JP2017034861A - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回路中の過剰な電流を抑制することが可能な電力変換装置の制御装置を提供する。
【解決手段】
フォワードアクティブクランプ回路の制御装置（１０）であって、第１スイッチング素子及び第３スイッチング素子をＯＦＦとし、第２スイッチング素子をＯＮとする制御と、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子をＯＦＦとし、第３スイッチング素子をＯＮとする制御とを行う第１モードと、第１スイッチング素子及び第３スイッチング素子をＯＮとし、第２スイッチング素子をＯＦＦとする制御と、第１スイッチング素子及び第３スイッチング素子をＯＦＦとし、第２スイッチング素子をＯＮとする制御と、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子をＯＦＦとし、第３スイッチング素子をＯＮとする制御とを行う第２モードとの少なくとも一方のモードを実行する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電力変換装置の制御装置に関する。

入力側に接続された直流電源から供給される電力をトランスを介して出力するものとして、特許文献１記載の電源制御装置がある。特許文献１記載の電源制御装置は、主蓄電装置と、主蓄電装置の電力ラインの間に接続される容量負荷と、主蓄電装置の電力ラインの間に、双方向コンバータを介して容量負荷と並列接続された補機用蓄電装置とを備えている。主蓄電装置と補機用蓄電装置との間での電力の授受は、双方向コンバータを用いて行われる。また、補機用蓄電装置の電力を双方向コンバータを用いて容量負荷へ供給することにより、容量負荷の電圧が主蓄電装置の電圧と等しくなるまで充電が行われる。

特開２００７−２９５６９９号公報

特許文献１記載の電源制御装置における双方向コンバータが、補機用蓄電池側にチョークコイルを備えるフォワードアクティブクランプ型ＤＣＤＣコンバータであった場合には、容量負荷への充電は、チョークコイルの電流の増加と減少を繰り返すことにより行われる。また、特許文献１記載の電源制御装置では、システムの低コスト化や小型化の観点から、突入電流を防止するための制限抵抗等が設けられていない。

ここで、チョークコイルの電流が減少するための条件は、補機用蓄電池の電圧が、容量負荷の電圧を、双方向コンバータを構成するコイルの巻数比で除算した値より小さいことである。したがって、充電の開始時等、容量負荷の電圧が小さい場合には、チョークコイルの電流は増加し続けることとなる。その結果として、ＤＣＤＣコンバータの劣化や破損につながるおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その主たる目的は、回路中の過剰な電流を抑制することが可能な電力変換装置の制御装置を提供することにある。

本発明は、直流電源が接続される入力側から、トランスを介して出力側へと電力を供給する電力変換装置であって、トランスの入力側として設けられる第１コイルと、前記第１コイルと並列接続される第１スイッチング素子、及び前記第１コイルと直列接続される第２スイッチング素子を備えるスイッチング回路と、前記スイッチング回路と前記直流電源との間に設けられるチョークコイルと、前記トランスの前記出力側に設けられ、前記第１コイルと磁気的に結合し、前記トランスの出力側として設けられる第２コイルと、前記第２コイルと並列接続又は直列接続される、第３スイッチング素子とコンデンサとの直列接続体と、を備え、直流電源が接続される入力側から、トランスを介して出力側へと電力を供給するフォワードアクティブクランプ回路の制御装置であって、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第３スイッチング素子をＯＮとする制御とを行う第１モードと、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第３スイッチング素子をＯＮとする制御とを行う第２モードと、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする制御とを行う第３モードと、のうち、少なくとも２つのモードを実行する。

上記構成では、第１モード及び第２モードの少なくとも一方を実行するものとしている。第１モード及び第２モードでは、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子をいずれもＯＦＦとする制御を行うため、チョークコイルに流れる電流を減少させることができる。よって、チョークコイルに流れる電流が増加し続けることを防ぐことができ、ひいては、電力変換装置の劣化及び故障を抑制することができる。

電力変換装置の概略構成図である。 第１モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第１モードにおける電流経路を示す図である。 第２モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第２モードにおける電流経路を示す図である。 第３モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第３モードにおける電流経路を示す図である。 制御部が実行する処理を示すフローチャートである。 第２実施形態での第３モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第２実施形態における制御部が実行する処理を示す制御ブロック図である。 第３実施形態での第１モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第４実施形態での第２モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第５実施形態での第３モードにおける制御を示すタイムチャートである。 第６実施形態における電力変換装置の回路図である。 電力変換装置の別の例を示す図である。 電力変換装置の別の例を示す図である。

以下、各実施形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。

＜第１実施形態＞
図１は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。本実施形態に係る電力変換装置は、入力側に設けられた直流電源である二次電池１００から供給される電力を、トランスＴｒを介して出力側へと供給するものである。

トランスＴｒの入力側として設けられる第１コイルＬ１には、ＭＯＳＦＥＴである第２スイッチング素子Ｑ２が直列接続されて直列接続体をなし、その直列接続体にＭＯＳＦＥＴである第１スイッチング素子Ｑ１が並列接続されている。より具体的には、第１コイルＬ１の一端に第１スイッチング素子Ｑ１のドレインが接続されており、第１コイルＬ１の他端に第２スイッチング素子Ｑ２のドレインが接続されている。そして、第１スイッチング素子Ｑ１のソースと第２スイッチング素子Ｑ２のソースが接続されている。

第１スイッチング素子Ｑ１のドレインと第１コイルＬ１との接続点は、チョークコイルＬ３を介して二次電池１００の正極に接続されている。一方、第１スイッチング素子Ｑ１のソースと第２スイッチング素子Ｑ２のソースとの接続点は、二次電池１００の負極に接続されている。また、二次電池１００にはコンデンサ１０１が並列接続されている。

