 및 제3 트랜지스터를 온시켜, 제1 트랜지스터 및 제3 트랜지스터의 기생 다이오드에 흐르는 전류를 작게 하고, 고내압의 제1 트랜지스터 및 제3 트랜지스터의 회복 전류를 저감시킬 수 있다. 또한, 스위칭 전원 장치의 동작 시에 출력 노드의 전압이 변동하더라도, 캐패시터에 의한 용량 결합으로 인해, 제1 트랜지스터를 온시키기에 충분한 전위를 제1 트랜지스터의 제어 전극에 계속 부여할 수 있으므로, 제1 트랜지스터의 회복 전류를 확실하게 저감할 수 있다.
본 발명에 따른 컨버터는, 상술한 스위칭 전원 장치를 구비하고, DC 전압을 승압 또는 강하하도록 조정(adapt)된다.
본 발명에 따른 인버터는, 상술한 스위칭 전원 장치를 구비하고, DC 전력을 AC 전력으로 변환하도록 조정된다.
본 발명에 따른 에어 컨디셔너는 상술한 스위칭 전원 장치를 구비한다.
본 발명에 따른 솔라 파워 컨트롤러는 상술한 스위칭 전원 장치를 구비한다.
본 발명에 따른 자동차는 상술한 스위칭 전원 장치를 구비한다.
도 1은 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 인버터의 구성을 도시하는 회로 블록도이다.
도 2는 도 1에 도시한 인버터를 이용한 승압 쵸퍼(chopper)의 구성을 도시하는 회로 블록도이다.
도 3은 도 1에 도시한 인버터의 효과를 설명하기 위한 타임 차트이다.
도 4는 도 1에 도시한 인버터의 효과를 설명하기 위한 다른 타임 차트이다.
도 5는 본 발명의 제2 실시 형태에 따른 쌍방향 쵸퍼의 구성을 도시하는 회로 블록도이다.
도 6은 본 발명의 제3 실시 형태에 따른 3상 모터 제어 인버터의 구성을 도시하는 회로 블록도이다.
도 7은 도 6에 도시한 3상 모터 제어 인버터로부터 모터로 흐르는 전류를 도시하는 타임 차트이다.
도 8은 본 발명의 제4 실시 형태에 따른 푸시풀(push-pull)형 DC/DC 컨버터의 구성을 도시하는 회로 블록도이다.
도 9는 에어 컨디셔너의 개략 구성예를 도시하는 도면이다.
도 10a 및 도 10b는 솔라 파워 컨트롤러의 개략 구성예를 도시하는 도면이다.
도 11은 자동차의 개략 구성예를 도시하는 도면이다.
도 2는 도 1에 도시한 인버터를 이용한 승압 쵸퍼(chopper)의 구성을 도시하는 회로 블록도이다.
도 3은 도 1에 도시한 인버터의 효과를 설명하기 위한 타임 차트이다.
도 4는 도 1에 도시한 인버터의 효과를 설명하기 위한 다른 타임 차트이다.
도 5는 본 발명의 제2 실시 형태에 따른 쌍방향 쵸퍼의 구성을 도시하는 회로 블록도이다.
도 6은 본 발명의 제3 실시 형태에 따른 3상 모터 제어 인버터의 구성을 도시하는 회로 블록도이다.
도 7은 도 6에 도시한 3상 모터 제어 인버터로부터 모터로 흐르는 전류를 도시하는 타임 차트이다.
도 8은 본 발명의 제4 실시 형태에 따른 푸시풀(push-pull)형 DC/DC 컨버터의 구성을 도시하는 회로 블록도이다.
도 9는 에어 컨디셔너의 개략 구성예를 도시하는 도면이다.
도 10a 및 도 10b는 솔라 파워 컨트롤러의 개략 구성예를 도시하는 도면이다.
도 11은 자동차의 개략 구성예를 도시하는 도면이다.
(제1 실시 형태)
도 1에 도시한 바와 같이, 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 인버터는, N채널 MOS 트랜지스터(1 내지 10), 캐패시터(11 및 12), 다이오드(13 및 14), 게이트 전원(15 및 16) 및 게이트 드라이버(17 및 18)를 구비한다. 트랜지스터(1 내지 10)는 기생 다이오드(1a 내지 10a)를 각각 내장한다.
기생 다이오드(1a 내지 10a)의 애노드는 대응하는 트랜지스터(1 내지 10)의 소스에 각각 접속되고, 기생 다이오드(1a 내지 10a)의 캐소드는 대응하는 트랜지스터(1 내지 10)의 드레인에 각각 접속된다.
트랜지스터(1, 3, 5 및 7) 각각은 소스-드레인 내압이 예를 들면, 600V인 고내압 트랜지스터이다. 트랜지스터(2, 4, 6 및 8) 각각은 소스-드레인 내압이 예를 들면, 30V인 저내압 트랜지스터이다. 일반적으로, 저내압 트랜지스터(2, 4, 6 및 8)의 회복 전류는 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)의 회복 전류보다 낮다. 저내압 트랜지스터(2, 4, 6 및 8)의 기생 다이오드(2a , 4a , 6a 및 8a) 각각은 환류 다이오드로서 동작한다.
트랜지스터의 소스-드레인간 거리를 길게 하면, 트랜지스터의 소스-드레인 내압이 증가한다. 트랜지스터의 채널의 불순물 농도를 낮게 하면, 트랜지스터의 소스-드레인 내압이 증가한다. 기생 다이오드 내의 불순물 농도를 높게 하면, 소수 캐리어의 수명이 짧아져서 회복 전류는 작아진다. 저내압 트랜지스터(2, 4, 6 및 8)의 불순물 농도는 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)의 불순물 농도보다 높으므로, 저내압 트랜지스터(2, 4, 6 및 8)의 회복 전류는 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)의 회복 전류보다 작다.
트랜지스터(1 및 5)의 드레인에는 둘 다 전원 전압 VCC가 인가된다. 트랜지스터(2 및 6)의 드레인은 트랜지스터(1 및 5)의 소스에 각각 접속되고, 트랜지스터(2 및 6)의 소스는 출력 노드 N1 및 N2에 각각 접속된다. 트랜지스터(3 및 7)의 드레인은 출력 노드 N1 및 N2에 각각 접속된다. 트랜지스터(4 및 8)의 드레인은 트랜지스터(3 및 7)의 소스에 각각 접속되고, 트랜지스터(4 및 8)의 소스는 접지 전압 GND 라인에 둘 다 접속된다. 트랜지스터(1 및 2)는 상부 좌측 암(upper left arm)을 구성하고, 트랜지스터(3 및 4)는 하부 좌측 암(lower left arm)을 구성하고, 트랜지스터(5 및 6)는 상부 우측 암(upper right arm)을 구성하고, 트랜지스터(7 및 8)는 하부 우측 암(lower right arm)을 구성한다. 부하(19)는 출력 노드 N1과 N2 사이에 접속된다.
다이오드(13)의 캐소드는 트랜지스터(1)의 게이트에 접속된다. 트랜지스터(9)의 소스는 다이오드(13)의 애노드 및 트랜지스터(3)의 게이트에 접속된다. 게이트 전원(15)의 출력 노드는 트랜지스터(9)의 드레인에 접속된다. 게이트 전원(15)은 고내압 트랜지스터(1 및 3)(예를 들면, 0.1 내지 7V의 임계 전압 VTH의 증가형 트랜지스터) 각각의 임계 전압 VTH와 다이오드(13)의 순방향 강하 전압의 합(sum)과 동일한 전압보다 높은 DC 전압(예를 들면, 0.2 내지 50V)을 출력한다.
다이오드(14)의 캐소드는 트랜지스터(5)의 게이트에 접속된다. 트랜지스터(10)의 소스는 다이오드(14)의 애노드 및 트랜지스터(7)의 게이트에 접속된다. 게이트 전원(16)의 출력 노드는 트랜지스터(10)의 드레인에 접속된다. 게이트 전원(16)은 고내압 트랜지스터(5 및 7)(예를 들면, 0.1 내지 7V의 임계 전압 VTH의 증가형 트랜지스터) 각각의 임계 전압 VTH와 다이오드(14)의 순방향 강하 전압의 합과 동일한 전압보다 높은 DC 전압(예를 들면, 0.2 내지 50V)을 출력한다.
캐패시터(11)는 트랜지스터(1)의 게이트와 출력 노드 N1 사이에 접속된다. 캐패시터(12)는 트랜지스터(5)의 게이트와 출력 노드 N2 사이에 접속된다. 캐패시터(11)는 출력 노드 N1의 전압과 게이트 전원(15)의 출력 전압을 가산한 것과 동일한 전압을 트랜지스터(1)의 게이트에 인가하기 위해 설치된다. 캐패시터(12)는 출력 노드 N2의 전압과 게이트 전원(16)의 출력 전압을 가산한 것과 동일한 전압을 트랜지스터(5)의 게이트에 인가하기 위해 설치된다. 예를 들어, 출력 노드 N1이 접지 전위에 있을 때, 게이트 전원(15)의 출력 전위는 트랜지스터(9) 및 다이오드(13)를 통해 고내압 트랜지스터(1)의 게이트에 인가된다. 그 후, 출력 노드 N1의 전위가 상승하더라도, 캐패시터(11)의 용량 결합으로 인해, 출력 노드 N1과 고내압 트랜지스터(1)의 게이트 사이의 전위차는 유지된다. 마찬가지로, 게이트 전원(16)의 출력 전압과 동일한 전위차가 출력 노드 N2와 고내압 트랜지스터(5)의 게이트 사이에 유지된다.
트랜지스터(1 내지 4 및 9)의 게이트 및 출력 노드 N1은 게이트 드라이버(17)에 접속된다. 트랜지스터(5 내지 8 및 10)의 게이트 및 출력 노드 N2는 게이트 드라이버(18)에 접속된다. 게이트 드라이버(17 및 18)는 트랜지스터(1 내지 10)의 온/오프 제어를 위해 트랜지스터(1 내지 10)의 게이트 전압을 제어하고, DC 전원 전압 VCC를 AC 전압으로 변환하여 그 전압을 부하(19)에 공급한다.
다음으로, 인버터의 동작에 대하여 설명한다. 부하(19)에 AC 전력을 공급하는 경우에는, 트랜지스터(9 및 10)가 온되어, 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7) 각각의 게이트에, 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)의 임계 전압 VTH보다 높은 DC 전압이 인가된다. 이 상태에서, 우선 저내압 트랜지스터(2 및 8)가 온된다. 이에 의해, 고내압 트랜지스터(1 및 7)도 온되고, 전원 전압 VCC 라인으로부터, 트랜지스터(1 및 2), 부하(19) 및 트랜지스터(7 및 8)를 통해 접지 전압 GND 라인으로 전류가 흐른다. 부하(19)가 유도성 부하인 경우에는, 부하(19)에 전자기 에너지가 축적된다.
