JP5694494B2 - 電力変換器の最大出力電力を制御するための方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は概して電力変換器に関し、さらに特定すると、本発明は電力変換器の出力を調節することに関する。

本出願は２００７年４月６日に提出された「Ｍｅｔｈｏｄ Ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ Ｆｏｒ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｉｎｇ Ｔｈｅ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｏｕｔｐｕｔ Ｐｏｗｅｒ Ｏｆ Ａ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ」という表題の米国特許仮出願第６０／９２２１９１号の恩典を権利主張するものである。

携帯電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）、ラップトップ等の多くの電気器具は、比較的低電圧のＤＣ電力の電源によって電力が供給される。電力は、一般に、高電圧ＡＣ電力として壁付コンセントを通じて供給されるため、典型的には電力変換器と称する器具は、高電圧ＡＣ電力を低電圧ＤＣ電力に変換することが必要である。低電圧ＤＣ電力は、電力変換器によって器具に直接提供されてもよく、エネルギーを器具に提供するが、蓄積されたエネルギーが尽きると充電が必要となる充電式電池を充電するのに使用されてもよい。典型的には、電池は、電池が必要とする一定電流と一定電圧の要件を満たす電力変換器を含む電池充電器で充電される。ＤＶＤプレーヤ、コンピュータのモニタ、ＴＶなどの他の電気デバイスもやはりデバイス動作のための電力変換器を必要とする。これらのデバイス内の電力変換器もやはりデバイスの要求条件に合致した出力電圧及び電流を供給しなければならない。作動中、電力変換器は、広くは負荷と称される電池のような電気器具に供給される出力電力を調整するためのコントローラを使用する。より具体的には、そのコントローラは、負荷に供給される電力を調整するために、電力変換器の出力のフィードバック情報を提供するセンサに結合される。コントローラは、電力線のような入力電力源から出力にエネルギー・パルスを転送するために、センサからのフィードバック情報に応答して、電力スイッチをオン・オフさせるように制御することによって負荷への電力を調整する。

電力変換器の出力電圧と電流との積は電力変換器の出力電力と称される。殆どの電力変換器の用途において、電力供給されるデバイスが過剰の電力供給から確実に保護されるように、供給される最悪のケースの最大出力電力を制限することが必要である。電力変換器が供給し得る最大出力電力の許容量を向上させることは、電気デバイスが不良状態下での安全な動作のために最適化された電力変換器によって電力が供給されることを可能にし、電気デバイスの信頼性を向上させ、かつ電気デバイスの全体的コストを下げることができる。

使用される１つの特定のタイプの電力変換器はフライバック電力変換器である。フライバック電力変換器では、エネルギー伝達素子が電力変換器の入力側を出力側から電気的に分離する。電気的に分離することは、ＤＣ電流が電力変換器の入力側と出力側の間で流れることを阻止することである。

フライバック電力変換器は電力スイッチのオン時間中にエネルギー伝達素子にエネルギーを蓄え、電力スイッチがオフである時間のうちの少なくとも一部分について電力変換器の出力部にエネルギーを供給するように電力スイッチをスイッチングさせることによって出力を生成する。非分離型フライバック変換器では、エネルギー伝達素子は電力変換器の出力部に供給されるエネルギーを電力変換器の入力部から蓄えることを要求されるが、電気的に分離することがエネルギー伝達素子によって提供されることは要求されない。

米国特許仮出願第６０／９２２１９１号

動作時に負荷に供給される出力電力を調節するために、電力変換器は制御器を使用することが可能である。さらに特定すると、電力変換器の出力部の出力電圧及び／又は出力電流を感知することによって導き出されるフィードバック情報に応答して制御器が電力変換器の最大出力電力を制限する。電力変換器の出力部の出力電流を感知することは通常、電力変換器の出力電流に比例する電圧信号を供給するために通常では抵抗素子が導入されるので、電力変換器の効率を下げる。電力変換器の出力電流が電力変換器の出力部で感知されない場合、最大電力供給限度は電力変換器の部品の仕様公差によって決定される。

そのパラメータが電力変換器の最大出力電力の公差に影響を与える２つの部品はエネルギー伝達素子のインダクタンスの公差とオン状態にあるときの電力スイッチ内を流れる電流に関する保護電流限度しきい値の公差である。制御器はオン状態にあるときの電力スイッチ内を流れる電流を感知し、最大保護電流限度しきい値を設定する。このケースでは、制御器の最大保護電流限度しきい値公差が最大電力変換器出力電力の公差に影響を与えることがある。

他に指定がなければ、それぞれの図の全体を通して同様の参照番号が同様の部分を指す以下の図を参照しながら本発明の非限定的か非網羅的な実施形態と具体例を説明する。

本発明の教示による、フライバック・トポロジを有し、スイッチング変換器の最大出力電力を制御する制御器を含むスイッチング電力変換器の一例を概して示す図である。 本発明の教示に従って動作する一例のスイッチング電力変換器からの波形の代表的なスイッチング・サイクルを示す図である。 本発明の教示によるインダクタンス及び電流限度補正の一例の波形を示す図である。 本発明の教示による、電力スイッチのスイッチング・サイクル周期と、電力変換器への入力電圧を表す信号と電力スイッチのオン時間の間との積との間の関係を表示する曲線の２つの例を示す図である。 本発明の教示に従ってスイッチング電力変換器の出力を制御するための一例の方法を述べるフロー図である。 本発明の教示による制御技術を導入する一例の集積回路の内部の詳細を示す図である。 本発明の教示による図６の一例の集積回路のタイミング波形を示す図である。 本発明の教示に従ってスイッチング電力変換器の出力を調節するための方法の代替の例を述べるフロー図である。