トランスＴｒの出力側には第１コイルＬ１と磁気的に結合する第２コイルＬ２が設けられている。第１コイルＬ１と第２コイルとの巻数比は、１：Ｎである。出力側では、ＭＯＳＦＥＴである第３スイッチング素子Ｑ３とコンデンサＣ３とが直列接続されて直列接続体をなし、その直列接続体と第２コイルＬ２とが並列接続されて並列接続体をなしている。その並列接続体には、ＭＯＳＦＥＴである第４スイッチング素子Ｑ４が直列接続されている。より具体的には、第２コイルＬ２の一端とコンデンサＣ３の一端とが接続され、コンデンサＣ３の他端と第３スイッチング素子Ｑ３のドレインが接続され、第２コイルＬ２の他端と第３スイッチング素子Ｑ３のソースが接続されている。第２コイルＬ２と第３スイッチング素子Ｑ３のソースとの接続点には、第４スイッチング素子Ｑ４のドレインが接続されている。

第２コイルＬ２とコンデンサＣ３との接続点は、正極側出力端子２００ａに接続されており、第４スイッチング素子Ｑ４のソースは負極側出力端子２００ｂに接続されている。この正極側出力端子２００ａ、負極側出力端子２００ｂには、コンデンサ２０１が並列接続されている。

電力変換装置は、二次電池１００の電圧である入力側電圧ＶＬを検出する入力側電圧検出部１０２、チョークコイルＬ３を流れる電流（入力側の回路を流れる電流）であるリアクトル電流ＩＬを検出する入力電流検出部１０３、及び、出力側の電圧（コンデンサ２０１の電圧）である出力側電圧ＶＨを検出する出力側電圧検出部２０２を備えている。検出された入力側電圧ＶＬ、出力側電圧ＶＨ、及びリアクトル電流ＩＬは、制御部１０へ入力される。

制御部１０は、入力された入力側電圧ＶＬ、出力側電圧ＶＨ、及びリアクトル電流ＩＬに基づいて演算を行い、第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４へ制御信号を送信する。このとき、出力側において、コンデンサ２０１への充電の進行具合に応じて、第１〜第３モードのいずれかを選択して制御を行う。なお、制御部１０は出力側から入力側への電力の供給についての制御も行うが、この制御については周知のものであるため、その説明を省略する。

第１モードの制御について、図２のタイムチャートを用いて説明する。第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとする制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとし、第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとする制御Ｂとを交互に行う。換言すれば、第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４については常にＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３とを交互にＯＮとする制御を行う。なお、制御Ａが行われる期間と制御Ｂが行われる期間との合計を、１制御周期とする。また、制御Ａが行われる期間と制御Ｂが行われる期間との長さの比を、１未満の数であるＤを用いて、Ｄ：（１−Ｄ）とする。

制御Ａでは、リアクトル電流ＩＬの単位時間あたりの変化量ｄＩＬ／ｄｔは、次式（１）で表される。

また、出力電流ＩＣの単位時間あたりの変化量は、リアクトル電流ＩＬの単位時間あたりの変化量ｄＩＬ／ｄｔをＮで除算した値となる。第２コイルＬ２に印加される電圧である励磁電圧ＶＴは出力側電圧ＶＨと等しい。コンデンサＣ３の電圧であるコンデンサ電圧ＶＣは、制御Ａの期間の長さを制御Ｂの期間の長さで除算した値に、出力側電圧ＶＨを乗算した値となる。励磁電流ＩＭの時間変化量は、励磁電圧ＶＴを励磁インダクタンスで除算したものであるため、直線的に単調増加する。すなわち、制御Ａが行われる期間のうち、前半の期間ａ１では、励磁電流ＩＭは負の値であり、後半の期間ａ２では、励磁電流ＩＭは正の値となる。なお、励磁電流ＩＭについて、コンデンサＣ３側から第２コイルＬ２を経て、第３スイッチング素子Ｑ３のソース側へと流れる向きを正としている。

この制御Ａが行われる際の電流経路について、図３（ａ）を用いて説明する。図３（ａ）では、電流経路を矢印で示している。第１コイルＬ１側では、二次電池１００から供給される電流は、チョークコイルＬ３、第１コイルＬ１、第２スイッチング素子Ｑ２を通過する経路をとることとなる。第２コイル側では、第４ダイオードＤ４、第２コイルＬ２を通過する経路をとることとなる。

このように、制御Ａではリアクトル電流ＩＬが増加するため、リアクトル電流ＩＬが予め定められた値である第１指令値Ｉｒｅｆ１となることを条件に、リアクトル電流ＩＬを減少させるべく制御Ｂが行われる。

制御Ｂでは、リアクトル電流ＩＬはゼロとなり、それに伴い出力電流ＩＣもゼロとなる。一方で、第２コイルＬ２側でコンデンサＣ３を含む閉回路が形成されるため、第２コイルにコンデンサＣ３が電圧を印加することとなり、励磁電圧ＶＴはコンデンサ電圧ＶＣの負値となる。このコンデンサ電圧ＶＣは、制御Ａのときと同じ値をとる。励磁電流ＩＭの時間変化量は、励磁電圧ＶＴを励磁インダクタンスで除算したものであるため、直線的に単調減少する。すなわち、制御Ｂが行われる期間のうち、前半の期間ｂ１では、励磁電流ＩＭは正の値であり、後半の期間ｂ２では、励磁電流ＩＭは正の値となる。

この制御Ｂが行われる際の電流経路について、図３（ｂ）及び図３（ｃ）を用いて説明する。図３（ｂ）は、期間ｂ１における電流を示している。図３（ｃ）は、期間ｂ２における電流を示している。

制御Ｂにおいて、第１コイルＬ１側では、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２が共にＯＦＦであるため、二次電池１００からの電力の供給は行われない。

第２コイルＬ２側では、第３スイッチング素子Ｑ３がＯＮとされることにより、第２コイルＬ２、コンデンサＣ３、及び、第３スイッチング素子Ｑ３と第３ダイオードＤ３との並列接続体を含んで構成される閉回路が形成される。これにより、励磁電流ＩＭが正の値をとる場合、すなわち、期間ｂ１では、第２コイルＬ２、第３ダイオードＤ３及び第３スイッチング素子Ｑ３、コンデンサＣ３の順に励磁電流ＩＭが流れることとなる。一方で、励磁電流ＩＭが負の値をとる場合、すなわち期間ｂ２では、第２コイルＬ２、コンデンサＣ３、第３スイッチング素子Ｑ３の順に励磁電流ＩＭが流れることとなる。