다음으로, 저내압 트랜지스터(2 및 8)가 오프된다. 부하(19)가 유도성 부하인 경우에는, 부하(19)에 축적된 전자기 에너지로 인해, 접지 전압 GND 라인으로부터, 기생 다이오드(4a), 트랜지스터(3), 부하(19), 기생 다이오드(6a) 및 트랜지스터(5)를 통해 전원 전압 VCC 라인으로 전류가 환류된다.
다음으로, 환류 전류가 없어짐과 동시에, 저내압 트랜지스터(4 및 6)가 온된다. 이에 의해, 고내압 트랜지스터(3 및 5)도 온되고, 전원 전압 VCC 라인으로부터 트랜지스터(5 및 6), 부하(19) 및 트랜지스터(3 및 4)를 통해 접지 전압 GND 라인으로 전류가 흐른다.
다음으로, 저내압 트랜지스터(4 및 6)가 오프된다. 부하(19)가 유도성 부하인 경우에는, 부하(19)에 축적된 전자기 에너지로 인해, 접지 전압 GND 라인으로부터, 기생 다이오드(8a), 트랜지스터(7), 부하(19), 기생 다이오드(2a) 및 트랜지스터(1)를 통해 전원 전압 VCC 라인으로 전류가 환류된다. 계속해서, 마찬가지 방식으로, 부하(19)에 AC 전력이 공급된다.
부하(19)에의 AC 전력의 공급을 정지하는 경우에는, 트랜지스터(9 및 10)가 오프되어, 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)의 게이트가 "L" 레벨로 되어서 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)가 오프된다. 트랜지스터(2, 4, 6 및 8)도 오프 상태로 고정된다. 또한, 트랜지스터(3 및 4)의 게이트 사이에 하나의 캐패시터가 접속됨과 함께, 트랜지스터(7 및 8)의 게이트 사이에도 하나의 캐패시터가 접속될 수 있다. 또한, 트랜지스터(3 및 4)의 게이트에 하나의 다이오드의 캐소드 및 애노드가 각각 접속됨과 함께, 트랜지스터(7 및 8)의 게이트에도 하나의 다이오드의 캐소드 및 애노드가 각각 접속될 수 있다.
이러한 종류의 인버터에서는, 부하(19)에 공급되는 전력을 조정(regulate)하기 위해, 상부 좌측 암(트랜지스터(1 및 2))을 온시켜 하부 우측 암(트랜지스터(7 및 8))을 온/오프시키는 초핑(chooping) 동작과, 상부 우측 암(트랜지스터(5 및 6))을 온시켜 하부 좌측 암(트랜지스터(3 및 4))을 온/오프시키는 초핑 동작을 교대로 행할 경우가 있다.
반대로, 하부 우측 암(트랜지스터(7 및 8))을 온시켜서 상부 좌측 암(트랜지스터(1 및 2))을 온/오프시키는 초핑 동작과, 하부 좌측 암(트랜지스터(3 및 4))을 온시켜 상부 우측 암(트랜지스터(5 및 6))을 온/오프시키는 초핑 동작을 교대로 행할 경우도 있다.
이러한 초핑 동작을 행할 경우, 회복 전류가 문제된다. 도 1에 도시한 인버터를 승압 쵸퍼로서 동작시켜, 회복 전류 및 손실을 측정했다. 도 2는 승압 쵸퍼의 구성을 도시하는 회로 블록도이다. 도 2에의 승압 쵸퍼에서는, 트랜지스터(5)의 드레인에 DC 전원(20)의 출력 전압(150V)을 인가하고, 출력 노드 N1과 N2 사이에 코일(21)을 접속했다. 트랜지스터(1)의 드레인에 출력 단자(22)를 접속하고, 출력 단자(22)와 접지 전압 GND 라인 사이에 부하(23)와 캐패시터(24)를 병렬 접속했다.
트랜지스터(9 및 10)를 온시켜, 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7) 각각의 게이트에, 고내압 트랜지스터의 임계 전압 VTH보다 높은 DC 전압을 인가했다. 저내압 트랜지스터(2 및 8)를 오프시키고, 저내압 트랜지스터(6)를 온시켜, 저내압 트랜지스터(4)를 온/오프시켰다. 즉, 상부 우측 암을 온시켜, 하부 좌측 암을 온/오프시켰다.
다음으로, 승압 쵸퍼의 동작에 대하여 설명한다. 트랜지스터(4)를 온시키면, DC 전원(20)으로부터, 트랜지스터(5 및 6), 코일(21) 및 트랜지스터(3 및 4)를 통해 접지 전압 GND 라인으로 전류가 흐르고, 코일(21)에 전자기 에너지가 축적된다.
이때, 상부 우측 암에서는 DC 전원(20)으로부터 출력 노드 N2를 향해(도 2의 하방(downward) 방향) 전류가 흘러, 트랜지스터(5) 및 트랜지스터(6)는 둘 다 온 상태에 있다. 하부 좌측 암에서는, 출력 노드 N1로부터 접지 전압 GND 라인을 향해(도 2의 하방 방향) 전류가 흘러, 트랜지스터(3) 및 트랜지스터(4)는 둘 다 온 상태에 있다.
다음으로, 트랜지스터(4)를 오프시키면, 트랜지스터(4)에 전류가 흐르지 않게 되지만, 코일(21)에 전류가 계속 흐르므로, 트랜지스터(3)의 소스 전압이 상승하고, 트랜지스터(3)는 오프 상태로 상정(assume)된다. 트랜지스터(3 및 4)가 오프된 후에도 코일(21)에 전류가 계속 흐르므로, 트랜지스터(2)의 소스 전압이 상승한다. 트랜지스터(2)의 소스 전압의 상승과 함께 게이트 드라이버(17)에 의해 트랜지스터(2)의 게이트에 부여되는 전압도 상승하고, 트랜지스터(2)는 오프 상태로 유지된다. 트랜지스터(2)의 소스 전압이 드레인 전압보다 높아지면, 트랜지스터(2)의 소스로부터, 기생 다이오드(2a)를 통해 트랜지스터(2)의 드레인으로 환류 전류가 흐른다.
이때, 트랜지스터(1)의 소스 전압은 트랜지스터(2)의 소스 전압보다 낮다. 또한, 트랜지스터(1)의 게이트 전압은, 캐패시터(11)의 용량 결합으로 인해, 게이트 전원(15)에 의해 발생되는 전압분만큼(예를 들어, 12V) 트랜지스터(2)의 소스 전압보다 높은 전압이 유지되기 때문에, 트랜지스터(1)는 온 상태가 된다. 이로 인해, 트랜지스터(1)의 채널에 전류가 흐르고, 기생 다이오드(1a)에 흐르는 전류는 낮은 레벨로 유지된다. 트랜지스터(3)는 트랜지스터(4)의 소스-드레인 전압을 강하시키는 전압 강하 소자로서 작용한다.
이때, DC 전원(20)으로부터, 트랜지스터(5 및 6), 코일(21), 기생 다이오드(2a) 및 트랜지스터(1)를 통해 출력 단자(22)로 전류가 흐르고, 코일(21)의 전자기 에너지가 릴리즈(release)된다.
이때, 상부 우측 암에서는, DC 전원(20)으로부터 출력 노드 N2를 향해(도 2의 하방 방향) 전류가 흘러, 트랜지스터(5) 및 트랜지스터(6)는 둘 다 온 상태에 있다. 상부 좌측 암에서는, 출력 노드 N1로부터 출력 단자(22)를 향해(도 2의 상방 방향) 전류가 흘러, 트랜지스터(1)는 온 상태에 있고, 트랜지스터(2)는 오프 상태에 있다.
다음으로, 트랜지스터(4)를 온시키면, 트랜지스터(4)에 전류가 흐르고, 트랜지스터(3)의 소스 전압이 저하되어 트랜지스터(3)도 온 상태가 된다. 이에 의해, 트랜지스터(3 및 4)는 온되고, 코일(21)의 전류가 트랜지스터(3 및 4)에 흐르기 시작하고, 트랜지스터(2)의 소스 전압이 저하된다. 트랜지스터(2)의 소스 전압이 드레인 전압 아래로 저하되면, 트랜지스터(2)에 회복 전류가 흐르고, 그와 동시에 또는 계속해서, 트랜지스터(1)에 회복 전류가 흐른다. 그 후, 트랜지스터(2)의 소스 전압이 충분히 저하되면, DC 전원(20)으로부터, 트랜지스터(5 및 6), 코일(21) 및 트랜지스터(3 및 4)를 통해 접지 전압 GND 라인으로 전류가 흐르고, 코일(21)에 전자기 에너지가 축적된다. 이러한 방식으로, 50%의 듀티비(duty ratio) 조건에서 트랜지스터(4)를 온/오프시켰을 때, 승압 쵸퍼의 출력 전압 Vout는 약 300V였다.
승압 쵸퍼의 동작 시에, 트랜지스터(3)의 드레인 전압 Vd(V) 및 드레인 전류 Id(A)를 측정했다. 비교예로서, 각 암(arm)이 고내압 트랜지스터로만 구성되는 종래의 승압 쵸퍼를 준비했다. 비교예에서는, 제1 실시 형태와 동일한 고내압 트랜지스터를 사용했다. 비교예의 승압 쵸퍼를 제1 실시 형태와 마찬가지로 동작시켜, 하부 좌측 암의 고내압 트랜지스터의 드레인 전압 Vd(V) 및 드레인 전류 Id(A)를 측정했다.
도 3은 그 측정 결과를 도시하는 도면이다. 그 결과, 제1 실시 형태에서의 회복 전류의 전하량은, 비교예에서의 회복 전류의 전하량의 1/5로 저감되는 것을 알았다. 여기에서, "회복 전류의 감소"라는 표현은 엄밀하게는 회복 전류의 전하량의 저감을 가리키는 것이다. 도 3에서는, 제1 실시 형태에서의 회복 전류의 피크값은 비교예에서의 회복 전류의 피크값을 초과한다. 그러나, 회복 전류의 시간 적분, 구체적으로, 회복 전류의 전하량은 제1 실시 형태에서 압도적으로 적다. 도 4는 스위칭 시의 전력 손실을 도시하는 도면이다. 사선으로 나타낸 부분의 면적은 1회의 스위칭 시에 발생하는 전력 손실을 도시한다. 제1 실시 형태에서의 전력 손실은 비교예에서의 전력 손실의 1/8로 저감되는 것을 알았다. 비교예에서, 전체 인버터의 손실은 4.1%이었던 반면, 제1 실시 형태에서의 전체 인버터의 손실은 1.3%로 저감되었다.
