JP2017099061A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】過電流を抑制することが可能な電力変換装置を提供する。
【解決手段】直流電源１００が接続される入力側からトランスＴｒを介して出力側へと電力を供給するフォワードアクティブクランプ型の電力変換装置であって、直流電源１００とチョークコイルＬ３第３スイッチング素子Ｑ３と、第３スイッチング素子Ｑ３がＯＦＦである場合に、チョークコイルＬ３と負極側とを通電可能に接続する通電規制素子Ｄをさらに備え、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３、及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦとする期間と、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３、及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとする期間とを含む制御を行う。
【選択図】 図１

Description

本発明は、直流電源から供給される電力を変圧して出力側へと供給する電力変換装置に関する。

直流電源を用いて容量負荷へ充電を行うものとして、特許文献１記載の電源制御装置がある。特許文献１記載の電源制御装置は、主蓄電装置と、主蓄電装置の電力ラインの間に接続される容量負荷と、主蓄電装置の電力ラインの間に、双方向コンバータを介して容量負荷と並列接続された補機用蓄電装置とを備えている。主蓄電装置と補機用蓄電装置との間での電力の授受は、双方向コンバータを用いて行われる。また、補機用蓄電装置の電力を双方向コンバータを用いて容量負荷へ供給することにより、容量負荷の電圧が主蓄電装置の電圧と等しくなるまで充電が行われる。

特開２００７−２９５６９９号公報

特許文献１記載の電源制御装置における双方向コンバータが、補機用蓄電池側にチョークコイルを備える電流入力型プッシュプル方式ＤＣＤＣコンバータであった場合には、容量負荷への充電は、チョークコイルの電流の増加と減少を繰り返すことにより行われる。また、特許文献１記載の電源制御装置では、システムの低コスト化や小型化の観点から、突入電流を防止するための制限抵抗等が設けられていない。

ここで、チョークコイルの電流が減少するための条件は、補機用蓄電池の電圧が、容量負荷の電圧を、双方向コンバータを構成するコイルの巻数比で除算した値より小さいことである。したがって、充電の開始時等、容量負荷の電圧が小さい場合には、チョークコイルの電流は増加し続けることとなる。その結果として、ＤＣＤＣコンバータの劣化や破損につながるおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その主たる目的は過電流を抑制することが可能な電力変換装置を提供することにある。

本発明は、直流電源が接続される入力側から、トランスを介して出力側へと電力を供給する電力変換装置であって、トランスの入力側として設けられる第１コイルと、第１コイルと並列接続される第１スイッチング素子、及び第１コイルと直列接続される第２スイッチング素子を備えるスイッチング回路と、スイッチング回路と直流電源との間に設けられるチョークコイルと、直流電源とチョークコイルとの接続を切り替える第３スイッチング素子と、第３スイッチング素子がＯＦＦである場合に、チョークコイルとスイッチング回路とを通電可能に接続する通電規制素子と、トランスの出力側に設けられ、第１コイルと磁気的に結合し、トランスの出力側として設けられる第２コイルと、第２コイルと並列接続又は直列接続される、第３スイッチング素子とコンデンサとの直列接続体と、を備え、第１スイッチング素子、第３スイッチング素子、及び第４スイッチング素子をＯＮとし、第２スイッチング素子をＯＦＦとする期間と、第１スイッチング素子、第３スイッチング素子、及び第４スイッチング素子をＯＦＦとし、第２スイッチング素子をＯＮとする期間とを含む制御を行う。

上記構成では、第１スイッチング素子、第３スイッチング素子、及び第４スイッチング素子をＯＮとし、第２スイッチング素子をＯＦＦとする期間において、チョークコイルに流れる電流を増加させることができる。一方、第１スイッチング素子、第３スイッチング素子、及び第４スイッチング素子をＯＦＦとし、第２スイッチング素子をＯＮとする期間では、直流電源が切り離された状態で、第１コイル側から第２コイル側からへと電力を供給することとなるため、第２コイル側の電圧に関わらず、チョークコイルに流れる電流を減少させつつ電力を供給することができる。ゆえに、第２コイル側の電圧が低い場合においてもチョークコイルの電流を減少させる期間を設けることができ、チョークコイルの電流が過剰に増加することを抑制することができる。