本発明による電力変換器の最大出力電力の制御に関連する例が開示される。以下の説明では、本発明の完全な理解を提供するために数多くの特定の詳細が述べられる。しかしながら、この特定の詳細が必ずしも本発明を実践するために使用される必要のないことは当業者に明らかであろう。他の例では、本発明を曖昧にするのを避けるために、よく知られている方法は詳しく述べられていない。

本明細書全体を通じての「一実施形態」、「実施形態」、「一実施例」又は「実施例」とは、実施形態に関して記載されている特定の特徴、構造又は特性が本発明の少なくとも１つの実施形態又は実施例に含まれることを意味する。したがって、本明細書全体の様々な箇所における「一実施形態」、「実施形態」、「一実施例」又は「実施例」という語句は、すべて同一の実施形態を指すとは限らない。特定の特徴、構造又は特性を例えば１つ又は複数の実施形態又は実施例における任意の好適な組合せ及び／又は部分的組合せに組み合わせることができる。また、特定の特徴、構造又は特性を１つ又は複数の実施形態又は具体例における任意の好適な組合せ及び／又は部分的組合せとして組み合わせることができる。また、本明細書とともに提供されている図は、当業者に対する説明を目的としたものであること、及び図面は、必ずしも同じ縮尺で描かれていないことが理解できるであろう。

検討されるように、本発明の教示による例は、電力変換器の出力部で出力電圧及び／又は出力電流を感知する必要性を伴わずに電力変換器の最大出力電力を制御するための方法及び装置を含む。さらに、本発明の教示による例はエネルギー伝達素子のインダクタンスの公差及び制御器によって設定される電力スイッチ内を流れる電流の保護電流限度しきい値の公差を補償する。電力変換器の出力部で電力変換器の出力電流を感知する必要性の排除は電力変換器の効率を向上させ、電力変換器の部品数を削減することで、知られている解決策と比べて向上した電力変換器の信頼性につながる。エネルギー伝達素子のインダクタンスの交差の補償及び制御器の保護電流限度しきい値の公差の補償は、電力変換器の信頼性をさらに向上させ、よりコンパクトで信頼性のある電力変換器と負荷の設計を可能にする。

一例では、電力変換器の動作中に電力変換器がエネルギー伝達素子のインダクタンスと保護電流限度しきい値に確実に応答するように電力変換器の最大出力電力が電力スイッチの各スイッチング・サイクルの中で制御される。この方式で電力変換器の最大出力電力を制御することによって、電力変換器は当初の電力変換器の設計時に予期することができなかった極めて高い周囲温度などの極端な動作条件に応答し、電力変換器と負荷の信頼性をさらに向上させる。

説明するために、図１に、電源とも称される本発明の教示による調節されたスイッチング電力変換器１００の一例を示す。図１に示された特定の例では、スイッチング電力変換器１００はフライバック・トポロジを有する電力変換器である。しかしながら、本発明の教示に従って最大電力変換器出力電力を制御することが同様に可能なスイッチング電源の多数の他の知られているトポロジや構成があることや、図１に示されたフライバック・トポロジが説明目的のために与えられることは理解できるであろう。他の例において電力変換器１００が本発明の教示に従って複数の出力部を有することに留意するべきである。

図示されるように、制御回路１１５は一例では金属酸化物半導体電界効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、バイポーラ型トランジスタなどである電力スイッチ１０５に連結される。電力スイッチ１０５は、ＤＣ入力電圧Ｖ_IN１０１と出力電力ダイオード１１７に連結されたエネルギー伝達素子１０９の入力巻線１０３に連結される。一例では、ＤＣ入力電圧Ｖ_IN１０１は、図示されていないＡＣ電圧源に連結された整流回路の無調節出力である。電力スイッチ１０５がオン状態にあるときに第１と第２の入力端子１９０、１９１、エネルギー伝達素子１０９の巻線１０３、電力スイッチ１０５を通って流れるスイッチング電流に低インピーダンス源を供給するために入力キャパシタ１０６が電力変換器の入力端子１９０、１９１に連結される。一例では、制御回路１１５とスイッチ１０５はハイブリッド又はモノリシックの集積回路として製造される集積回路の一部を形成してもよい。制御回路１１５は、一例では電圧信号であるが他の例では電流信号であってもよく、又は電力変換器の出力及び／又は入力を示す他の信号であってもよく、それでもなお本発明の教示から恩典を得る信号１１４を受信するように連結される。

図１の例では、制御回路１１５は、電力変換器１００の第１と第２の入力端子１９０、１９１から負荷１２１に連結された電力変換器出力端子１９２、１９３へと供給される電力を調節するように連結される。エネルギー伝達素子１０９は入力巻線１０３、出力巻線１１０、補助巻線１０８を含む。信号１１４は抵抗器１１１、１１２で形成される抵抗分割器を通して補助巻線１０８から制御回路１１５に送られる。この例に示されるように、制御器１１５は電力スイッチ１０５を通る電流を感知するように連結された電流感知回路１４０、電力変換器１００への入力電圧を表す入力信号を受信するように連結されたセンサ回路１４１、電流感知回路１４０とセンサ回路１４１の出力を処理するタイミング及び乗算回路１４２を含む。制御器１１５はまた、タイミング及び乗算回路１４２に応答する発振回路、電力スイッチ１０５をオン時間の間中オン状態に、オフ時間中オフ状態にドライブするように連結されたドライブ信号発生回路１４４も含む。一例では制御器１１５は、電力スイッチ１０５のデューティ・サイクルを電力スイッチがオン状態にあるときに電力スイッチ内に流れる電流が２つの電流値の間で変化するのにかかる時間で乗算された入力電圧信号の値に比例するように調整するように連結される。