第２モードの制御について、図４のタイムチャートを用いて説明する。第２モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ２及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとする制御Ｃと、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとする制御Ａ、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとし、第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとする制御Ｂを、順に行う。なお、制御Ａが行われる期間と制御Ｂが行われる期間と制御Ｃが行われる期間の合計を、１制御周期とする。また、制御Ａが行われる期間と、制御Ｂが行われる期間と制御Ｃが行われる期間との和の長さの比、すなわち、第２スイッチング素子Ｑ２がＯＮとされる期間と第３スイッチング素子Ｑ３がＯＮとされる期間の長さの比を、１未満の数であるＤを用いて、Ｄ：（１−Ｄ）とする。

制御Ｃでは、リアクトル電流ＩＬの単位時間あたりの変化量ｄＩＬ／ｄｔは、次式（２）で表される。

すなわち、リアクトル電流ＩＬは、直線的に単調増加する。第１コイルＬ１には通電がなされないため出力電流ＩＣはゼロである。第２コイルＬ２に印加される電圧である励磁電圧ＶＴは、第２コイルＬ２側でコンデンサＣ３を含む閉回路が形成されるため、コンデンサＣ３の電圧であるコンデンサ電圧ＶＣと等しい。コンデンサＣ３の電圧であるコンデンサ電圧ＶＣは、制御Ａの期間の長さを制御Ｂの期間の長さと制御Ｃの期間の長さとの和で除算した値に、出力側電圧ＶＨを乗算した値となる。励磁電流ＩＭの時間変化量は、励磁電圧ＶＴを励磁インダクタンスで除算したものであるため、直線的に単調減少する。

この制御Ｃが行われる際の電流経路について、図５（ａ）を用いて説明する。第１コイルＬ１側では、第１スイッチング素子Ｑ１がＯＮであり、第２スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦであるため、二次電池１００から供給される電流は、チョークコイルＬ３、第１スイッチング素子Ｑ１を通過する経路をとることとなる。第２コイル側では、第３スイッチング素子Ｑ３がＯＮとされることにより、第２コイルＬ２、コンデンサＣ３、及び、第３スイッチング素子Ｑ３と第３ダイオードＤ３との並列接続体を含んで構成される閉回路が形成される。これにより、励磁電流ＩＭが負の値をとる場合、第２コイルＬ２、コンデンサＣ３、第３スイッチング素子Ｑ３の順に励磁電流ＩＭが流れることとなる。

このように、制御Ｃではリアクトル電流ＩＬが単調増加するため、リアクトル電流ＩＬが予め定められた値である第２指令値Ｉｒｅｆ２となることを条件に、制御Ｃから制御Ａへと移行する。

続く制御Ａでは、図５（ｂ）に示すように、第１モードにおける制御Ａと同じ電流経路をとることとなるため、その説明を省略する。制御Ａから制御Ｂへの切り替えは、制御Ｃの開始から所定時間が経過することを条件としてもよいし、制御Ａの開始から所定時間が経過することを条件としてもよい。なお、図４のタイムチャートにおいて、期間Ａでリアクトル電流ＩＬが一定である例を示しているが、リアクトル電流ＩＬの変化量は上式（１）で示されるとおり、入力側電圧ＶＢと出力側電圧ＶＨの関係によっては、単調増加する場合もあれば、単調減少する場合もある。

制御Ｂでは、図５（ｃ）に示すように、第１コイルＬ１側では、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２が共にＯＦＦであるため、二次電池１００からの電流の供給は行われない。第２コイルＬ２側では、第３スイッチング素子Ｑ３がＯＮとされることにより、第２コイルＬ２、コンデンサＣ３、及び、第３スイッチング素子Ｑ３と第３ダイオードＤ３との並列接続体を含んで構成される閉回路が形成される。これにより、励磁電流ＩＭが正の値をとる場合、第２コイルＬ２、第３ダイオードＤ３及び第３スイッチング素子Ｑ３、コンデンサＣ３の順に励磁電流ＩＭが流れることとなる。

なお、本実施形態では、説明の簡略化のために、制御Ｂでは励磁電流ＩＭが常に正の値をとり、制御Ｃでは励磁電流ＩＭが常に負の値をとるように、制御Ｂの期間の長さ及び制御Ｃの期間の長さを定めている。しかしながら、制御Ｂと制御Ｃの長さの比によっては、制御Ｂにおいて励磁電流ＩＭが正から負へと移行し、制御Ｃでは励磁電流ＩＭが常に負の値をとることもあり得るし、制御Ｂでは励磁電流ＩＭが常に正の値をとり、制御Ｃにおいて励磁電流ＩＭが正から負へと移行する場合もあり得る。

続いて、第３モードの制御について、図６のタイムチャートを用いて説明する。第３モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ２及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとする制御Ｃと、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとする制御Ａとを交互に行う。なお、制御Ａが行われる期間と制御Ｃが行われる期間の合計を、１制御周期とする。また、制御Ｃが行われる期間と、制御Ｃが行われる期間との長さの比を、１未満の数であるＤを用いて、Ｄ：（１−Ｄ）とする。