이러한 결과가 얻어진 이유는 다음과 같이 생각된다. 구체적으로, 코일(21)로부터의 환류 전류가 저내압 트랜지스터(2)의 기생 다이오드(2a)에 흐르므로, 트랜지스터(4)가 온되면 저내압 트랜지스터(2)에 회복 전류가 흐르지만, 일반적으로 저내압 트랜지스터(2)의 회복 전류는 고내압 트랜지스터의 회복 전류보다 작다. 또한, 제1 실시 형태에서는, 코일(21)로부터의 환류 전류가 고내압 트랜지스터(1)의 채널에 흐르고, 기생 다이오드(1a)에 흐르는 전류는 작으므로, 고내압 트랜지스터(1)의 회복 전류는 작다. 바꿔 말하면, 상부 좌측 암에서, 출력 노드 N1로부터 출력 단자(22)를 향해(도 2의 상방 방향) 전류를 흘릴 시에 트랜지스터(1)가 온 상태였기 때문에, 기생 다이오드(1a)에 흐르는 전류가 작았고, 그 결과, 고내압 트랜지스터(1)의 회복 전류가 작았다.
이에 반해, 비교예에서는, 코일로부터의 환류 전류 모두가 상부 좌측 암의 고내압 트랜지스터의 기생 다이오드에 흐르므로, 하부 좌측 암이 온되었을 때, 고내압 트랜지스터에 큰 회복 전류가 흐른다. 이 결과, 제1 실시 형태에 따르면, 고내압 트랜지스터만으로 구성된 종래의 인버터에 비하여, 회복 전류를 작게 할 수 있으며, 전력 손실을 작게 할 수 있다.
도 3에 도시한 바와 같이, 제1 실시 형태에서는, 회복 전류가 작으므로 트랜지스터(3)의 드레인 전압 Vd가 급속히 저하되는 반면, 비교예에서는, 회복 전류가 크므로 하부 좌측 암의 트랜지스터의 드레인 전압 Vd의 저하가 지연된다. 또한, 제1 실시 형태에서는, 트랜지스터(3)의 드레인 전압 Vd가 약 250V부터 강하되면, 180V 부근에서 순간 멈춘다. 이것은, 제1 실시 형태에서는 스위칭 속도가 고속이므로, 회로의 기생 인덕턴스로 인한 70V의 전압 강하가 일어나기 때문이다.
제1 실시 형태에서는, 고내압의 환류 다이오드를 별도 설치할 필요가 없으므로, 일본 특허 공개 평7-264876호 공보 및 일본 특허 공개 제2010-29019호 공보에 기재된 종래 기술에 비해, 장치의 저비용화를 도모할 수 있다.
저내압 트랜지스터(2, 4, 6 및 8)의 소스와 드레인간 내압은 3 내지 200V의 범위 내인 것이 바람직하다. 저내압 트랜지스터(2, 4, 6 및 8)의 소스와 드레인간 내압이 200V를 초과하면, 저내압 트랜지스터(2, 4, 6 및 8)에서의 회복 전류가 증대된다. 저내압 트랜지스터(2, 4, 6 및 8)의 소스와 드레인간 내압이 3V 미만인 경우에는, 전원 회로의 노이즈에 대한 저내압 트랜지스터(2, 4, 6 및 8)의 내성이 저하된다.
고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)의 소스와 드레인간 내압은 저내압 트랜지스터(2, 4, 6 및 8)의 소스와 드레인간 내압의 3배 내지 100배의 범위 내인 것이 바람직하다. 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)의 소스와 드레인간 내압이 저내압 트랜지스터(2, 4, 6 및 8)의 소스와 드레인간 내압의 3배보다 작은 경우에는, 고내압 트랜지스터의 회복 전류와 저내압 트랜지스터의 회복 전류의 차가 작아져, 제1 실시 형태의 효과가 작아진다. 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)의 소스와 드레인간 내압이 저내압 트랜지스터(2, 4, 6 및 8)의 소스와 드레인간 내압의 100배보다 큰 경우에는, 스위칭 노이즈에 대한 저내압 트랜지스터의 내성이 저하된다.
본 실시 형태에서는, 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)의 게이트에는, 각각의 저내압 트랜지스터(2, 4, 6 및 8)의 소스의 전위에, 각각의 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)의 임계 전압을 가산하여 얻어진 전압보다 높은 전압을 인가한다. 그 때문에, 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)의 소스와 드레인간의 전압차를 거의 없앨 수 있다. 따라서, 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)의 회복 전류를 줄이는 효과를 최대한 발휘할 수 있다.
본 실시 형태에서는, 고내압 트랜지스터(1 및 5)의 게이트와 출력 노드 N1 및 N2의 사이에는, 캐패시터(11 및 12)가 각각 접속된다. 또한, 고내압 트랜지스터(1 및 5)의 게이트에는 다이오드(13 및 14)의 캐소드가 각각 접속된다. 그 구성은, 다이오드(13 및 14)의 애노드에, 고내압 트랜지스터(1 및 5)의 각각의 임계 전압보다 높은 전압을 인가하는 구성이다. 이에 의해, 부하(19)에의 AC 전력 공급시에 출력 노드 N1 및 N2의 전압이 변동되더라도, 캐패시터(11 및 12)에 의한 용량 결합으로 인해, 고내압 트랜지스터(1 및 5)를 온시키기에 충분한 전위를 고내압 트랜지스터(1 및 5)의 게이트에 계속 부여할 수 있으므로, 고내압 트랜지스터(1 및 5)의 회복 전류를 확실하게 저감할 수 있다.
또한, 본 실시 형태에서의 구성은, 부하(19)에 전력 공급을 행하지 않는 경우에 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)를 오프시킬 수 있는 구성이다. 그 때문에, 게이트 드라이버(17 또는 18)가 고장난 경우에도, 트랜지스터(1 내지 4) 또는 트랜지스터(5 내지 8)에 관통 전류(through-current)가 흘러 발화 또는 폭발이 발생하는 것을 방지하여 안전성을 높일 수 있다.
보다 구체적으로는, 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)의 게이트에 내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)의 임계 전압 이상의 전압을 부여하기 위해 설치된 게이트 전원(15 및 16)과 다이오드(13 및 14) 사이에, 트랜지스터(9 및 10)를 각각 설치한다. 부하(19)에 전력을 공급하는 경우에는, 트랜지스터(9 및 10)를 온 상태로 하고, 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)를 온시키기에 충분한 전압을 공급한다. 한편, 부하(19)에 전력을 공급하지 않는 경우에는, 트랜지스터(9 및 10)를 오프 상태로 하고, 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)를 오프 상태로 하여 안전성을 확보한다.
또한, 부하(19)에 전력을 공급하지 않는 경우, 캐패시터(11)의 용량 결합을 통해, 고내압 트랜지스터(1 및 5)의 게이트에서의 전위는, 출력 노드 N1 및 N2의 각각의 전위에 가까운 전위에서 안정화된다. 그 때문에, 서지 등으로 인해 고내압 트랜지스터(1 및 5)가 부적절하게 온되는 것을 방지할 수 있어, 안전성을 또한 높일 수 있다.
부하(19)에 AC 전력을 공급하는 경우에는, 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)를 온시키는 반면, 부하(19)에의 AC 전력의 공급을 정지시키는 경우에는, 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)를 오프시키는 방식으로, DC 전압을 출력하도록 설계된 게이트 전원(15 및 16)을 사용하면, 트랜지스터(9 및 10)는 불필요할 수 있다.
또한, 퓨즈(fuses), 릴레이(relay) 등의 다른 안전 대책을 채용한 경우에는, 고내압 트랜지스터(1, 3, 5 및 7)를 항상 온시키는 것이 허용된다. 예를 들면, 트랜지스터(9 및 10) 및 게이트 전원 대신에 전지(cell)를 설치할 수 있고, 그 전지의 출력 전압을 다이오드(13 및 14)의 애노드 및 트랜지스터(3 및 7)의 게이트에 직접 부여할 수도 있다.
본 제1 실시 형태에서는 직렬 접속된 고내압 트랜지스터 및 저내압 트랜지스터를 포함하는 암(arm)을 구비한 인버터 및 승압 쵸퍼(비 절연형 DC/DC 컨버터)에 대하여 설명했지만, 그 암을 이용하는, 스위칭 전원 장치의 다른 가능한 구성도 있다. 다른 스위칭 전원 장치는, 절연형 DC/DC 컨버터, PFC(Power Factor Correction:역률 개선) 회로 등을 포함한다.
(실시 형태 2)
도 5는 본 발명의 제2 실시 형태에 따른 쌍방향 쵸퍼의 구성을 도시하는 회로 블록도이며, 이 도면은 도 2와 비교된다. 도 5에서, 쌍방향 쵸퍼는, 도 2의 회로의 트랜지스터(5 내지 8), 캐패시터(12), 다이오드(14), 게이트 전원(16), 게이트 드라이버(18) 및 코일(21)뿐만 아니라, 다이오드(30 내지 35), 캐패시터(36 및 37) 및 입출력 단자 T1 및 T2를 구비한다.
고내압 트랜지스터(5) 및 저내압 트랜지스터(6)는 입출력 단자 T2와 노드 N2사이에 직렬 접속된다. 고내압 트랜지스터(7) 및 저내압 트랜지스터(8)는 노드 N2와 접지 전압 GND 라인 사이에 직렬 접속된다. 캐패시터(12)는 트랜지스터(5)의 게이트와 노드 N2 사이에 접속된다. 다이오드(14)의 캐소드는 트랜지스터(5)의 게이트에 접속되고, 애노드는 트랜지스터(7)의 게이트 및 게이트 전원(16)의 출력 노드에 접속된다. 트랜지스터(5 내지 8)의 게이트 및 노드 N2는 게이트 드라이버(18)에 접속된다.
다이오드(30 및 31)의 애노드는 서로 접속되고, 그들의 캐소드는 트랜지스터(5)의 게이트 및 소스에 각각 접속된다. 다이오드(30 및 31)는 제너 다이오드인 것이 바람직하다. 트랜지스터(5)의 게이트-소스 전압이 미리 정해진 전압을 초과하면 다이오드(30 및 31)가 온되므로, 트랜지스터(5)의 게이트-소스 전압을 미리 정해진 전압 이하로 제한하여, 회로를 안정적으로 동작시킬 수 있다.
다이오드(32)의 애노드 및 캐소드는 트랜지스터(6)의 소스 및 드레인에 각각 접속된다. 트랜지스터(6)의 소스-드레인 전압이 다이오드(32)의 임계 전압을 초과하면 다이오드(32)가 온되므로, 트랜지스터(6)의 소스-드레인 전압을 다이오드(32)의 임계 전압 이하로 제한하여, 회로를 안정적으로 동작시킬 수 있다. 다이오드(32)의 임계 전압은 트랜지스터(6)의 소스-드레인 내압 아래로 설정된다. 후술하는 이유에 의해, 다이오드(32)에 제너 다이오드를 이용하는 것이 바람직하다.