回路１００の基本的動作をここで図２の波形２００と２０１を参照して述べる。動作時では、制御回路１１５は信号１１４に応答して電力スイッチ１０５をスイッチングさせることによって電力変換器１００の出力を調節する。スイッチ１０５がオンであるとき、入力キャパシタ１０６からのエネルギーがエネルギー伝達素子１０９の入力巻線１０３のインダクタンスの中に移送される。電力スイッチ１０５内を流れる通常の電流波形の一例が図２の波形２０１に示される。時間２０２に電力スイッチ１０５がオンに切り換えられると、電力スイッチ１０５を通って流れる電流Ｉ_D２０３が増加し始める。例示される例に示されるように、電流Ｉ_D２０３は電力スイッチ１０５がオンに切り換えられた後に実質的に直線的に増加する。電流波形２０４の時間に伴う変化の速度は次式で与えられ、
ｄＩ_D／ｄｔ＝Ｖ_IN／Ｌ_I （１）
ここでＶ_INは図１の入力キャパシタ１０６にかかる入力電圧１０１であり、Ｌ_Iはエネルギー伝達素子１０９のすべての他の巻線を外部回路から分断して測定したエネルギー伝達素子１０９の入力巻線１０３のインダクタンスＬ_I１９８である。本発明の教示を曖昧にしないように、式（１）の関係は、電力スイッチ１０５を横切るどのような電圧降下、又は他の二次的な電圧降下を考慮しないことに留意するべきである。

電力スイッチ１０５がオフに切り換えられる時間２０５には、電力スイッチ１０５内を流れる電流Ｉ_D２０３は値Ｉ_Dpk２０６に増加している。エネルギー伝達素子１０９の巻線１０３のインダクタンスＬ_I１９８内に蓄えられたエネルギーは
Ｅ_LI＝１／２（Ｌ_I×Ｉ_DPK ²） （２）
によって与えられる。

電力スイッチ１０５がオフに切り換えられると、入力巻線１０３のインダクタンスＬ_I１９８内に蓄えられたエネルギーは順方向バイアスされた出力電力ダイオード１１７を通ってキャパシタ１１８と出力端子１９２、１９３に連結された負荷１２１に流れる電流として電力変換器の出力部に移送される。スイッチ１０５のオフ期間中に出力電力ダイオード１１７を通って電流が流れる間の、負荷１２１にかかる出力電圧Ｖ_O１１９と出力電力ダイオード１１７を横切る順方向の電圧降下の和は出力巻線１１０を横切る電圧に実質的に等しい。

いくつかのケースで、電力スイッチ１０５のオフ期間中では出力巻線１１０から出力電力ダイオード１１７を通って流れる電流は実質的に停止する。このケースでは、電力変換器の動作は不連続モード動作と称される。不連続モード動作では、エネルギー伝達素子１０９の入力巻線１０３のインダクタンスＬ_I１９８内に蓄えられた実質的にすべてのエネルギーは、電力スイッチの次のスイッチング・サイクルの開始時に、電力スイッチ１０５が再びオンに切り換えられる前に電源の出力部に移送される。図２の例では、エネルギー供給期間ｔ_ed２０７がｔ_off２０８よりも少ないので電力変換器は不連続モードで動作している。不連続モードで動作する電力変換器では、電力スイッチ１０５内を流れる電流２０３は各々のスイッチング・サイクルの開始時に実質的にゼロに等しい値から始まる。電力スイッチ１０５のスイッチング・サイクル周期がＴ２０９であれば、電源の出力部に供給される電力（Ｐ_out）は以下で与えられ、
Ｐ_out＝Ｋ１×１／２×Ｌ_I×Ｉ_DPK ²×１／Ｔ （３）
ここでＫ１は電力変換器１００の入力部から出力部へのエネルギー伝達における失われるエネルギーを考慮した、１未満の係数であり、例えばエネルギーをクランプするクランプ回路１０２内の漏れエネルギーと称されることがある損失であってインダクタンスＬ_I１９８と電力変換器１００の出力部との間で結合されない損失を含むこともある。式３の項１／Ｔは電力スイッチのスイッチング・サイクルの周波数と称され、一例では制御器１１５によって決定される。

不連続モードの動作で動作する電力変換器の最大出力電力性能は以下で書かれることが可能である。

Ｐ_outmax＝Ｋ２×１／２×Ｌ_I×Ｉ_DPKMAX ²×１／Ｔ （４）
ここでＩ_DPKMAXは制御器１１５によって決定される最大保護電流限度の電流しきい値である。Ｋ２は式（３）の負荷条件と比較したときの式（４）の最大負荷条件時のエネルギー損失に比例した変化に起因して式（３）のＫ１とは異なる係数である。電力変換器毎のＬ_I、Ｉ_DPKMAX、Ｔの公差は変換器毎のＰ_outmaxの公差を決定する。付け加えると、電力変換器が動作している周囲温度などの変化する動作条件の下での単一の電力変換器におけるＬ_I、Ｉ_DPKMAX、Ｔの公差もやはりＰ_outmaxの公差を決定する。