制御Ｃでは、リアクトル電流ＩＬは、第２モードと同様に直線的に単調増加する。第１コイルＬ１には通電がなされないため出力電流ＩＣはゼロである。第２コイルＬ２に印加される電圧である励磁電圧ＶＴは、第２コイルＬ２側でコンデンサＣ３を含む閉回路が形成されるため、コンデンサＣ３の電圧であるコンデンサ電圧ＶＣと等しい。コンデンサＣ３の電圧であるコンデンサ電圧ＶＣは、制御Ａの期間の長さを制御Ｂの期間の長さと制御Ｃの期間の長さとの和で除算した値に、出力側電圧ＶＨを乗算した値となる。励磁電流ＩＭの時間変化量は、励磁電圧ＶＴを励磁インダクタンスで除算したものであるため、直線的に単調減少する。したがって、制御Ｃの前半の期間ｃ１では、励磁電流ＩＭは正の値をとり、制御Ｃの後半の期間ｃ２では、励磁電流ＩＭは負の値をとる。

この制御Ｃが行われる際の電流経路について、図７（ａ）及び図７（ｂ）を用いて説明する。第１コイルＬ１側では、第１スイッチング素子Ｑ１がＯＮであり、第２スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦであるため、二次電池１００から供給される電流は、チョークコイルＬ３、第１スイッチング素子Ｑ１を通過する経路をとることとなる。第２コイル側では、第３スイッチング素子Ｑ３がＯＮとされることにより、第２コイルＬ２、コンデンサＣ３、及び、第３スイッチング素子Ｑ３と第３ダイオードＤ３との並列接続体を含んで構成される閉回路が形成される。これにより、励磁電流ＩＭが正の値をとる場合、図７（ａ）に示すように、第２コイルＬ２、第３ダイオードＤ３及び第３スイッチング素子Ｑ３、コンデンサＣ３の順に励磁電流ＩＭが流れることとなる。一方で、励磁電流ＩＭが負の値をとる場合、図７（ｂ）に示すように、第２コイルＬ２、コンデンサＣ３、第３スイッチング素子Ｑ３の順に励磁電流ＩＭが流れることとなる。

続く制御Ａでは、上式（１）に基づいて、リアクトル電流ＩＬは直線的に単調減少する。出力電流ＩＣの単位時間あたりの変化量は、リアクトル電流ＩＬの単位時間あたりの変化量ｄＩＬ／ｄｔをＮで除算した値となる。第２コイルＬ２に印加される電圧である励磁電圧ＶＴは出力側電圧ＶＨと等しい。コンデンサＣ３の電圧であるコンデンサ電圧ＶＣは、制御Ａの期間の長さを制御Ｂの期間の長さで除算した値に、出力側電圧ＶＨを乗算した値となる。励磁電流ＩＭの時間変化量は、励磁電圧ＶＴを励磁インダクタンスで除算したものであるため、直線的に単調増加する。すなわち、制御Ａが行われる期間のうち、前半の期間ａ１では、励磁電流ＩＭは負の値であり、後半の期間ａ２では、励磁電流ＩＭは正の値となる。

この制御Ａが行われる際の電流経路について、図７（ｃ）を用いて説明する。第１コイルＬ１側では、二次電池１００から供給される電流は、チョークコイルＬ３、第１コイルＬ１、第２スイッチング素子Ｑ２を通過する経路をとることとなる。第２コイル側では、第４ダイオードＤ４、第２コイルＬ２を通過する経路をとることとなる。

これら第１モード、第２モード、第３モードは、出力側電圧ＶＨの値によって切り替えられる。コンデンサ２０１の充電開始時には第１モードで制御が行われ、充電が進行して出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１よりも大きくなれば、第２モードで制御が行われる。そして、さらに充電が進行して出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２よりも大きくなれば、第３モードで制御が行われる。

上式（１）で示したように、第１モードの制御で入力側から出力側へと電力の供給が可能であるのは、入力側電圧ＶＬに巻数比Ｎを乗算した値が、出力側電圧ＶＨよりも大きい場合である。そのため、入力側電圧ＶＬが一定であるとしたうえで、第１所定値Ｖ１は、少なくとも、定数である入力側電圧ＶＬに巻数比Ｎを乗算した値よりも小さく設定されることとなる。また、第３モードにおける制御Ａでリアクトル電流ＩＬが減少する条件は、入力側電圧ＶＬに巻数比Ｎを乗算した値が、出力側電圧ＶＨよりも小さい場合である。そのため、入力側電圧ＶＬが一定であるとしたうえで、第２所定値Ｖ２は、少なくとも、定数である入力側電圧ＶＬに巻数比Ｎを乗算した値よりも大きく設定されることとなる。

続いて、制御部１０が実行する一連の処理について、図８のフローチャートを用いて説明する。図８のフローチャートに係る制御は、所定の制御周期で実行される。

まず、起動要求を取得したか否かを判定する（Ｓ１０１）。この起動要求の指令信号は、例えば、上位の制御装置であるＥＣＵ等から送信される。起動要求を取得していない場合（Ｓ１０１：ＮＯ）、一連の制御を行わず、待機状態を継続する。

起動要求を取得すれば（Ｓ１０１：ＹＥＳ）、出力側電圧ＶＨを取得し（Ｓ１０２）、その出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１以下であるか否かを判定する（Ｓ１０３）。出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１以下であれば（Ｓ１０３：ＹＥＳ）、第１モードでの制御を行う（Ｓ１０４）。出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１以下でなければ（Ｓ１０３：ＮＯ）、続いて、出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２以下であるか否かを判定する（Ｓ１０５）。出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２以下であれば（Ｓ１０５：ＹＥＳ）、第２モードで制御を行う（Ｓ１０６）。一方、出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２以下でなければ（Ｓ１０５：ＮＯ）、第３モードで制御を行う（Ｓ１０７）。

第１モード、第２モード、第３モードのいずれかの制御が所定時間行われた後、制御の終了判定を行う（Ｓ１０８）。Ｓ１０８の処理では、例えば、再度出力側電圧ＶＨを取得し、その出力側電圧ＶＨが所定の上限値以上となったか否かを判定すればよい。なお、出力側電圧ＶＨが所定の上限値以上となったか否かの判定は、Ｓ１０５で否定的な判定がなされた後に行うものとしてもよい。制御を終了すると判定した場合（Ｓ１０８：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。制御を終了すると判定しない場合（Ｓ１０８：ＮＯ）、終了要求を取得したか否かを判定する（Ｓ１０９）。この終了要求の指令信号は、ＥＣＵ等の上位の制御装置から送信される。終了要求を取得すれば（Ｓ１０９：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。終了要求を取得しなければ（Ｓ１０９：ＮＯ）、Ｓ１０２以降の処理を再度実行する。