마찬가지로, 다이오드(33 및 34)의 애노드는 서로 접속되고, 그들의 캐소드는 트랜지스터(7)의 게이트 및 소스에 각각 접속된다. 다이오드(33 및 34)는 제너 다이오드인 것이 바람직하다. 트랜지스터(7)의 게이트-소스 전압이 미리 정해진 전압을 초과하면 다이오드(33 및 34)가 온되므로, 트랜지스터(7)의 게이트-소스 전압을 미리 정해진 전압 이하로 제한하여, 회로를 안정적으로 동작시킬 수 있다.
다이오드(35)의 애노드 및 캐소드는 트랜지스터(8)의 소스 및 드레인에 각각 접속된다. 트랜지스터(8)의 소스-드레인 전압이 다이오드(35)의 임계 전압을 초과하면 다이오드(35)가 온되므로, 트랜지스터(8)의 소스-드레인 전압을 다이오드(35)의 임계 전압 이하로 제한하여, 회로를 안정적으로 동작시킬 수 있다. 다이오드(35)의 임계 전압은 트랜지스터(8)의 소스-드레인 내압 아래로 설정된다. 후술하는 이유에 의해, 다이오드(35)에 제너 다이오드를 이용하는 것이 바람직하다.
코일(21)은 입출력 단자 T1과 노드 N2 사이에 접속된다. 캐패시터(36)는 입출력 단자 T1과 접지 전압 GND 라인 사이에 접속된다. 캐패시터(37)는 입출력 단자 T2와 접지 전압 GND 라인 사이에 접속된다.
다음으로, 쌍방향 쵸퍼에 의한 승압 동작에 대하여 설명한다. 입출력 단자 T1에 예를 들면, 140V를 인가하고, 입출력 단자 T2에 280V를 출력할 경우, 고내압 트랜지스터(5 및 7) 각각의 게이트에, 고내압 트랜지스터의 임계 전압 VTH보다 높은 DC 전압(예를 들면, 12V)을 인가한다. 저내압 트랜지스터(6)를 오프시켜, 승압비(boost ratio)(2배)에 따른 듀티비(예를 들면, 50%)로 저내압 트랜지스터(8)를 온/오프시킨다.
트랜지스터(8)가 온되면, 입출력 단자 T1로부터, 코일(21) 및 트랜지스터(7 및 8)를 통해 접지 전압 GND 라인으로 전류가 흐르고, 코일(21)에 전자기 에너지가 축적된다. 다음으로, 트랜지스터(8)가 오프되면, 코일(21)로부터, 기생 다이오드(6a) 및 트랜지스터(5)를 통해 입출력 단자 T2로 전류가 환류되어, 입출력 단자 T2의 전압이 승압된다. 입출력 단자 T2의 전압은 입출력 단자 T1의 전압(140V)보다 높은 280V에 도달한다.
코일(21)로부터, 기생 다이오드(6a) 및 트랜지스터(5)를 통해 입출력 단자 T2로 전류가 환류될 때 트랜지스터(8)를 온시키면, 저내압 트랜지스터(6)의 기생 다이오드(6a)에 회복 전류가 흐른다. 그러나, 저내압 트랜지스터(6)의 회복 전류는 고내압 트랜지스터의 회복 전류보다 작다. 또한, 고내압 트랜지스터(5)의 기생 다이오드(5a)에는 환류 전류가 거의 흐르지 않으므로, 고내압 트랜지스터(5)의 회복 전류도 작다. 따라서, 승압 동작에서 회복 전류는 낮은 레벨로 유지된다.
트랜지스터(8)를 온시키면, 노드 N2의 전위가 저하된다. 그러면, 캐패시터(12)에 의해 노드 N2와 용량 결합되어 있는 트랜지스터(5)의 게이트 전위도 저하된다. 트랜지스터(6)는 오프 상태가 되고, 트랜지스터(5)의 소스의 전위는 변하지 않기 때문에, 트랜지스터(5)는 오프 상태가 된다. 이와 같이, 트랜지스터(5 및 6)는 둘 다 오프 상태가 되고, 트랜지스터(5)의 소스 및 트랜지스터(6)의 드레인의 전위(중간 전위)는 주위의 기생 용량으로 인한 용량 결합에 의해 결정된다. 그 때문에, 노드 N2의 전위가 계속해서 내려가면, 저내압 트랜지스터(6)의 소스와 드레인 간에는 큰 전압이 걸린다. 다이오드(32)가 제너 다이오드이면, 노드 N2와 중간 전위의 전위차를 일정값 이상으로 하는 것을 방지할 수 있다. 제너 다이오드의 역방향 내압은, 트랜지스터(6)의 소스-드레인 내압보다 작은 것이 바람직하다.
마찬가지로, 다이오드(35)가 제너 다이오드이면, 트랜지스터(8)를 오프시킬 때, 트랜지스터(7)의 소스 및 트랜지스터(8)의 드레인의 전위(중간 전위)와, 접지 전위 간의 차를 제한할 수 있다. 트랜지스터(8)를 오프시키면, 중간 전위는 상승한다. 그러면, 트랜지스터(7)의 소스 전위의 상승으로 인해, 마침내 트랜지스터(7)는 오프 상태가 된다. 트랜지스터(7 및 8)는 둘 다 오프 상태가 되고, 중간 전위는 주위의 기생 용량으로 인한 용량 결합에 의해 결정된다. 그 때문에, 노드 N2의 전위가 계속 오르면, 용량 결합으로 인해서도 중간 전위가 상승하고, 저내압 트랜지스터(8)의 소스와 드레인 사이에는 큰 전압이 걸린다. 다이오드(35)가제너 다이오드이면, 접지 전위와 중간 전위의 전위차를 일정값 이상으로 하는 것을 방지할 수 있다. 제너 다이오드의 역방향 내압은 트랜지스터(8)의 소스-드레인 내압보다 작은 것이 바람직하다.
이상으로부터, 애노드가 저내압 트랜지스터(6 및 8)의 소스에, 캐소드가 저내압 트랜지스터(6 및 8)의 드레인에 각각 접속된, 다이오드(32 및 35)로서 제너 다이오드를 이용함으로써, 저내압 트랜지스터(6 및 8)의 신뢰성을 향상시킬 수 있고, 저내압 트랜지스터(6 및 8)의 내압을 낮게 함으로써 회복 전류를 저감시킬 수 있고, 또한 스위칭 전원 장치의 고효율화를 도모할 수 있다는 점은 명백하다.
다음으로, 쌍방향 쵸퍼에 의한 강하 동작에 대하여 설명한다. 입출력 단자 T2에, 예를 들면, 280V를 인가하고, 입출력 단자 T1에 140V를 출력할 경우, 고내압 트랜지스터(5 및 7) 각각의 게이트에, 고내압 트랜지스터의 임계 전압 VTH보다 높은 DC 전압(예를 들면, 12V)을 인가한다. 저내압 트랜지스터(8)를 오프시켜, 승압비(2배)에 따른 듀티비(예를 들면, 50%)로 저내압 트랜지스터(6)를 온/오프시킨다.
트랜지스터(6)가 온되면, 입출력 단자 T2로부터, 트랜지스터(5 및 6) 및 코일(21)을 통해 입출력 단자 T1로 전류가 흐르고, 코일(21)에 전자기 에너지가 축적된다. 다음으로, 트랜지스터(6)가 오프되면, 접지 전압 GND 라인으로부터, 기생 다이오드(8a), 트랜지스터(7) 및 코일(21)을 통해 입출력 단자 T1로 전류가 환류되어, 입출력 단자 T1의 전압이 강하된다. 입출력 단자 T1의 전압은 입출력 단자 T2의 전압(280V)보다 낮은 140V에 도달된다.
접지 전압 GND 라인으로부터, 기생 다이오드(8a), 트랜지스터(7) 및 코일(21)을 통해 입출력 단자 T1로 전류가 환류될 때 트랜지스터(6)를 온시키면, 저내압 트랜지스터(8)의 기생 다이오드(8a)에 회복 전류가 흐른다. 그러나, 저내압 트랜지스터(8)의 회복 전류는 고내압 트랜지스터의 회복 전류보다 작다. 또한, 고내압 트랜지스터(7)의 기생 다이오드(7a)에는 환류 전류가 거의 흐르지 않으므로, 고내압 트랜지스터(7)의 회복 전류도 작다. 따라서, 강하 동작에서 회복 전류는 낮은 레벨로 유지된다.
강하 동작의 경우에도, 다이오드(32 및 35)로서 제너 다이오드를 이용함으로써, 저내압 트랜지스터(6 및 8)의 소스와 드레인 간의 전압을 제한할 수 있다. 따라서, 저내압 트랜지스터(6 및 8)의 신뢰성을 향상시킬 수 있고, 저내압 트랜지스터(6 및 8)의 내압을 낮게 함으로써 회복 전류를 저감시킬 수 있고, 또한 스위칭 전원 장치의 고효율화를 도모할 수 있다.
이 제2 실시 형태에 따르면, 제1 실시 형태에서와 같이, 회복 전류를 저감시킬 수 있고 전력 손실을 저감할 수 있다. 또한, 고내압 트랜지스터(5 및 7)로서 IGBT(insulated gate bipolar transistor: 절연 게이트형 바이폴라 트랜지스터)보다는 MOS 트랜지스터를 사용할 수 있으므로, 고내압 트랜지스터의 온 상태의 전력 손실(도통 손실)을 저감할 수 있다.
스위칭되지 않은 저내압 트랜지스터(6)(또는 (8))가 정상적으로(normally) 오프되어 기생 다이오드(6a)(또는 (8a))에 전류가 흐르지만, 이에 한정되지 않으며, 동기 정류를 행할 수도 있다. 동기 정류에서는, 기생 다이오드(6a)(또는 (8a))에 전류가 흐르기 시작하면 저내압 트랜지스터(6)(또는 (8))가 온되고, 스위칭된 저내압 트랜지스터(8)(또는 (6))가 온되기 직전, 구체적으로, 저내압 트랜지스터(6)(또는 (8))에 전류가 흐르지 않게 되기 직전에 저내압 트랜지스터(6)(또는 (8))가 오프된다. 이에 의해, 전력 손실을 더욱 저감할 수 있다.
이 제2 실시 형태에서는, 직렬 접속된 고내압 트랜지스터 및 저내압 트랜지스터를 포함하는 암을 구비한 쌍방향 쵸퍼에 대하여 설명했지만, 암을 이용하는, 일방향(unidirectional) 쵸퍼에 대한 다른 가능한 구성도 있다.
(제3 실시 형태)
도 6은 본 발명의 제3 실시 형태에 따른 3상 모터 제어 인버터의 구성을 도시하는 회로 블록도이다. 도 6에서, 인버터는 U상 드라이버(41), V상 드라이버(42) 및 W상 드라이버(43)를 구비한다.