ここで式（１）を再配置すると
ｄＩ_D×Ｌ_I＝Ｖ_IN×ｄｔ （５）
である。最大の電力変換器負荷の条件について値を置き換えると
ｄＩ_DPKMAX×Ｌ_I＝Ｖ_IN×ｄｔ_onmax （６）
となる。

したがって、Ｉ_DPKMAX又はＬ_Iのどちらかにおけるどのような変化も式（６）の関係によるＶ_IN×ｄｔ_onmaxの積の変化に結果としてなる。下記で述べられるように、Ｖ_IN×ｄｔ_onmaxの積に応答する内部信号を生成するため、及びＶ_IN×ｄｔ_onmaxの積に比例するように電力スイッチ１０５のスイッチング・サイクル周期を調節するために、例えば制御器１１５はＶ_INとｄｔ_ONMAXの両方を検出し測定するように連結される。この方式で、電力スイッチのスイッチング・サイクル周期はＩ_DPKMAX、Ｌ_I又は両方の組合せの変化の結果として生じる電力変換器の最大出力電力の変動を削減するようにＩ_DPKMAX又はＬ_Iのどちらかの任意の変化に応答する。

制御器１１５が入力電圧Ｖ_IN１０１を表す信号を受信するように連結されることが可能な多くの方式がある。一例では、入力キャパシタ１０６と制御器１１５との間に直接接続１３０が作られる。他の例では、制御器１１５は電力スイッチ１０５がオン状態にあるときに端子１２３から流れ出る電流Ｉ１ １８０を検出するように連結される。この期間に、端子１２３の電圧は端子１０７の電圧と実質的に同じになるようにクランプされる。したがって、電力スイッチ１０５がオン時間の間にあるときに補助巻線１０８を横切って現れる電圧はＮ_I１７０に対するＮ_AUX１７１の巻き数比で乗算された入力電圧Ｖ_IN１０１に実質的に等しいので、この電流Ｉ１ １８０は入力電圧Ｖ_IN１０１を表す。したがって、抵抗器１１１の選択は電力スイッチ１０５のオン時間の間に流れる電流Ｉ１ １８０の値を決定する。したがって、電流Ｉ１ １８０は入力電圧Ｖ_IN１０１を表す信号である。一例では、電流Ｉ１ １８０は
Ｉ１＝ＫＶ_IN （７）
と書かれることが可能であり、ここで
Ｋ＝｛Ｎ_AUX／Ｎ_I｝／Ｒ₁₁₁ （８）
である。上記の式（８）の関係は電力スイッチ１０５がオン状態にあるときに端子１２３が実質的に接地端子１２４の電位にあると仮定している。

図３の波形は、式（６）の関係が電力変換器の最大電力出力を制御するためにどのように使用されるかの例を述べるために下記で使用される。この例では、図３の波形３００の例は電力スイッチ１０５の２つの電流波形３０３と３０４を示す。両方の波形３０３と３０４において、電力スイッチの電流Ｉ_D３０２は実質的にＩ_DPKMAX３０５に等しい最終値へと傾斜しており、この最終値は例えば図１の制御器１１５によって設定される電力スイッチ１０５内を流れることができる最大ピーク電流を規定する保護電流限度しきい値である。図示されるように、波形３０４のケースにおける、Ｘ％高いエネルギー伝達素子入力巻線インダクタンスＬ_Iは、同じ保護電流限度しきい値Ｉ_DPKMAX３０５に達するために電力スイッチ１０５が波形３０３において電力スイッチ１０５がオンであるよりもＸ％長くオンであることを必要とする。したがって電力スイッチ１０５のオン時間の増加はＶ_INが一定であることを仮定する式（１）の関係において予測されるようにエネルギー伝達素子入力巻線インダクタンスの増加に直接比例する。電力スイッチ１０５のオン時間のこの増加に応答して式（４）の電力スイッチのスイッチング・サイクル周期ＴもやはりＸ％増加させられれば、Ｌ_IもやはりさらにＸ％高いのでＰ_outmaxの値は実質的に一定を保つことができる。したがって、エネルギー伝達素子入力巻線インダクタンスＬ_Iの公差のケースでは、係数Ｋａ３０９について正しい値は実質的に１に等しい。

図３の波形３０１の例は電力スイッチ１０５の２つの電流波形３０６と３０７を示している。図示されるように、波形３０６と３０７が保護電流限度しきい値に達するまで電力スイッチ１０５がオンである間、電流波形３０６と３０７は実質的に直線的に増加する。この例では、波形３０６はＩ_DPKMAXnom３０９の保護電流限度しきい値を有し、その一方で波形３０７はＩ_DPKMAXY３０８の保護電流限度しきい値を有し、電流限度しきい値Ｉ_DPKMAXnom３０９よりもＹ％高い。したがって、保護電流限度しきい値がＹ％増加すると電力スイッチ１０５のオン時間は実質的にＹ％増加する。