なお、図８のフローチャートでは、コンデンサ２０１への充電制御に関する制御のみを示しているが、電力変換装置はコンデンサ２０１への充電制御以外の電力変換も行う。例えば、正極側出力端子２００ａ及び負極側出力端子２００ｂを介して供給される電力を降圧し、二次電池１００への充電を行う制御が挙げられる。その制御は、周知の制御であるため、説明を省略する。

上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は以下の効果を奏する。

・コンデンサ２０１への充電（プリチャージ）の開始時等、出力側電圧ＶＨが小さい場合では、第１モードの制御により、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとする制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとし、第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとする制御Ｂとを交互に行うものとしている。そのため、制御Ａにおいて増加したチョークコイルＬ３の電流を、制御Ｂで減少させることができる。よって、チョークコイルＬ３に流れる電流が増加し続けることを防ぐことができ、ひいては、電力変換装置の劣化及び故障を抑制することができる。

・出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１より大きくなった場合において、第２モードへと移行し、第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ２及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとする制御Ｃと、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとする制御Ａ、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとし、第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとする制御Ｂを、順に行うものとしている。そのため、制御ＣでチョークコイルＬ３に流れる電流を大きくすることができ、出力側への電力の供給速度を向上させることができる。また、制御ＢでチョークコイルＬ３の電流を減少させることができる。よって、チョークコイルＬ３に流れる電流が増加し続けることを防ぐことができ、ひいては、電力変換装置の劣化及び故障を抑制することができる。

・コンデンサ２０１へのプリチャージがさらに進行した場合等、出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２より大きくなった場合には、第３モードへと移行し、第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ２及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとする制御Ｃと、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとする制御Ａとを交互に行うものとしている。したがって、制御ＣによりチョークコイルＬ３に流れる電流を増加させることができ、続く制御ＡによりチョークコイルＬ３に流れる電流を減少させることができ、充電が進行したコンデンサ２０１へのさらなる充電を迅速に行うことができる。

・第１指令値Ｉｒｅｆ１及び第２指令値Ｉｒｅｆ２よりも、第３指令値Ｉｒｅｆ３を大きな値としている。これにより、第１モード及び第２モードでは、リアクトル電流ＩＬが過剰とならない。ゆえに、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２を共にＯＦＦとした場合に、リアクトル電流ＩＬに基づいて生ずるアバランシェ電流が過度に大きくならず、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の故障及び劣化を抑制することができる。加えて、第３モードでは第３指令値Ｉｒｅｆ３をより大きな値とすることにより、出力側での充電時間を短縮することができる。

＜第２実施形態＞
本実施形態では、第３モードにおける制御が、第１実施形態と一部異なっている。図９は、本実施形態での第３モードにおける第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の開閉状態と、そのときのリアクトル電流ＩＬとを示している。本実施形態では、制御Ｃが行われる期間と制御Ａが行われる期間との和を１制御周期Ｔｓとしている。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３のＯＮ制御が開始されてから、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮ制御が終了するまでの期間が１制御周期Ｔｓである。この第３モードの一連の制御を行ううえで、第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮ制御を開始する時期を可変とすることにより、リアクトル電流ＩＬの平均値ＩＬ＿ａｖｅが第３指令値Ｉｒｅｆ３となるように制御する。

第３モードにおいて、制御Ｃにおけるリアクトル電流ＩＬの増加量と、制御Ａにおけるリアクトル電流ＩＬの減少量が等しければ、リアクトル電流ＩＬの過剰な増加を抑制することができる。制御Ｃが行われる期間と制御Ａが行われる期間との長さの比を、１未満の数であるＤを用いてＤ：（１−Ｄ）とすると、次式（３）が成立し、次式（４）によりＤが求まる。

加えて、第３モードでは、低調波発振を抑制すべく、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓを加算した値が補正指令値Ｉｒｅｆ３＊となるように、制御Ｃから制御Ａへと切り替えるタイミングを制御する。このスロープ電流Ｉｓについて、図９を用いて説明する。スロープ電流Ｉｓは、直線的に増加する仮想的な値であり、スロープ電流Ｉｓの時間当たりの増加量はｍである。制御Ｃにおけるリアクトル電流ＩＬの増加量をΔＩＬとし、スロープ電流Ｉｓの増加量をΔＩｓとすれば、補正指令値Ｉｒｅｆ３＊は次式（５）で算出することができる。なお、次式（５）において、トランスＴｒの電力変換効率をηとしており、トランスＴｒが損失の無い理想的なものであれば、ηは１である。

続いて、制御部１０が実行する処理を、図１０の制御ブロック図により説明する。定電流制御部２０では、第１モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第１指令値Ｉｒｅｆ１と、第２モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第２指令値Ｉｒｅｆ２、及び、第３モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第３指令値Ｉｒｅｆ３とを、メモリから読み出して制御に用いる。

第１指令値Ｉｒｅｆ１及び第２指令値Ｉｒｅｆ２は、第２スイッチング素子Ｑ２がＯＮである状態から、ＯＦＦである状態へと遷移した場合に、第１指令値Ｉｒｅｆ１及び第２指令値Ｉｒｅｆ２の値に基づいて発生するアバランシェ電流が過剰とならないように、設定されている。この第１指令値Ｉｒｅｆ１及び第２指令値Ｉｒｅｆ２は、そのまま、定電流制御部２０から出力される。なお、第１指令値Ｉｒｅｆ１と第２指令値Ｉｒｅｆ２とは、同じ値であってもよいし、異なる値であってもよい。