U상 드라이버(41)는 도 1에 도시한 인버터에서의 트랜지스터(1 내지 4), 캐패시터(11), 다이오드(13), 게이트 전원(15) 및 게이트 드라이버(17)를 포함한다. 고내압 트랜지스터(1) 및 저내압 트랜지스터(2)는 DC 전원(40)과 노드 N1 사이에 직렬 접속된다. 고내압 트랜지스터(3) 및 저내압 트랜지스터(4)는 노드 N1과 접지 전압 GND 라인 사이에 직렬 접속된다. 노드 N1은 모터(44)의 U상 단자(U상 코일의 한쪽 단자)에 접속된다.
캐패시터(11)는 트랜지스터(1)의 게이트와 노드 N1 사이에 접속된다. 다이오드(13)의 캐소드는 트랜지스터(1)의 게이트에 접속되고, 그 애노드는 트랜지스터(3)의 게이트 및 게이트 전원(15)의 출력 노드에 접속된다. 트랜지스터(1 내지 4)의 게이트 및 노드 N1은 게이트 드라이버(17)에 접속된다.
V상 드라이버(42)는 게이트 전원(15)이 제거된 U상 드라이버(41)와 동일하다. V상 드라이버(42)의 트랜지스터(1 내지 4)의 게이트 및 노드 N1은 게이트 드라이버(17)에 접속된다. 다이오드(13)의 애노드는 U상 드라이버(41)의 게이트 전원(15)의 출력 노드에 접속된다. V상 드라이버(42)의 노드 N1은 모터(44)의 V상 단자(V상 코일의 한쪽 단자)에 접속된다.
W상 드라이버(43)는 게이트 전원(15)이 제거된 U상 드라이버(41)와 동일하다. W상 드라이버(43)의 트랜지스터(1 내지 4)의 게이트 및 노드 N1은 게이트 드라이버(17)에 접속된다. 다이오드(13)의 애노드는 U상 드라이버(41)의 게이트 전원(15)의 출력 노드에 접속된다. W상 드라이버(43)의 노드 N1은 모터(44)의 W상 단자(W상 코일의 한쪽 단자)에 접속된다. 모터(44)의 U상 코일, V상 코일 및 W상 코일의 다른 쪽 단자는 서로 접속된다.
이 인버터에서는, 소위 120도 통전(energizing) 방식에 의해 모터(44)에 전력을 공급하여 모터(44)의 회전자(rotor)를 회전 구동시킨다. 120도 통전 방식에서는, U상 드라이버(41), V상 드라이버(42) 및 W상 드라이버(43)의 상부 암(upper arm)(트랜지스터(1 및 2))이 120도씩 순차 온되고, 그에 대하여 180도 지연하여, U상 드라이버(41), V상 드라이버(42) 및 W상 드라이버(43)의 하부 암(lower arm)(트랜지스터(3 및 4))이 120도씩 순차 온된다. 이에 의해, 3상 AC 전력이 모터(44)에 공급되어, 모터(44)의 회전자가 회전 구동된다.
다음으로, DC 전원(40)으로부터, U상 드라이버(41)의 상부 암, 모터(44) 및 V상 드라이버(42)의 하부 암을 통해 접지 전압 GND 라인으로 전류를 흘릴 경우에 대하여 설명한다. 이 경우에는, 드라이버(41 및 42)의 고내압 트랜지스터(1 및 3)의 게이트에, 고내압 트랜지스터(1 및 3)의 임계 전압보다 높은 전압(예를 들면, 12V)을 인가한다. U상 드라이버(41)의 저내압 트랜지스터(4)를 오프시키고, V상 드라이버(42)의 저내압 트랜지스터(2)를 오프시키며, V상 드라이버(42)의 저내압 트랜지스터(4)를 온시킨다. 이 상태에서, U상 드라이버(41)의 저내압 트랜지스터(2)를 온/오프시킨다.
U상 드라이버(41)의 저내압 트랜지스터(2)를 온시키면, DC 전원(40)으로부터, U상 드라이버(41)의 트랜지스터(1 및 2), 모터(44)의 U상 코일 및 V상의 코일, 및 V상 드라이버(42)의 트랜지스터(3 및 4)를 통해 접지 전압 GND 라인으로 전류가 흐른다.
다음으로, U상 드라이버(41)의 저내압 트랜지스터(2)를 오프시키면, 모터의 U상 코일 및 V상 코일을 통해 전류가 계속 흐른다. 이로 인해, 접지 전압 GND 라인으로부터, U상 드라이버(41)의 기생 다이오드(4a) 및 고내압 트랜지스터(3), 모터(44) 및 V상 드라이버(42)의 트랜지스터(3 및 4)를 통해 접지 전압 GND 라인으로 환류 전류가 흐른다.
마찬가지로, 3개의 드라이버(41 내지 43)를 제어함으로써, 도 7에 도시한 바와 같은 정현파 형태(sinusoidal form)의 전류를 모터(44)에 공급할 수 있다. 도 7에서는, 도면의 간단화를 위해, U상 전류의 파형과 V상 전류의 파형만이 도시되어 있고, W상 전류의 파형은 생략되어 있다.
이 제3 실시 형태에서는, 제1 실시 형태 및 제2 실시 형태에서와 같이, 회복 전류를 저감하여 전력 손실을 저감시킬 수 있다.
또한, 이 제3 실시 형태에서, 제2 실시 형태에서와 같이, 고내압 트랜지스터(1 및 3)로서 IGBT보다는 MOS 트랜지스터를 사용할 수 있으므로, 고내압 트랜지스터의 온 상태의 전력 손실(도통 손실)을 저감할 수 있다. 또한, 제2 실시 형태와 마찬가지로 저내압 트랜지스터(2 및 4)의 동기 정류를 행할 수도 있다.
(제4 실시 형태)
도 8은 본 발명의 제4 실시 형태에 따른 푸시풀형 DC/DC 컨버터의 구성을 도시하는 회로 블록도이다. 도 8에서, 컨버터는, 게이트 전원(50), 게이트 드라이버(51), DC 전원(52), N채널 MOS 트랜지스터(53 및 54), 트랜스포머(55), 드라이버(56 및 57) 및 부하(58)를 구비한다.
게이트 전원(50)은 게이트 전압을 출력한다. 트랜스포머(55)는 1차(primary) 권선(55a) 및 2차 권선(55b)을 포함한다. DC 전원(52)의 정극(positive electrode)은 1차 권선(55a)의 중점에 접속된다. 트랜지스터(53)는 1차 권선(55a)의 한쪽 단자와 DC 전원(52)의 부극(negative electrode) 사이에 접속된다. 트랜지스터(54)는 1차 권선(55a)의 다른 쪽 단자와 DC 전원(52)의 부극 사이에 접속된다. 트랜지스터(53 및 54)의 게이트는 게이트 드라이버(51)에 접속된다. 게이트 드라이버(51)는 게이트 전원(50)으로부터의 게이트 전압을 트랜지스터(53 및 54)의 게이트에 교대로 부여한다. 이에 의해, 트랜지스터(53 및 54)가 교대로 온되고, 트랜스포머(55)의 2차 권선(55b)에는 AC 전압이 발생한다.
드라이버(56)는 도 1에 도시한 인버터에서의 트랜지스터(1 내지 4), 캐패시터(11), 다이오드(13), 게이트 전원(15) 및 게이트 드라이버(17)를 포함한다. 고내압 트랜지스터(1) 및 저내압 트랜지스터(2)는 부하(58)와 노드 N1 사이에 직렬 접속된다. 고내압 트랜지스터(3) 및 저내압 트랜지스터(4)는 노드 N1과 접지 전압 GND 라인 사이에 직렬 접속된다. 노드 N1은 트랜스포머(55)의 2차 권선(55b)의 한쪽 단자에 접속된다.
캐패시터(11)는 트랜지스터(1)의 게이트와 노드 N1 사이에 접속된다. 다이오드(13)의 캐소드는 트랜지스터(1)의 게이트에 접속되고, 그 애노드는 트랜지스터(3)의 게이트 및 게이트 전원(15)의 출력 노드에 접속된다. 트랜지스터(1 내지 4)의 게이트 및 노드 N1은 게이트 드라이버(17)에 접속된다.
드라이버(57)는 게이트 전원(15)이 제거된 드라이버(56)와 동일하다. 드라이버(57)의 트랜지스터(1 내지 4)의 게이트 및 노드 N1은 게이트 드라이버(17)에 접속된다. 다이오드(13)의 애노드는 드라이버(56)의 게이트 전원(15)의 출력 노드에 접속된다. 드라이버(57)의 노드 N1은 트랜스포머(55)의 2차 권선(55b)의 다른 쪽 단자에 접속된다.
다음으로, 이 컨버터의 동작에 대하여 설명한다. 드라이버(56 및 57)의 고내압 트랜지스터(1 및 3) 각각의 게이트에, 고내압 트랜지스터의 임계 전압 VTH보다 높은 DC 전압(예를 들면, 12V)을 인가한다. 드라이버(56 및 57)의 저내압 트랜지스터(2 및 4)를 오프시키고, 트랜지스터(53 및 54)를 교대로 온시킨다.
트랜지스터(54)를 오프 상태로 하여 트랜지스터(53)를 온시키면, DC 전원(52)으로부터 트랜스포머(55)의 1차 권선(55a) 및 트랜지스터(53)로 전류가 흐르고, 트랜스포머(55)의 2차 권선(55b)에 정전압이 유도(induce)된다. 이에 의해, 접지 전압 GND 라인으로부터, 드라이버(56)의 기생 다이오드(4a) 및 고내압 트랜지스터(3), 2차 권선(55b), 드라이버(57)의 기생 다이오드(2a) 및 고내압 트랜지스터(1), 및 부하(58)를 통해 접지 전압 GND 라인으로 전류가 흐른다. 부하(58)에는, 트랜스포머(55)의 권선비에 따른 값의 전압이 인가된다.
다음으로, 트랜지스터(53)를 오프시키면, DC 전원(52)으로부터 트랜스포머(55)의 1차 권선(55a)으로 흐르는 전류가 차단되어, 2차 권선(55b)에 흐르는 전류도 차단된다. 이때, 드라이버(56)의 기생 다이오드(4a) 및 드라이버(57)의 기생 다이오드(2a)에 흐르고 있는 전하뿐만 아니라, 회로의 기생 용량에 축적된 전하가 회복 전류의 형태로 흐른다.
다음으로, 트랜지스터(53)를 오프 상태로 하여 트랜지스터(54)를 온시키면, DC 전원(52)으로부터 트랜스포머(55)의 1차 권선(55a) 및 트랜지스터(54)로 전류가 흐르고, 트랜스포머(55)의 2차 권선(55b)에 부전압이 유도된다. 이에 의해, 접지 전압 GND 라인으로부터, 드라이버(57)의 기생 다이오드(4a) 및 고내압 트랜지스터(3), 2차 권선(55b), 드라이버(56)의 기생 다이오드(2a) 및 고내압 트랜지스터(1), 및 부하(58)를 통해 접지 전압 GND 라인으로 전류가 흐른다. 부하(58)에는, 트랜스포머(55)의 권선비에 따른 값의 전압이 인가된다.