しかしながら式（４）の関係から、電流限度しきい値のこのＹ％増加の影響は電力変換器１００の最大出力電力性能Ｐ_outmaxに対して自乗効果を有する。例えば式（４）のＩ_DPKMAXの値が５％増加させられれば、式（４）のＰ_outmaxの値は実質的に１０％増加する。例えば±１５％などの小さいパーセンテージ変化を自乗することは全体的なパーセンテージ変化の実質的な２倍化に結果としてつながり、電力スイッチ保護電流限度しきい値の変化の影響を実質的に相殺するために図３の係数Ｋａ３１０が実質的に２に等しくなるように選択される。

図４は電力スイッチのスイッチング・サイクル周期と、電力変換器への入力電圧を表す信号と電力スイッチのオン時間の間ｔ_onとの積との間の関係に関する曲線を示している。上記で検討されたように、実質的に１に等しいＫａの値はエネルギー伝達素子入力巻線インダクタンスＬ_Iのばらつきを実質的に相殺し、その一方で実質的に２に等しいＫａの値は制御器１１５の保護電流限度しきい値のばらつきを相殺する。

図５は本発明の教示に従って電力変換器の最大出力電力を制御するための一例の方法のフローチャートを示している。ブロック５０１で電力スイッチがオンに切り換えられ、ブロック５０２でタイミング周期が開始される。これまで検討されたタイミング周期は電力スイッチのオン時間の間であるが、電力スイッチ内に２つの別々の電流レベルがあるとき、タイミング周期が電力スイッチのオン時間中の任意の時間に始まって終わることがあることに、上記の記述を参照して留意するべきである。ブロック５１２で、電力変換器への入力電圧を表す信号が感知される。ブロック５０３でタイミング周期が始まって以降に電力スイッチの電流が２つの電流しきい値の間で変化したかどうかが判定される。これまでの記述では、第１の電流しきい値は実質的にゼロであり、第２の電流しきい値は保護電流限度しきい値であった。しかしながら、エネルギー伝達素子入力巻線インダクタンスの公差の補正のみが要求される場合、電力スイッチのオン時間中の電力スイッチ電流波形の傾きを判定するために２つの他の電流しきい値が使用されることもある。保護電流限度しきい値の公差の補正が要求される場合、ブロック５０３における電流しきい値のうちの少なくとも１つが保護電流限度しきい値でなければならない。ブロック５０４で、タイミングが停止され、入力電圧を表す信号とタイマーの開始と停止との間の測定された時間との積（ＫＶ_IN×ｔ）が計算される。ブロック５０５、５０６、５０７、５０８、５０９は（ＫＶ_IN×ｔ）の計算に基づいて必要な措置を決定する。特に、（ＫＶ_IN×ｔ）がブロック５０５において公称値よりも大きい場合、電力スイッチのスイッチング・サイクル時間がブロック５０７で増加させられる。一例では、この公称値は電源の設計段階において決定されてもよい。特に、設計者は望ましい出力電力を達成するための公称値が何であるか計算することが可能である。説明するために、抵抗器Ｒ₁₁₁、したがってＫを選択することによって設計者は図４から与えられる（Ｖ_IN×ｔ）に関して公称動作周期を選ぶことが可能である。例えば公称周期は図４における点（１．１）であってもよい。（ＫＶ_IN×ｔ）が公称値よりも大きい（例えば図４において１よりも大きい）場合、周期は増加するであろう。図５に戻って参照すると、（ＫＶ_IN×ｔ）がブロック５０６において公称値よりも小さい場合、電力スイッチのスイッチング・サイクル時間はブロック５０８において削減される。（ＫＶ_IN×ｔ）が公称値であれば、ブロック５０９においてスイッチング・サイクル周期への変更は為されない。ブロック５１０は、次の電力スイッチのスイッチング・サイクルをブロック５０１で開始する前に現在のスイッチング・サイクルが完全であるかをどうか判定する。

上記の記述は（ＫＶ_IN×ｔ）積の判定値に基づく調節のための制御パラメータとして電力スイッチのスイッチング周期を使用しているが、さらに一般的には電力スイッチのデューティ・サイクルとして知られているいずれかの電力スイッチのスイッチング・サイクル周期中の電力スイッチのオフ時間に対する電力スイッチのオン時間の比がさらに広義の同じ制御機能の説明であることに留意するべきである。概して、電力スイッチのデューティ・サイクルは電力スイッチのスイッチング・サイクル周期を調節することによって調節されるが、電力スイッチの保護電流限度しきい値を調節すること、各スイッチング・サイクル周期中の電力スイッチがオンである時間を直接制御すること、オンオフ制御、パルス幅変調、又は他の適切な電力変換器スイッチング技術を含めた他の技術によることも同様に可能である。

図６は、一例では図１の制御器１１５と等価である制御器６１５の一部分の詳細な結線図を示している。電圧源Ｖ_AUX６０３は一例では図１の補助巻線電圧Ｖ_AUX１８１と等価である。一例では、制御器６１５は図１の電力スイッチ１０５と等価である電力スイッチをドライブするように連結される。一例では、抵抗器６０１は図１の抵抗器Ｒ₁₁₁と等価である。一例では、接地電位端子６０５は図１の接地電位端子１２４と等価である。図６の回路６００の下記の説明は図７の波形７００を参照する。