第３指令値Ｉｒｅｆ３は、アバランシェ電流の制約を受けないため、第１指令値Ｉｒｅｆ１及び第２指令値Ｉｒｅｆ２よりも大きい値である。この第３指令値Ｉｒｅｆ３は、フィードバック制御部２１に入力される。フィードバック制御部２１は、加えて、リアクトル電流ＩＬの実電流である平均値ＩＬ＿ａｖｅを取得する。この平均値ＩＬ＿ａｖｅは、電流検出部により検出されたリアクトル電流ＩＬを所定期間蓄積し、その値を平均化したものである。第３指令値Ｉｒｅｆ３と平均値ＩＬ＿ａｖｅは加算部２２に入力され、加算部２２は、第３指令値Ｉｒｅｆ３と平均値ＩＬ＿ａｖｅの差分をとる。この差分はＰＩ制御器２３に入力され、リミッタ２４へ入力される。このリミッタ２４では、ＰＩ制御器２３の出力値が上限値よりも大きければ、その出力値を上限値に制限する。リミッタ２４からの出力値は、加算器２５において第３指令値Ｉｒｅｆ３に加算され、フィードバック制御部２１から出力される。

一方、電流補正部２７には、入力側電圧ＶＬ及び出力側電圧ＶＨが入力され、第３指令値Ｉｒｅｆ３の補正量を出力する。この補正値は上式（３）に基づくものであり、加算器２６で第３指令値Ｉｒｅｆ３とフィードバック制御部２１の出力値との和に加算されることにより、補正指令値Ｉｒｅｆ３＊が得られる。

定電流制御部２０から出力された第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２、及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊は、モード選択部３０に入力される。モード選択部３０には、さらに、出力側電圧ＶＨも入力され、その出力側電圧ＶＨと、第１所定値Ｖ１及び第２所定値Ｖ２とを比較する。そして、第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊のいずれを出力するかを決定して出力する。

モード選択部３０から出力された第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊のいずれかは、ピーク電流制御部４０に入力され、ＤＡ変換器４１においてアナログ値に変換され、コンパレータ４２のマイナス端子に入力される。

一方、ピーク電流制御部４０のスロープ補償部４３は、レジスタの値により得られるスロープ電流Ｉｓの値を信号として生成し、ＤＡ変換器４４に入力する。このスロープ電流Ｉｓは、上述した通り、各制御周期において０Ａから直線的に単調増加する鋸歯状波の信号である。そして、ＤＡ変換器４４によりアナログ波形とされたスロープ電流Ｉｓとリアクトル電流ＩＬとを、加算部４５において加算して、コンパレータ４２のプラス端子に入力する。なお、スロープ補償部４３は、直接アナログ波形を生成し、ＤＡ変換器４４を介さずコンパレータ４２に入力するものとしてもよい。

このスロープ補償部４３は、第１モード及び第２モードでは、スロープ電流Ｉｓの値をゼロとし、第３モードでは、上述した鋸歯状波のスロープ電流Ｉｓを出力するものとしている。これは、第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを共にＯＦＦとする期間を有しており、その期間ではリアクトル電流ＩＬがゼロとなり、その結果として低調波発振現象が発生しないためである。

コンパレータ４２は、マイナス端子に入力された、第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊のいずれかと、プラス端子に入力された、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓが加算された値との比較を行う。そして、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも小さい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ４７のＳ端子に入力し、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも大きい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ４７のＳ端子に入力する。また、ＲＳフリップフロップ４７のＲ端子には、クロック４６からクロック信号が入力される。

第１モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、リアクトル電流ＩＬが第１指令値Ｉｒｅｆ１を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ４７は、第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとし、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ａから制御Ｂへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとし、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｂから制御Ａへと切り替える。

第２モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、リアクトル電流ＩＬが第２指令値Ｉｒｅｆ２を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ４７は、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとし、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｃから制御Ａへと切り替える。続いて、制御Ｃの開始から１制御周期未満の所定時間が経過すれば、ＲＳフリップフロップ４７は、第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとし、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ａから制御Ｂへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとし、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｂから制御Ｃへと切り替える。

第３モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓを加算した値が補正指令値Ｉｒｅｆ３＊を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ４７は、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとし、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｃから制御Ａへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとし、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ａから制御Ｃへと切り替える。

ＲＳフリップフロップ４７の出力は、Ｄｕｔｙ制限部４８へ入力される。このＤｕｔｙ制限部４８では、各制御の期間の長さが上限値を超えていればその上限値に設定され、下限値を下回っていれば、下限値に設定される。そして、第１〜４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４へ制御信号が送信される。

上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、第１実施形態に係る電力変換装置が奏する効果に加えて、以下の効果を奏する。

・ピーク電流制御部４０において、定電流制御部２０から入力された各指令値を用いて定電流制御を行っている。これにより、入力側電圧ＶＬに変化が生じた場合等において、過電流に対するロバスト性を向上させることができる。

・第３モードでリアクトル電流ＩＬについてのピーク電流制御を行ううえで、スロープ電流を加算するものとしている。これにより、リアクトル電流ＩＬの低調波発振を抑制することができる。

＜第３実施形態＞
本実施形態では、第１モードの制御が第１実施形態に係る電力変換装置と一部異なっている。図１１は、本実施形態に係る電力変換装置における制御部１０が実行する処理を示すタイムチャートである。

本実施形態では、制御Ａから制御Ｂへと切り替える際に、第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をいずれもＯＦＦとする制御ＡＢを行うものとし、デッドタイムを設けるものとしている。

スイッチング素子をＯＮからＯＦＦへと切り替える際には、ただちにＯＦＦとならず、リカバリが行われることとなるため、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦとするタイミングで第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとすれば、ＯＮ期間の重複が生ずる可能性がある。すなわち、制御Ａから制御Ｂへと切り替える際に、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮ期間と第３スイッチング素子Ｑ３のＯＮ期間とが重複した場合、出力側の回路において短絡が生ずることとなる。本実施形態では、制御Ａから制御Ｂへの切り替えの際に、第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をいずれもＯＦＦとする制御ＡＢを行うものとしているため、第２スイッチング素子Ｑ２のリカバリに必要な時間を確保することができ、出力側の回路における短絡を抑制することができる。