다음으로, 트랜지스터(54)를 오프시키면, DC 전원(52)으로부터 트랜스포머(55)의 1차 권선(55a)으로 흐르는 전류가 차단되고, 2차 권선(55b)에 흐르는 전류도 차단된다. 이때, 드라이버(57)의 기생 다이오드(4a) 및 드라이버(56)의 기생 다이오드(2a)에 흐르고 있는 전하뿐만 아니라, 회로의 기생 용량에 축적된 전하가 회복 전류의 형태로 흐른다.
이 제4 실시 형태에서는, 고내압 트랜지스터(1 및 3)의 기생 다이오드(1a 및 3a)에는 거의 전류가 흐르지 않으므로, 회복 전류를 대폭으로 저감할 수 있고, 고효율의 컨버터를 실현할 수 있다.
또한, 이 제4 실시 형태에 따르면, 제2 실시 형태에서와 같이, 고내압 트랜지스터(1 및 3)로서 IGBT보다는 MOS 트랜지스터를 사용할 수 있으므로, 고내압 트랜지스터의 온 상태의 손실(도통 손실)을 저감할 수 있다. 또한, 제2 실시 형태와 마찬가지로 저내압 트랜지스터(2 및 4)의 동기 정류를 행할 수 있다.
상술한 제1 내지 제4 실시 형태의 스위칭 전원 장치(인버터 또는 컨버터)는, 에어 컨디셔너, 솔라 파워 컨트롤러, 자동차 등에 사용 가능하다. 상술한 제1 내지 제4 실시 형태의 스위칭 전원 장치(인버터 또는 컨버터)를 에어 컨디셔너, 솔라 파워 컨트롤러, 자동차 등에 사용함으로써, 에어 컨디셔너, 솔라 파워 컨트롤러, 자동차 등의 고효율화를 도모할 수 있다. 에어 컨디셔너는, 예를 들어, 도 9에 도시하는 구성예와 같이, 상용 AC 전원으로부터 출력되는 AC 전압을 정류하고 평활하는 정류 평활 회로(101); 정류 평활 회로(101)에 의해 출력되는 DC 전압을 3상 AC 전압으로 변환하는 인버터(102); 및 인버터(102)에 의해 출력되는 3상 AC 전압에 의해 회전 구동하는 압축기용 3상 모터(103)를 구비한다. 솔라 파워 컨트롤러는, 예를 들어, 도 10a에 도시하는 구성예와 같이, 복수의 솔라 셀을 갖는 솔라 패널(solar panel)(104), 및 솔라 패널(104)에 의해 출력되는 DC 전압을 승압 또는 강하하는 컨버터(105)를 구비하고, 컨버터(105)에 의해 출력되는 DC 전압을 DC 부하(DC 전압을 수취하는 부하; 배터리 등의 축전 장치를 포함함)(106)에 공급한다. 또한, 솔라 파워 컨트롤러는, 예를 들어, 도 10b에 도시하는 구성예와 같이, 복수의 솔라 셀을 갖는 솔라 패널(107), 솔라 패널(107)에 의해 출력되는 DC 전압을 승압 또는 강하하는 컨버터(108), 및 컨버터(108)에 의해 출력되는 DC 전압을 3상 AC 전압으로 변환하는 인버터(109)를 구비하고, 인버터(109)에 의해 출력되는 3상 AC 전압을 AC 부하(3상 AC 전압을 수취하는 부하)(110)에 공급한다. 자동차는, 예를 들어, 도 11에 도시하는 구성예와 같이, 배터리(111), 배터리(111)에 의해 출력되는 DC 전압을 3상 AC 전압으로 변환하는 인버터(112), 인버터(112)에 의해 출력되는 3상 AC 전압에 의해 회전 구동하는 3상 모터(103), 및 3상 모터(103)의 회전축에 연결되는 구동륜(114)을 구비한다. 상술한 예에서, 컨버터(105 및 108)는, 솔라 패널(104 및 107)에 의한 발전 전력을 최대화하도록 하는 방식으로, 솔라 패널(104 및 107)의 동작점을 제어하는 MPPT(maximum power point tracking) 제어 기능을 갖는 것이 바람직하다. 또한, 상술한 예에서는, 인버터(102, 109 및 112)가 DC 전압을 3상 AC 전압으로 변환하지만, DC 전압을 단상 AC 전압으로 변환하는 구성으로 변경할 수도 있고, 그 변경에 따라 모터 및 AC 부하의 사양을 변경하는 것도 가능하다.
본원에 개시된 실시 형태는 모든 점에서 예시이며, 제한적이 것으로 해석되어서는 안된다. 본 발명의 범위는 상기한 설명에 의한 것보다는, 특허 청구의 범위에 의해 도시되며, 특허 청구의 범위의 균등물뿐만 아니라 그 범위 내의 모든 변경을 포함하고자 한다.
1 내지 10: MOS 트랜지스터
11 및 12: 캐패시터
13 및 14: 다이오드
15 및 16: 게이트 전원
17 및 18: 게이트 드라이버
1a 내지 10a: 기생 다이오드
11 및 12: 캐패시터
13 및 14: 다이오드
15 및 16: 게이트 전원
17 및 18: 게이트 드라이버
1a 내지 10a: 기생 다이오드
Claims (33)
- 스위칭 전원 장치로서,
제1 전극이 제1 노드에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 제2 노드에 접속된 제2 트랜지스터; 및
구동 회로
를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높으며,
상기 구동 회로는, 상기 제1 노드로부터 상기 제2 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고 상기 제2 트랜지스터를 오프시키는, 스위칭 전원 장치. - 제1항에 있어서,
상기 구동 회로는, 상기 제2 노드의 전압에 상기 제1 트랜지스터의 임계 전압을 가산하여 얻어진 전압보다 높은 전압을 상기 제1 트랜지스터의 제어 전극에 부여하여 상기 제1 트랜지스터를 온시키는, 스위칭 전원 장치. - 제2항에 있어서,
상기 구동 회로는,
상기 제1 트랜지스터의 상기 제어 전극과 상기 제2 노드 사이에 접속된 캐패시터; 및
캐소드가 상기 제1 트랜지스터의 상기 제어 전극에 접속되고, 애노드가 상기 제1 트랜지스터의 임계 전압보다 높은 전압을 받는 다이오드를 포함하는, 스위칭 전원 장치. - 제1항에 있어서,
상기 구동 회로는, 상기 스위칭 전원 장치의 동작 시에는 상기 제1 트랜지스터를 온시키고, 상기 스위칭 전원 장치의 휴지(idle) 시에는 상기 제1 트랜지스터를 오프시키는, 스위칭 전원 장치. - 제4항에 있어서,
상기 구동 회로는,
상기 제1 트랜지스터의 제어 전극과 상기 제2 노드 사이에 접속된 캐패시터;
캐소드가 상기 제1 트랜지스터의 상기 제어 전극에 접속된 다이오드; 및
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 임계 전압보다 높은 전압을 받고, 제2 전극이 상기 다이오드의 애노드에 접속된 제3 트랜지스터를 포함하고,
상기 구동 회로는, 상기 스위칭 전원 장치의 동작 시에는 상기 제3 트랜지스터를 온시켜 상기 제1 트랜지스터를 온시키고, 상기 스위칭 전원 장치의 휴지 시에는 상기 제3 트랜지스터를 오프시켜 상기 제1 트랜지스터를 오프시키는, 스위칭 전원 장치. - 제1항에 있어서,
전자기 에너지를 축적 및 방출하기 위한 코일을 더 구비하고,
상기 코일의 한쪽 단자는 상기 제1 노드 또는 상기 제2 노드에 접속되어 있는, 스위칭 전원 장치. - 제1항에 있어서,
제1 권선(primary winding) 및 제2 권선을 포함하는 트랜스포머를 더 구비하고,
상기 제1 권선의 한쪽 단자는 상기 제1 노드 또는 상기 제2 노드에 접속되어 있는, 스위칭 전원 장치. - 제1항에 있어서,
애노드가 상기 제2 트랜지스터의 상기 제2 전극에 접속되고, 캐소드가 상기 제2 트랜지스터의 상기 제1 전극에 접속되는 제너 다이오드를 더 구비하는, 스위칭 전원 장치. - 스위칭 전원 장치로서,
제1 전극이 제1 노드에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 제2 노드에 접속된 제2 트랜지스터; 및
구동 회로
를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높으며,
상기 구동 회로는, 상기 제1 노드로부터 상기 제2 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류가 흐르기 시작하면 상기 제2 트랜지스터를 온시키며, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류가 흐르지 않게 되기 전에 상기 제2 트랜지스터를 오프시키는, 스위칭 전원 장치. - 제9항에 있어서,
상기 구동 회로는, 상기 제2 노드의 전압에 상기 제1 트랜지스터의 임계 전압을 가산하여 얻어진 전압보다 높은 전압을 상기 제1 트랜지스터의 제어 전극에 부여하여 상기 제1 트랜지스터를 온시키는, 스위칭 전원 장치. - 제10항에 있어서,
상기 구동 회로는,
상기 제1 트랜지스터의 상기 제어 전극과 상기 제2 노드 사이에 접속된 캐패시터; 및
캐소드가 상기 제1 트랜지스터의 상기 제어 전극에 접속되고, 애노드가 상기 제1 트랜지스터의 임계 전압보다 높은 전압을 받는 다이오드를 포함하는, 스위칭 전원 장치. - 제9항에 있어서,
상기 구동 회로는, 상기 스위칭 전원 장치의 동작 시에는 상기 제1 트랜지스터를 온시키고, 상기 스위칭 전원 장치의 휴지 시에는 상기 제1 트랜지스터를 오프시키는, 스위칭 전원 장치. - 제12항에 있어서,
상기 구동 회로는,
상기 제1 트랜지스터의 제어 전극과 상기 제2 노드 사이에 접속된 캐패시터;
캐소드가 상기 제1 트랜지스터의 상기 제어 전극에 접속된 다이오드; 및
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 임계 전압보다 높은 전압을 받고, 제2 전극이 상기 다이오드의 애노드에 접속된 제3 트랜지스터를 포함하고,
상기 구동 회로는, 상기 스위칭 전원 장치의 동작 시에는 상기 제3 트랜지스터를 온시켜 상기 제1 트랜지스터를 온시키고, 상기 스위칭 전원 장치의 휴지 시에는 상기 제3 트랜지스터를 오프시켜 상기 제1 트랜지스터를 오프시키는, 스위칭 전원 장치. - 제9항에 있어서,
전자기 에너지를 축적 및 방출하기 위한 코일을 더 구비하고,
상기 코일의 한쪽 단자는 상기 제1 노드 또는 상기 제2 노드에 접속되어 있는, 스위칭 전원 장치. - 제9항에 있어서,
제1 권선 및 제2 권선을 포함하는 트랜스포머를 더 구비하고,
상기 제1 권선의 한쪽 단자는 상기 제1 노드 또는 상기 제2 노드에 접속되어 있는, 스위칭 전원 장치. - 제9항에 있어서,
애노드가 상기 제2 트랜지스터의 상기 제2 전극에 접속되고, 캐소드가 상기 제2 트랜지스터의 상기 제1 전극에 접속되는 제너 다이오드를 더 구비하는, 스위칭 전원 장치. - 스위칭 전원 장치로서,
제1 전극이 전원 전압 라인에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 출력 노드에 접속된 제2 트랜지스터;
제1 전극이 상기 출력 노드에 접속된 제3 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제3 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 기준 전압 라인에 접속된 제4 트랜지스터; 및
구동 회로
를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 내지 상기 제4 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높고,
상기 제3 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제4 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높으며,
상기 구동 회로는, 상기 전원 전압 라인으로부터 상기 출력 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 출력 노드로부터 상기 전원 전압 라인으로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고 상기 제2 트랜지스터를 오프시키고, 상기 출력 노드로부터 상기 기준 전압 라인으로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제3 트랜지스터 및 상기 제4 트랜지스터를 온시키며, 상기 기준 전압 라인으로부터 상기 출력 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제3 트랜지스터를 온시키고 상기 제4 트랜지스터를 오프시키는, 스위칭 전원 장치. - 제17항에 있어서,
상기 구동 회로는,
상기 제1 트랜지스터의 제어 전극과 상기 출력 노드 사이에 접속된 캐패시터;
캐소드가 상기 제1 트랜지스터의 상기 제어 전극에 접속되고, 애노드가 상기 제3 트랜지스터의 제어 전극에 접속된 다이오드를 포함하고,
상기 다이오드의 상기 애노드는 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제3 트랜지스터 각각의 임계 전압보다 높은 전압을 받는, 스위칭 전원 장치. - DC 전압을 승압(step up) 또는 강하(step down)하도록 조정된 컨버터로서,
스위칭 전원 장치를 구비하고,
상기 스위칭 전원 장치는,
제1 전극이 제1 노드에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 제2 노드에 접속된 제2 트랜지스터; 및
구동 회로를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터 각각은, 제2 전극 및 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높으며,
상기 구동 회로는, 상기 제1 노드로부터 상기 제2 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고 상기 제2 트랜지스터를 오프시키는, 컨버터. - DC 전압을 승압 또는 강하하도록 조정된 컨버터로서,
스위칭 전원 장치를 구비하고,
상기 스위칭 전원 장치는,
제1 전극이 제1 노드에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 제2 노드에 접속된 제2 트랜지스터; 및
구동 회로를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높으며,
상기 구동 회로는, 상기 제1 노드로부터 상기 제2 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류가 흐르기 시작하면 상기 제2 트랜지스터를 온시키며, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류가 흐르지 않게 되기 전에 상기 제2 트랜지스터를 오프시키는, 컨버터. - DC 전압을 승압 또는 강하하도록 조정된 컨버터로서,
스위칭 전원 장치를 구비하고,
상기 스위칭 전원 장치는,
제1 전극이 전원 전압 라인에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 출력 노드에 접속된 제2 트랜지스터;
제1 전극이 상기 출력 노드에 접속된 제3 트랜지스터,
제1 전극이 상기 제3 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 기준 전압 라인에 접속된 제4 트랜지스터; 및
구동 회로를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 내지 상기 제4 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높고,