図６に示されるように、電力変換器への入力電圧Ｖ_IN１０１を表す電流信号６０６が電力スイッチ１０５のオン時間中に流れる。トランジスタ６３２と６３３のゲートの結合はＦＢ端子６０３の電圧を実質的に制御器の接地電位６０５に実質的に等しく維持し、それにより、電力信号６０６の値はＶ_AUX／Ｒ₆₀₁に実質的に等しくなる。電流源６３４はトランジスタ６３３をバイアスする。電流６０６はトランジスタ６３７と電流ミラーを形成するトランジスタ６３１内にも同様に流れる。しかしながら、ＣＬＫライン６０７がハイである期間についてのみオンであるトランジスタ６３６があるせいでトランジスタ６３１のゲートの電圧がサンプリングされて次回のＣＬＫライン信号６０７がハイに進むまでキャパシタ６６３に保持される。電力スイッチ７０６のオン時間７０６の開始の後の遅延期間にＣＬＫライン信号の波形７０３がハイに進むことに留意するべきである。一例では、この遅延期間は実質的に４００ナノ秒に等しく、ＣＬＫラインのパルスのハイ持続時間は実質的に１００ナノ秒に等しい。キャパシタ６６３を横切って保持される電圧はトランジスタ６３９がオンであるときにトランジスタ６３７に流れる電流の値を設定する。トランジスタ６３９は、一例では図１の信号１２２と同等である電力スイッチのゲートをドライブする信号６０８、７０１がハイである持続時間に関してオンに切り換えられる。したがってトランジスタ６３９のオン時間の間、キャパシタ６４２は図７に波形７０４で例示されるような一定の電流で充電される。充電電流６１０の値は上記に述べられたように電流信号６０６の値によって決定されるので、上昇電圧７０７の傾斜は電力変換器への入力電圧を表す電流信号６０６の値に応答する。キャパシタ６４２は電力スイッチのオン時間の間にこの速度で充電され、それにより、電力スイッチのオン時間の間の終了時のキャパシタ６４２を横切る電圧は入力電圧信号と電力スイッチのオン時間の間との積を表す。ゲート信号６０８を電力スイッチのオン時間の間の一部についてのみハイである信号で置き換えることによって電力スイッチの全部のオン時間の間以外の時間が選択されることに留意するべきである。さらなるゲート信号ＣＬＫ−ＧＦ６０９は、一例ではキャパシタ６４３がキャパシタ６４２を横切る電圧をサンプリングして保持することを可能にする実質的に１００ナノ秒である短期間についてトランジスタ６４１をオンに切り換える。次のスイッチング・サイクル中の次の電力スイッチのオン時間に備えるようにキャパシタ６４２をリセットするためにＣＬＫ−ＧＦ信号６０９の遅延バージョンがトランジスタ６４０に印加される。キャパシタ６４３の放電を阻止する補助をするようにキャパシタ６４３が高インピーダンスにのみ連結されることを確実にするために、部品６４４、６４５、６４６、６４７、６４８、６４９が高インピーダンスのバッファ回路を供給する。この高インピーダンスのバッファは、キャパシタ６４３を横切る電圧に実質的に等しい抵抗器６１０を横切る電圧を供給するように動作する。したがって分かっている抵抗器６１０を横切って分かっている電圧が確立され、分かっている電流６１８がトランジスタ６５１内を流れてトランジスタ６５２内を流れる電流６１６としてミラーされる。トランジスタ６５７のベースに加えられる基準電圧レベルＶ_bg＋Ｖ_be６１２は、一例では抵抗器６１０に実質的に等しい値を有する抵抗器６１１を横切る電圧Ｖ_bgを印加することで電流６１９を設定し、これがいったんトランジスタ６５６によって反映され、再びトランジスタ６５５と６５４によって反映されることで電流６１３を供給する。上述の電流６１６が電流６１３の値を超えるまでダイオード６５３が逆バイアスされ、したがって電流６１７が実質的にゼロに等しいことは理解できるであろう。電流６１３を超える電流６１６の値のために、電流６１７が抵抗器６６１を流れる電流６７７に寄与し、これが今度は他方で発振器の電圧レベル、したがって電力スイッチのスイッチング・サイクル周期の逆数である発振器周波数を調節する。一例では発振器６０４は抵抗器６６１の２つのノードの電圧の間で充電され放電されるキャパシタを含む。

しきい値よりも下では電流６１６は電力スイッチのスイッチング・サイクル周期に影響を及ぼさないことを、電流６１３とダイオード６５３の作用が保証することに留意するべきである。これは補償されることが可能なエネルギー伝達素子の入力巻線インダクタンスと制御器の保護電流限度しきい値の公差を限定する。

上記の回路説明から、発振器のスイッチング周波数に対して有する影響電流６７７の度合いが抵抗器６６１の値の関数であるので図４のＫａの値が実質的に一定であることは明らかである。したがって、制御器が実質的に完全にエネルギー伝達素子のインダクタンスを、したがって部分的にのみ保護電流限度しきい値の公差を補償するべきかどうか選択することが必要である。あるいは、抵抗器６６１の選択は実質的に完全に保護電流限度しきい値を補正し、したがってエネルギー伝達素子のインダクタンスを余分に補償するようになされることもある。実際の回路では、図４に例示されたＫａ＝１とＫａ＝２の値の間のある場所で妥協点を与えるように選択される。Ｋａの値に関する一例の実際の選択は実質的に１．３に等しい。

図１の回路を参照すると、図６の回路は一例ではセンサ１４１に等価であるセンサ回路６９９、一例ではタイミング及び乗算回路１４２に等価であるタイミング及び乗算回路６９８、一例では発振回路１４３に等価である発振器６０４を含む。図６の回路は一例では図１の信号１４６に等価であってドライブ信号発生回路１４４に連結される信号６９１、及び一例では図１の電流感知回路１４０からの出力信号１４５に等価である信号６０８もやはり示している。