なお、制御Ｂから制御Ａへと切り替える際にも第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をいずれもＯＦＦとするデッドタイムを設けるものとしてもよい。

＜第４実施形態＞
本実施形態では、第２モードの制御が第１実施形態に係る電力変換装置と一部異なっている。図１２は、本実施形態に係る電力変換装置における制御部１０が実行する処理を示すタイムチャートである。

本実施形態では、制御Ｃから制御Ａへと切り替える際に、第１〜第３スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３をいずれもＯＮとし、第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとする制御ＣＡを行うものとし、オーバーラップタイムを設けるものとしている。加えて、第３実施形態と同様に、制御Ａから制御Ｂへの切り替えの際に、第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をいずれもＯＦＦとする制御ＡＢを行うものとしているが、この制御ＡＢについては第３実施形態と同様のものであるため、説明を省略する。

スイッチング素子をＯＦＦからＯＮへと切り替える際には、ただちにＯＮとならないため、第１スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦとするタイミングで第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとすれば、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２がいずれもＯＦＦとなる期間が生ずる可能性がある。すなわち、制御Ｂが行われる期間に準ずる期間が生じ、アバランシェ電流の発生のおそれがある。

本実施形態では、制御Ｃから制御Ａへの切り替えの際に、第１〜第３スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３をいずれもＯＮとし、第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとする制御ＣＡを行うものとしている。これにより、制御Ｃから制御Ａへの切り替えの際に、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２が共にＯＦＦとなることが無く、アバランシェ電流の発生を抑制することができる。

なお、制御ＣＡでは、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２を共にＯＮとし、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとするものとしてもよい。

＜第５実施形態＞
本実施形態では、第３モードの制御が第１実施形態に係る電力変換装置と一部異なっている。図１３は、本実施形態に係る電力変換装置における制御部１０が実行する処理を示すタイムチャートである。

本実施形態では、制御Ａから制御Ｃへと切り替える際に、第１スイッチング素子Ｑ１をＯＮとし、第２〜第４スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ４をＯＦＦとする制御ＡＣを行うものとし、デッドタイムを設けるものとしている。加えて、制御Ｃから制御Ａへと切り替える際に、第１〜第３スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３をいずれもＯＮとし、第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとする制御ＣＡを行うものとし、オーバーラップタイムを設けるものとしている。この制御ＣＡについては第４実施形態と同様のものであるため、説明を省略する。

スイッチング素子をＯＮからＯＦＦへと切り替える際には、ただちにＯＦＦとならず、リカバリが行われることとなるため、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦとするタイミングで第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとすれば、ＯＮ期間の重複が生ずる可能性がある。すなわち、制御Ａから制御Ｃへと切り替える際に、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮ期間と第３スイッチング素子Ｑ３のＯＮ期間とが重複した場合、出力側の回路において短絡が生ずることとなる。本実施形態では、制御Ａから制御Ｃへの切り替えの際に、第１スイッチング素子Ｑ１をＯＮとし、第２〜第４スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ４をＯＦＦとする制御ＡＣを行うものとしているため、第２スイッチング素子Ｑ２のリカバリに必要な時間を確保することができ、出力側の回路における短絡を抑制することができる。

＜第６実施形態＞
本実施形態では、出力側の回路が、第１実施形態に係る電力変換装置と異なっている。図１４は本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。

トランスＴｒの出力側を構成する第２コイルＬ２の一端は正極側出力端子２００ａに接続されており、他端は第４スイッチング素子Ｑ４のドレインに接続されている。第２コイルＬ２と第４スイッチング素子Ｑ４のドレインとの接続点は、コンデンサＣ３ａを介して第３スイッチング素子Ｑ３のソースに接続されており、第４スイッチング素子Ｑ４のソースは第３スイッチング素子Ｑ３のドレインに接続されている。この第４スイッチング素子Ｑ４のソースと第３スイッチング素子Ｑ３の接続点は、負極側出力端子に接続されている。なお、第３スイッチング素子Ｑ３には第３ダイオードＤ３ａが逆方向に並列接続されており、第４スイッチング素子Ｑ４には第４ダイオードＤ４が逆方向に並列接続されている。

なお、制御部１０が実行する処理については、第１実施形態と同様のものであり、第１実施形態の処理に第２〜第５実施形態の処理を追加して行うものとしてもよい。

＜変形例＞
・各実施形態において、チョークコイルＬ３を二次電池１００の正極側に設けるものとしたが、図１５や図１６に示すように、チョークコイルＬ３ａを、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の接続点と二次電池１００の負極との間に設けてもよい。

・各実施形態において、第１〜第３モードを行うものとしているが、第１〜第３モードのうち、少なくとも２つのモードを実行するものであればよい。すなわち、第１モードで電力の供給を開始し、第１所定値Ｖ１となれば第２モードを経ず第３モードを行うものとしてもよい。また、第２モードで電力の供給を開始し第１所定値又は第２所定値Ｖ２となれば、第３モードを行うものとしてもよい。

・各実施形態において、第２モードでは、リアクトル電流ＩＬが第２指令値Ｉｒｅｆ２となることを条件に、制御Ｃから制御Ａへと切り替えている。ところが、制御Ａにおいてリアクトル電流ＩＬが増加するか減少するかは、入力側電圧ＶＬと出力側電圧ＶＨとの関係によって定まるものである。すなわち、入力側電圧ＶＬと出力側電圧ＶＨとの関係によっては、制御Ａから制御Ｂへと切り替える際のリアクトル電流ＩＬは、第２指令値Ｉｒｅｆ２よりも大きくなることもあれば、小さくなることもある。リアクトル電流ＩＬが第２指令値Ｉｒｅｆ２よりも小さくなれば、コンデンサ２０１のプリチャージ等に要する時間が増加し、リアクトル電流ＩＬが第２指令値Ｉｒｅｆ２よりも大きくなれば、アバランシェ電流が増加する。そこで、入力側電圧ＶＬ及び出力側電圧ＶＨを用いて制御Ｃから制御Ａへの切り替えに用いる第２指令値Ｉｒｅｆ２を補正し、制御Ａから制御Ｂへの切り替えの際にリアクトル電流ＩＬが第２指令値Ｉｒｅｆ２となるように制御するものとしてもよい。こうすることにより、充電時間の増加とアバランシェ電流の増加をいずれも抑制することができる。