상기 제3 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제4 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높으며,
상기 구동 회로는, 상기 전원 전압 라인으로부터 상기 출력 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 출력 노드로부터 상기 전원 전압 라인으로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고 상기 제2 트랜지스터를 오프시키고, 상기 출력 노드로부터 상기 기준 전압 라인으로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제3 트랜지스터 및 상기 제4 트랜지스터를 온시키며, 상기 기준 전압 라인으로부터 상기 출력 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제3 트랜지스터를 온시키고 상기 제4 트랜지스터를 오프시키는, 컨버터. - DC 전압을 AC 전압으로 변환하도록 조정된 인버터로서,
스위칭 전원 장치를 구비하고,
상기 스위칭 전원 장치는,
제1 전극이 제1 노드에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 제2 노드에 접속된 제2 트랜지스터; 및
구동 회로를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높으며,
상기 구동 회로는, 상기 제1 노드로부터 상기 제2 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고 상기 제2 트랜지스터를 오프시키는, 인버터. - DC 전압을 AC 전압으로 변환하도록 조정된 인버터로서,
스위칭 전원 장치를 구비하고,
상기 스위칭 전원 장치는,
제1 전극이 제1 노드에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 제2 노드에 접속된 제2 트랜지스터; 및
구동 회로를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높으며,
상기 구동 회로는, 상기 제1 노드로부터 상기 제2 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류가 흐르기 시작하면 상기 제2 트랜지스터를 온시키며, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류가 흐르지 않게 되기 전에 상기 제2 트랜지스터를 오프시키는, 인버터. - DC 전압을 AC 전압으로 변환하도록 조정된 인버터로서,
스위칭 전원 장치를 구비하고,
상기 스위칭 전원 장치는,
제1 전극이 전원 전압 라인에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 출력 노드에 접속된 제2 트랜지스터;
제1 전극이 상기 출력 노드에 접속된 제3 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제3 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 기준 전압 라인에 접속된 제4 트랜지스터; 및
구동 회로를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 내지 상기 제4 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높고,
상기 제3 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제4 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높으며,
상기 구동 회로는, 상기 전원 전압 라인으로부터 상기 출력 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 출력 노드로부터 상기 전원 전압 라인으로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고 상기 제2 트랜지스터를 오프시키고, 상기 출력 노드로부터 상기 기준 전압 라인으로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제3 트랜지스터 및 상기 제4 트랜지스터를 온시키며, 상기 기준 전압 라인으로부터 상기 출력 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제3 트랜지스터를 온시키고 상기 제4 트랜지스터를 오프시키는, 인버터. - 에어 컨디셔너로서,
스위칭 전원 장치를 구비하고,
상기 스위칭 전원 장치는,
제1 전극이 제1 노드에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 제2 노드에 접속된 제2 트랜지스터; 및
구동 회로를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높고,
상기 구동 회로는, 상기 제1 노드로부터 상기 제2 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고 상기 제2 트랜지스터를 오프시키는, 에어 컨디셔너. - 에어 컨디셔너로서,
스위칭 전원 장치를 구비하고,
상기 스위칭 전원 장치는,
제1 전극이 제1 노드에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 제2 노드에 접속된 제2 트랜지스터; 및
구동 회로를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높으며,
상기 구동 회로는, 상기 제1 노드로부터 상기 제2 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류가 흐르기 시작하면 상기 제2 트랜지스터를 온시키며, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류가 흐르지 않게 되기 전에 상기 제2 트랜지스터를 오프시키는, 에어 컨디셔너. - 에어 컨디셔너로서,
스위칭 전원 장치를 구비하고,
상기 스위칭 전원 장치는,
제1 전극이 전원 전압 라인에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 출력 노드에 접속된 제2 트랜지스터;
제1 전극이 상기 출력 노드에 접속된 제3 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제3 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 기준 전압 라인에 접속된 제4 트랜지스터; 및
구동 회로를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 내지 상기 제4 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높고,
상기 제3 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제4 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높으며,
상기 구동 회로는, 상기 전원 전압 라인으로부터 상기 출력 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 출력 노드로부터 상기 전원 전압 라인으로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고 상기 제2 트랜지스터를 오프시키고, 상기 출력 노드로부터 상기 기준 전압 라인으로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제3 트랜지스터 및 상기 제4 트랜지스터를 온시키며, 상기 기준 전압 라인으로부터 상기 출력 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제3 트랜지스터를 온시키고 상기 제4 트랜지스터를 오프시키는, 에어 컨디셔너. - 솔라 파워 컨트롤러(solar power controller)로서,
스위칭 전원 장치를 구비하고,
상기 스위칭 전원 장치는,
제1 전극이 제1 노드에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 제2 노드에 접속된 제2 트랜지스터; 및
구동 회로를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 상기 제1 전극과 상기 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 상기 제1 전극과 상기 제2 전극 사이의 내압보다 높으며,
상기 구동 회로는, 상기 제1 노드로부터 상기 제2 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고 상기 제2 트랜지스터를 오프시키는, 솔라 파워 컨트롤러. - 솔라 파워 컨트롤러로서,
스위칭 전원 장치를 구비하고,
상기 스위칭 전원 장치는,
제1 전극이 제1 노드에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 제2 노드에 접속된 제2 트랜지스터; 및
구동 회로를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높으며,
상기 구동 회로는, 상기 제1 노드로부터 상기 제2 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류가 흐르기 시작하면 상기 제2 트랜지스터를 온시키며, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류가 흐르지 않게 되기 전에 상기 제2 트랜지스터를 오프시키는, 솔라 파워 컨트롤러. - 솔라 파워 컨트롤러로서,
스위칭 전원 장치를 구비하고,
상기 스위칭 전원 장치는,
제1 전극이 전원 전압 라인에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 출력 노드에 접속된 제2 트랜지스터;
제1 전극이 상기 출력 노드에 접속된 제3 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제3 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 기준 전압 라인에 접속된 제4 트랜지스터; 및
구동 회로를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 내지 상기 제4 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높고,
상기 제3 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제4 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높으며,
상기 구동 회로는, 상기 전원 전압 라인으로부터 상기 출력 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 출력 노드로부터 상기 전원 전압 라인으로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고 상기 제2 트랜지스터를 오프시키고, 상기 출력 노드로부터 상기 기준 전압 라인으로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제3 트랜지스터 및 상기 제4 트랜지스터를 온시키며, 상기 기준 전압 라인으로부터 상기 출력 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제3 트랜지스터를 온시키고 상기 제4 트랜지스터를 오프시키는, 솔라 파워 컨트롤러. - 자동차로서,
스위칭 전원 장치를 구비하고,
상기 스위칭 전원 장치는,
제1 전극이 제1 노드에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 제2 노드에 접속된 제2 트랜지스터; 및
구동 회로를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높으며,
상기 구동 회로는, 상기 제1 노드로부터 상기 제2 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고 상기 제2 트랜지스터를 오프시키는, 자동차. - 자동차로서,
스위칭 전원 장치를 구비하고,
상기 스위칭 전원 장치는,
제1 전극이 제1 노드에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 제2 노드에 접속된 제2 트랜지스터; 및
구동 회로를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높으며,
상기 구동 회로는, 상기 제1 노드로부터 상기 제2 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류가 흐르기 시작하면 상기 제2 트랜지스터를 온시키며, 상기 제2 노드로부터 상기 제1 노드로 전류가 흐르지 않게 되기 전에 상기 제2 트랜지스터를 오프시키는, 자동차. - 자동차로서,
스위칭 전원 장치를 구비하고,
상기 스위칭 전원 장치는,
제1 전극이 전원 전압 라인에 접속된 제1 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제1 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 출력 노드에 접속된 제2 트랜지스터;
제1 전극이 상기 출력 노드에 접속된 제3 트랜지스터;
제1 전극이 상기 제3 트랜지스터의 제2 전극에 접속되고, 제2 전극이 기준 전압 라인에 접속된 제4 트랜지스터; 및
구동 회로를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터 내지 상기 제4 트랜지스터 각각은, 제2 전극과 제1 전극 사이에 순방향으로 접속된 기생 다이오드를 갖고,
상기 제1 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제2 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높고,
상기 제3 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압은, 상기 제4 트랜지스터의 제1 전극과 제2 전극 사이의 내압보다 높으며,
상기 구동 회로는, 상기 전원 전압 라인으로부터 상기 출력 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터를 온시키고, 상기 출력 노드로부터 상기 전원 전압 라인으로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제1 트랜지스터를 온시키고 상기 제2 트랜지스터를 오프시키고, 상기 출력 노드로부터 상기 기준 전압 라인으로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제3 트랜지스터 및 상기 제4 트랜지스터를 온시키며, 상기 기준 전압 라인으로부터 상기 출력 노드로 전류를 흘리는 경우에는, 상기 제3 트랜지스터를 온시키고 상기 제4 트랜지스터를 오프시키는, 자동차.