図６の特定の例では、制御器のゲート・ドライブ信号６０８は保護電流限度しきい値に到達したときに生成されるので、電力スイッチ１０５へのゲート・ドライブは図１の出力信号１４５に等価である。しかしながら、保護電流限度しきい値以外の電流しきい値がタイミング及び乗算回路１４２を信号１４５で制御するために使用された場合、信号１４５が電力スイッチのゲート・ドライブ信号６０８に相当しないことに留意するべきである。

したがって上記の説明は電力スイッチに連結され、かつ電源への入力電圧を表す入力電圧信号を受信するように連結された制御器の一部分を形成することもある回路実装例の詳細な具現化を例示している。電力スイッチがオン状態にある時間である期間は一例では電力スイッチ内を流れる電流が２つの値の間で変化するように、制御器が電力スイッチのスイッチング・サイクル周期を入力電圧信号と時間との積に比例するように調整するように取り入れられる時間である。

制御回路６１５の上記の記述では、発振器６０４の周期は抵抗器６６１を横切る電圧に応答する。しかしながら、他の例では発振器の周期はその代わりにデジタル・カウンタ回路の値に応答してもよく、それでもなお本発明の教示から恩典を受ける。一例では、デジタル・カウンタ回路は電力スイッチのスイッチング周波数よりも高い周波数で電力変換器への入力電圧を表す入力信号の値に応答してインクリメントされる。次いで、発振器６０４の周波数を後に続くスイッチング・サイクル内で設定するためにデジタル・カウンタのカウントの値がしきい値の数と比較される。発振器の周期を制御するために上記の記述の代替として他の技術が使用されることが可能であるが、それでもなお本発明の広義の教示から恩典を得ることに留意するべきである。

図６に述べられた回路の具現化が発振器の周期のサイクル毎の調節を供給することに留意するべきである。複数のサイクル全体にわたって発振器の周期が調節される上記の記述の代替形態が使用されることも可能であり、それでもなお本発明の広義の教示から恩典を得ることに留意するべきである。

前述の説明は、入力電圧を表す信号と電力スイッチ内を流れる電流が２つのしきい値の間で変化する時間との積に応答して電力スイッチのスイッチング周期が調節される技法を述べている。しかしながら、電力スイッチ内を流れる電流が２つのしきい値の間で変化する時間を測定し、この時間を電源への入力電圧を表す入力電圧信号に応答する期待時間又は対照時間と比較するために同様の機能を達成するための同等の方法があることに留意するべきである。次いで、測定された時間と対照時間との間の差異に応答して電力スイッチのデューティ・サイクルを調節する。一例では、電力スイッチのデューティ・サイクルを調節するために使用される方法は電力スイッチのスイッチング・サイクル周期を調節することである。図８のフローチャートはそのような方法を例示している。ブロック８０１で電力スイッチがオンに切り換えられ、電源への入力電圧を表す信号がブロック８０２で感知される。８１２でタイマーが開始され、電力スイッチ内の電流が２つのしきい値の間で変化したかどうかの判定がブロック８０３でなされる。ブロック８０４で、タイミングが停止されてｔ_measuredが計算される。ブロック８１１で、期待時間又は対照時間ｔ_controlが計算される。ブロック８０５、８０６、８０７、８０８、８０９で、ｔ_controlとｔ_measuredとの間の比較に応答して電力スイッチのスイッチング・サイクル周期が調節される。特に、ブロック８０５でｔ_measured＞ｔ_controlであればブロック８０７で電力スイッチのスイッチング・サイクル周期が増加させられる。ブロック８０６でｔ_measured＜ｔ_controlであればブロック８０８で電力スイッチのスイッチング・サイクル周期が減少させられる。ｔ_measuredが実質的にｔ_controlに等しければブロック８０９で電力スイッチのスイッチング・サイクル周期は変えずに残される。

要約に述べられる事項を含めて本発明の例示された例の上記の説明は完全であること、又は開示された正確な形態への限定であることが意図されていない。本発明の特定の実施形態及び例が例証の目的で本願明細書に記述されるが、本発明の広義の精神と範囲から逸脱することなく様々な同等の改造形態があり得る。実際に、説明目的のために特定の電圧、電流、周波数、電力範囲の値、時間などが与えられていること、及び本発明の教示に従って他の値が他の実施形態及び例において使用されることもやはりあることは理解できるであろう。

上述の説明を考慮に入れて、これらの改造が本発明の例に為されることが可能である。添付の特許請求項に使用される用語は、明細書及び特許請求の範囲に開示される特定の実施形態に本発明を限定するように解釈されるべきではない。そうではなく、範囲は完全に添付の特許請求項によって決定され、これらは確立された特許解釈の原則に従って解釈されるべきである。したがって、本明細書及び図面類は限定ではなく、例証と見なされるべきである。

１００ スイッチング電力変換器
１０１ ＤＣ入力電圧
１０２ クランプ回路
１０３ 入力巻線
１０５ 電力スイッチ
１０６ 入力キャパシタ
１０７、１２３ 端子
１０８ 補助巻線
１０９ エネルギー伝達素子
１１０ 出力巻線
１１５ 制御回路
１１７ 出力電力ダイオード
１２４ 接地端子
１３０ 直接接続
１４０ 電流感知回路
１４１ センサ回路
１４２、６９８ タイミング及び乗算回路
１４３ 発振回路
１４４ ドライブ信号発生回路