・第１〜第３モードの制御を行ううえで、リアクトル電流ＩＬが指令値となることを条件に制御を切り替えるピーク電流制御を行うものとしている。この点、各モードにおいて、各制御を行う期間の長さを予め定めておき、リアクトル電流ＩＬの値に関わらず制御を行うものとしてもよい。こうすることにより、制御の簡略化が可能となる。また、この場合には、各制御を行う期間の長さを、入力側電圧ＶＬや出力側電圧ＶＨの値に応じて可変に設定するものとしてもよい。

・第１〜第３モードの制御を行ううえで、第４スイッチング素子Ｑ４は常にＯＦＦであるため、第４スイッチング素子Ｑ４を設けないものとしてもよい。

・各実施形態において、スイッチング素子をＭＯＳＦＥＴとしたが、他のスイッチング素子を採用することも可能である。

１０…制御部、４３…スロープ補償部、１０３…入力電流検出部、２０２…出力側電圧検出部、Ｃ３…コンデンサ、Ｃ３ａ…コンデンサ、Ｌ１…第１コイル、Ｌ２…第２コイル、Ｌ３…チョークコイル、Ｌ３ａ…チョークコイル、Ｑ１…第１スイッチング素子、Ｑ２…第２スイッチング素子、Ｑ３…第３スイッチング素子、Ｔｒ…トランス。

Claims (12)

1. トランス（Ｔｒ）の入力側として設けられる第１コイル（Ｌ１）と、
   前記第１コイルと並列接続される第１スイッチング素子（Ｑ１）、及び前記第１コイルと直列接続される第２スイッチング素子（Ｑ２）を備えるスイッチング回路と、
   前記スイッチング回路と直流電源（１００）との間に設けられるチョークコイル（Ｌ３）と、
   前記トランスの前記出力側に設けられ、前記第１コイルと磁気的に結合し、前記トランスの出力側として設けられる第２コイル（Ｌ２）と、
   前記第２コイルと並列接続又は直列接続される、第３スイッチング素子（Ｑ３）とコンデンサ（Ｃ３）との直列接続体と、を備え、
   直流電源（１００）が接続される入力側から、トランス（Ｔｒ）を介して出力側へと電力を供給するフォワードアクティブクランプ回路の制御装置（１０）であって、
   前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第３スイッチング素子をＯＮとする制御とを行う第１モードと、
   前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第３スイッチング素子をＯＮとする制御とを行う第２モードと、
   前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする制御とを行う第３モードと、のうち、少なくとも２つのモードを実行する、制御装置。
2. 前記出力側の電圧を出力側電圧として検出する出力側電圧検出部（２０２）をさらに備え、
   前記出力側電圧が第１所定値よりも小さい場合には、前記第１モードを実行し、
   前記出力側電圧が前記第１所定値よりも大きく、且つ、前記第１所定値よりも大きい第２所定値よりも小さい場合には、前記第２モードを実行し、
   前記出力側電圧が前記第２所定値よりも大きい場合には、前記第３モードを実行する、請求項１に記載の制御装置。
3. 前記出力側の電圧を出力側電圧として検出する出力側電圧検出部をさらに備え、
   前記出力側電圧が所定値よりも小さい場合には、前記第１モードを実行し、
   前記出力側電圧が前記所定値よりも大きい場合には、前記第３モードを実行する、請求項１に記載の制御装置。
4. 前記出力側の電圧を出力側電圧として検出する出力側電圧検出部をさらに備え、
   前記出力側電圧が所定値よりも小さい場合には、前記第２モードを実行し、
   前記出力側電圧が前記所定値よりも大きい場合には、前記第３モードを実行する、請求項１に記載の制御装置。
5. 前記第１モード及び前記第２モードの少なくとも一方では、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする制御から、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第３スイッチング素子をＯＮとする制御へと切り替える際に、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をいずれもＯＦＦとする制御を行う、１〜４のいずれか１項に記載の制御装置。
6. 前記第２モード及び前記第３モードの少なくとも一方では、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする制御から、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする制御へと切り替える際に、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をいずれもＯＮとする制御を行う、請求項１〜４のいずれか１項に記載の制御装置。
7. 前記第３モードでは、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする制御から、前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする制御へと切り替える際に、前記第１スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＦＦとする制御を行う、請求項１〜４のいずれか１項に記載の制御装置。
8. 前記チョークコイルに流れる電流値を検出する電流検出部（１０３）をさらに備え、
   前記各モードにおいて、それぞれ、前記電流値が予め定められた指令値となるように前記各スイッチング素子を制御する、請求項１〜７のいずれか１項に記載の制御装置。
9. 前記第３モードの前記指令値は、他のモードの前記指令値よりも大きい、請求項８に記載の制御装置。
10. 前記電流値のピーク値が前記指令値となるように前記各スイッチング素子を制御する、請求項８又は９に記載の制御装置。
11. 前記電流値に鋸歯状波であるスロープ信号を加算するスロープ補償部（４３）をさらに備え、
    前記電流値に前記スロープ信号を加算した値が前記指令値となるように、前記スイッチング素子を制御する、請求項８〜１０のいずれか１項に記載の制御装置。
12. 前記スロープ補償部は、前記第１モード及び前記第２モードでは前記スロープ信号の加算を行わず、前記第３モードにおいて前記スロープ信号の加算を行う請求項１１に記載の制御装置。

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