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JPJP-P-2011-217216 | 2011-09-30 | ||
| JP2011217216 | 2011-09-30 | ||
| JPJP-P-2012-144566 | 2012-06-27 | ||
| JP2012144566A JP5355756B2 (ja) | 2011-09-30 | 2012-06-27 | スイッチング電源装置と、それを用いたインバータ、コンバータ、エアーコンディショナー、ソーラーパワーコントローラ、および自動車 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20130035923A KR20130035923A (ko) | 2013-04-09 |
| KR101423390B1 true KR101423390B1 (ko) | 2014-07-24 |
Family
ID=47992447
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020120107737A KR101423390B1 (ko) | 2011-09-30 | 2012-09-27 | 스위칭 전원 장치와, 그것을 이용한 인버터, 컨버터, 에어 컨디셔너, 솔라 파워 컨트롤러 및 자동차 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US9831756B2 (ko) |
| JP (1) | JP5355756B2 (ko) |
| KR (1) | KR101423390B1 (ko) |
| CN (1) | CN103036466B (ko) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6073630B2 (ja) | 2012-10-05 | 2017-02-01 | シャープ株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータと、それを用いたソーラーパワーコントローラおよび移動体 |
| US9647526B1 (en) * | 2013-02-15 | 2017-05-09 | Ideal Power, Inc. | Power-packet-switching power converter performing self-testing by admitting some current to the link inductor before full operation |
| JP2016136793A (ja) * | 2013-05-14 | 2016-07-28 | シャープ株式会社 | スイッチング電源装置と、それを用いたインバータ、コンバータ、およびソーラーパワーコントローラ |
| CN203537601U (zh) * | 2013-06-17 | 2014-04-09 | 飞利浦(中国)投资有限公司 | 驱动器及包括驱动器的装置 |
| CN105531643A (zh) * | 2013-09-13 | 2016-04-27 | 松下知识产权经营株式会社 | 半导体集成电路及具备半导体集成电路的设备探测系统 |
| KR102135083B1 (ko) * | 2013-12-10 | 2020-07-17 | 엘지전자 주식회사 | 모터 구동장치 및 이를 구비하는 공기조화기 |
| JP6392347B2 (ja) | 2014-06-30 | 2018-09-19 | シャープ株式会社 | スイッチング回路およびこれを備えた電源回路 |
| JP6554324B2 (ja) * | 2015-05-25 | 2019-07-31 | 東芝デベロップメントエンジニアリング株式会社 | Ｄｃ／ａｃインバータ |
| US10833584B2 (en) | 2015-11-12 | 2020-11-10 | Empower Semiconductor, Inc. | Boot-strapping systems and techniques for circuits |
| US9985526B1 (en) | 2017-06-30 | 2018-05-29 | Empower Semiconductor | Switching regulator with self biasing high voltage swing switch stack |
| CN110277898B (zh) * | 2018-03-13 | 2022-05-24 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种电源控制电路、电源驱动信号生成方法和电源 |
| US10425077B1 (en) | 2018-06-06 | 2019-09-24 | Analog Devices Global Unlimited Company | Transistor gate driver |
| CN108990220A (zh) * | 2018-09-19 | 2018-12-11 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 一种led驱动电路 |
| CN111156669B (zh) * | 2020-01-19 | 2021-07-13 | 广东美的制冷设备有限公司 | 控制电路、控制方法、空调器和计算机可读存储介质 |
| CN112803819A (zh) * | 2021-01-15 | 2021-05-14 | 谢恩来 | 一种小功率逆变电源电路 |
| CN113517815B (zh) * | 2021-09-14 | 2021-11-26 | 浙江日风电气股份有限公司 | 一种三电平双向直流变换器及其控制系统、控制方法 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07264876A (ja) * | 1994-02-01 | 1995-10-13 | Fuji Electric Co Ltd | Ｍｏｓｆｅｔの内部ダイオードの破壊防止方法 |
| JP2010029019A (ja) * | 2008-07-23 | 2010-02-04 | Daikin Ind Ltd | インバータ及びインバータ制御方法 |
| JP2011010487A (ja) * | 2009-06-26 | 2011-01-13 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2011067051A (ja) * | 2009-09-18 | 2011-03-31 | Sharp Corp | インバータと、それを用いた電気機器および太陽光発電装置 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5481178A (en) * | 1993-03-23 | 1996-01-02 | Linear Technology Corporation | Control circuit and method for maintaining high efficiency over broad current ranges in a switching regulator circuit |
| US5684688A (en) * | 1996-06-24 | 1997-11-04 | Reliance Electric Industrial Company | Soft switching three-level inverter |
| JP3900220B2 (ja) * | 1997-10-28 | 2007-04-04 | 株式会社安川電機 | ３レベル中性点クランプ式インバータ回路を有するインバータ装置 |
| JP3482159B2 (ja) * | 1999-07-28 | 2003-12-22 | シャープ株式会社 | 電源装置、及びこれを用いた液晶表示装置 |
| JP4196867B2 (ja) * | 2004-03-31 | 2008-12-17 | 株式会社デンソー | 双方向昇降圧型チョッパ回路及びそれを用いたインバータ回路並びにｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
| US7239257B1 (en) * | 2005-10-03 | 2007-07-03 | Zilker Labs, Inc. | Hardware efficient digital control loop architecture for a power converter |
| JP5317413B2 (ja) * | 2007-02-06 | 2013-10-16 | 株式会社東芝 | 半導体スイッチおよび当該半導体スイッチを適用した電力変換装置 |
| JP5151266B2 (ja) * | 2007-06-20 | 2013-02-27 | 株式会社リコー | スイッチングレギュレータ及びスイッチングレギュレータの動作制御方法 |
| JP4240140B1 (ja) * | 2007-09-10 | 2009-03-18 | トヨタ自動車株式会社 | 給電装置とその駆動方法 |
| JP5130310B2 (ja) * | 2010-03-17 | 2013-01-30 | 日立アプライアンス株式会社 | 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動回路及び電力変換装置 |
| JP2012029428A (ja) * | 2010-07-22 | 2012-02-09 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP5290354B2 (ja) * | 2011-05-06 | 2013-09-18 | シャープ株式会社 | 半導体装置および電子機器 |
-
2012
- 2012-06-27 JP JP2012144566A patent/JP5355756B2/ja active Active
- 2012-09-11 US US13/610,417 patent/US9831756B2/en active Active
- 2012-09-27 KR KR1020120107737A patent/KR101423390B1/ko active IP Right Grant
- 2012-09-28 CN CN201210368233.8A patent/CN103036466B/zh active Active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07264876A (ja) * | 1994-02-01 | 1995-10-13 | Fuji Electric Co Ltd | Ｍｏｓｆｅｔの内部ダイオードの破壊防止方法 |
| JP2010029019A (ja) * | 2008-07-23 | 2010-02-04 | Daikin Ind Ltd | インバータ及びインバータ制御方法 |
| JP2011010487A (ja) * | 2009-06-26 | 2011-01-13 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2011067051A (ja) * | 2009-09-18 | 2011-03-31 | Sharp Corp | インバータと、それを用いた電気機器および太陽光発電装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2013085448A (ja) | 2013-05-09 |
| JP5355756B2 (ja) | 2013-11-27 |
| CN103036466B (zh) | 2015-07-01 |
| US20130083580A1 (en) | 2013-04-04 |
| US9831756B2 (en) | 2017-11-28 |
| KR20130035923A (ko) | 2013-04-09 |
| CN103036466A (zh) | 2013-04-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR101423390B1 (ko) | 스위칭 전원 장치와, 그것을 이용한 인버터, 컨버터, 에어 컨디셔너, 솔라 파워 컨트롤러 및 자동차 | |
| US9627973B2 (en) | Switching power supply device, and inverter, converter, and solar power controller including same | |
| US9085239B2 (en) | Push-pull circuit, DC/DC converter, solar charging system, and movable body | |
| US9356516B2 (en) | Driving apparatus and electric power converter | |
| US10910951B2 (en) | Systems and methods for reducing standby power consumption of switch-mode power converters | |
| US11070046B2 (en) | Short-circuit protection circuit for self-arc-extinguishing type semiconductor element | |
| US20100019807A1 (en) | Current-source gate driver | |
| US20120069604A1 (en) | Compact power converter with high efficiency in operation | |
| CN101755380A (zh) | 具有续流二极管的降压开关稳压器 | |
| CN107743678B (zh) | 电力变换装置 | |
| RU2671947C1 (ru) | Инвертор с возможностью заряда | |
| WO2012003685A1 (zh) | 一种提高器件耐压的电路 | |
| JP5980745B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP6073630B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータと、それを用いたソーラーパワーコントローラおよび移動体 | |
| CN107733319B (zh) | 交流电机调速电路及空调器 | |
| US11404964B2 (en) | Rectifier circuit and power supply unit | |
| US20210104950A1 (en) | Auxiliary power supply circuit, power supply apparatus, and power supply circuit | |
| JP2016046935A (ja) | 半導体装置並びにそれを用いたコンバータ、インバータ、エアーコンディショナー、ソーラーパワーコントローラ、及び自動車 | |
| EP3350910B1 (en) | Power converter configured for limiting switching overvoltage | |
| JP2005027417A (ja) | 同期整流回路及び電源装置 | |
| JP2008306887A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| CN113394976A (zh) | 辅助电源电路以及电源装置 | |
| KR20190002032A (ko) | 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A201 | Request for examination | ||
| E902 | Notification of reason for refusal | ||
| E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
| GRNT | Written decision to grant | ||
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20170707 Year of fee payment: 4 |