Claims (19)

1. 電力変換器用の制御器であって、
   前記電力変換器の入力電圧を表す入力信号を受信するように連結される入力電圧センサと、
   電力スイッチ内を流れる電流を感知するように連結される電流センサと、
   スイッチング周波数を有する信号を生成するように連結される発振器と、
   前記電力スイッチがオン状態にあるときに前記電力スイッチ内を流れる電流が２つの電流値の間で変化するのにかかる時間で乗算された前記入力信号である値に比例するように前記信号のスイッチング周波数を調整するように前記発振器に連結されるタイミング及び乗算回路と、
   前記電力スイッチ内を流れる電流に応じて、かつ、前記スイッチング周波数を有する信号に応じて、オン時間の間中オン状態に、オフ時間中オフ状態に前記電力スイッチをドライブするように連結されるドライブ信号発生器とを含む、制御器。
2. 前記２つの電流値のうちの一方が実質的にゼロである、請求項１に記載の制御器。
3. 前記２つの電流値のうちの一方が保護電流限度値である、請求項１に記載の制御器。
4. 前記入力信号が電圧信号である、請求項１に記載の制御器。
5. 前記入力信号が電流信号である、請求項１に記載の制御器。
6. 前記発振器の前記スイッチング周波数が前記電力変換器のエネルギー伝達素子のインダクタンスの変化に応答する、請求項１に記載の制御器。
7. 前記タイミング及び乗算回路は、前記電力スイッチがオン状態にあるときに前記電力スイッチ内を流れる電流が２つの電流値の間で変化するのにかかる時間で乗算された前記入力信号である値に応じた発振器電圧を生成するよう適合され、前記発振器は、前記発振器電圧を受信し、それに応じて前記スイッチング周波数を調整するよう連結される、請求項１に記載の制御器。
8. 前記発振器は、前記スイッチング周波数を有する前記信号を生成するよう前記発振器電圧に応じて２つの電圧間で充電および放電されるキャパシタを含む、請求項７に記載の制御器。
9. 前記タイミング及び乗算回路は、前記電力スイッチ内を流れる電流が２つの電流値の間で変化するのにかかる時間にわたって充電電流で充電されるキャパシタを含み、前記充電電流は前記入力電圧を表わす、請求項１に記載の制御器。
10. 前記電流センサは、前記電力スイッチがオン状態にあるときに前記電力スイッチ内を流れる電流が２つの電流値の間で変化するのにかかる時間を表わすゲート信号を生成し、前記入力電圧センサは、前記入力電圧を表わす充電電流を生成し、前記タイミング及び乗算回路は、前記ゲート信号に応じて、かつ、前記充電電流に応じて前記信号の前記スイッチング周波数を調整する、請求項１に記載の制御器。
11. 電力変換器で使用するための制御回路であって、
    前記電力変換器の入力電圧（Ｖｉｎ）を表わす第１の信号を生成するよう連結される入力電圧センサと、
    前記電力変換器の電力スイッチを通るスイッチ電流を表わす第２の信号を生成するよう連結される電流センサと、
    前記第１の信号および前記第２の信号に応じて前記電力スイッチのスイッチングを制御するようドライブ信号を生成するように構成されるドライブ信号発生器とを含み、
    前記ドライブ信号発生器は、前記電力変換器の最大出力電力を制御するように積Ｋ×Ｖｉｎ×ｔに基づいて前記ドライブ信号のスイッチング周波数を設定し、Ｋは一定数であり、ｔは、前記電力スイッチがオン状態にあるときに前記第２の信号が前記スイッチ電流の２つの値の間で変化するのにかかる時間である、制御回路。
12. 前記一定数Ｋは、前記電力変換器のエネルギー伝達素子のインダクタンス値の変化を補償するように実質的に１に等しい、請求項１１に記載の制御回路。
13. 前記一定数Ｋは、前記電力スイッチの保護電流限度しきい値の変化を補償するように実質的に２に等しい、請求項１１に記載の制御回路。
14. 前記一定数Ｋは、前記電力変換器のエネルギー伝達素子のインダクタンス値および前記電力スイッチの保護電流限度しきい値の両方の変化を補償するように１から２の値の間の数である、請求項１１に記載の制御回路。
15. 前記一定数Ｋは実質的に１．３に等しい、請求項１４に記載の制御回路。
16. スイッチ電流の２つの値のうちの一方は実質的にゼロである、請求項１１に記載の制御回路。
17. スイッチ電流の前記２つの値のうちの一方は、前記電力スイッチの保護電流限度しきい値である、請求項１１に記載の制御回路。
18. 前記スイッチング周波数を有する第３の信号を生成するよう連結される発振器と、
    積Ｋ×Ｖｉｎ×ｔに基づいて前記第３の信号のスイッチング周波数を調整するよう前記発振器に連結されるタイミング及び乗算回路とを含み、
    前記ドライブ信号発生器は、前記第３の信号に応じて前記スイッチング周波数を有する前記ドライブ信号を生成する、請求項１１に記載の制御回路。
19. 前記ドライブ信号発生器は、フィードバック信号に応じて電力変換器の出力を調節するように前記スイッチのスイッチングを制御するよう前記ドライブ信号を生成する、請求項１１に記載の制御回路。