第１実施形態における電力変換装置の回路図である。 第１実施形態における第１モードのタイムチャートである。 制御Ａが行われる場合の電流経路である。 制御Ｂが行われる場合の電流経路である。 第１実施形態における第２モードのタイムチャートである。 制御Ｃが行われる場合の電流経路である。 制御部が実行する一連の処理を示すフローチャートである。 第２実施形態における第１モードのタイムチャートである。 第２実施形態における第２モードのタイムチャートである。 第２実施形態における制御を示す制御ブロック図である。 第３実施形態における第１モードのタイムチャートである。 第３実施形態における第２モードのタイムチャートである。 第４実施形態における第１モードのタイムチャートである。 第４実施形態における第２モードのタイムチャートである。 第５実施形態における第１モードのタイムチャートである。 制御Ｄが行われる場合の電流経路である。 第６実施形態における電力変換装置の回路図である。 電力変換装置の別の例を示す図である。 電力変換装置の別の例を示す図である。

以下、各実施形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。

＜第１実施形態＞
図１は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。本実施形態に係る電力変換装置は、入力側に設けられた直流電源である二次電池１００から供給される電力を、トランスＴｒを介して出力側へと供給するものである。

トランスＴｒの入力側として設けられる第１コイルＬ１には、ＭＯＳＦＥＴである第２スイッチング素子Ｑ２が直列接続されて直列接続体をなし、その直列接続体にＭＯＳＦＥＴである第１スイッチング素子Ｑ１が並列接続されている。より具体的には、第１コイルＬ１の一端に第１スイッチング素子Ｑ１のドレインが接続されており、第１コイルＬ１の他端に第２スイッチング素子Ｑ２のドレインが接続されている。そして、第１スイッチング素子Ｑ１のソースと第２スイッチング素子Ｑ２のソースが接続されている。なお、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２によりスイッチング回路を構成するということができる。

第１スイッチング素子Ｑ１のドレインと第１コイルＬ１との接続点は、チョークコイルＬ３の一端に接続されており、チョークコイルＬ３の他端は、第３スイッチング素子Ｑ３を介して二次電池１００の正極に接続されている。チョークコイルＬ３と第３スイッチング素子Ｑ３との間と、第１スイッチング素子Ｑ１のソース及び第２スイッチング素子Ｑ２のソースの接続点とは、通電規制素子であるダイオードＤにより接続されており、且つ、その接続点は、二次電池１００の負極に接続されている。ダイオードＤは、二次電池１００の正極側から負極側への通電を許可せず、二次電池１００の負極側から正極側への通電を許可するように接続されている。また、二次電池１００にはコンデンサ１０１が並列接続されている。なお、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３には、それぞれ、第１寄生ダイオードｄ１、第２寄生ダイオードｄ２、第３寄生ダイオードｄ３が逆方向への通電を可能とするように並列接続されている。

トランスＴｒの出力側には第１コイルＬ１と磁気的に結合する第２コイルＬ２が設けられている。第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との巻数比は、１：Ｎである。出力側では、ＭＯＳＦＥＴである第４スイッチング素子Ｑ４とコンデンサＣ４とが直列接続されて直列接続体をなし、その直列接続体と第２コイルＬ２とが並列接続されて並列接続体をなしている。その並列接続体には、ＭＯＳＦＥＴである第５スイッチング素子Ｑ５が直列接続されている。より具体的には、第２コイルＬ２の一端とコンデンサＣ４の一端とが接続され、コンデンサＣ４の他端と第４スイッチング素子Ｑ４のドレインが接続され、第２コイルＬ２の他端と第４スイッチング素子Ｑ４のソースが接続されている。第２コイルＬ２と第４スイッチング素子Ｑ４のソースとの接続点には、第５スイッチング素子Ｑ５のドレインが接続されている。なお、第４スイッチング素子Ｑ４、第５スイッチング素子Ｑ５には、それぞれ、第４寄生ダイオードｄ４、第５寄生ダイオードｄ５が逆方向への通電を可能とするように並列接続されている。

第２コイルＬ２とコンデンサＣ４との接続点は、正極側出力端子２００ａに接続されており、第５スイッチング素子Ｑ５のソースは負極側出力端子２００ｂに接続されている。この正極側出力端子２００ａ、負極側出力端子２００ｂには、コンデンサ２０１が並列接続されている。

電力変換装置は、二次電池１００の電圧である入力側電圧ＶＬを検出する入力側電圧検出部１０２、チョークコイルＬ３を流れる電流（入力側の回路を流れる電流）であるリアクトル電流ＩＬを検出する入力電流検出部１０３、及び、出力側の電圧（コンデンサ２０１の電圧）である出力側電圧ＶＨを検出する出力側電圧検出部２０２を備えている。検出された入力側電圧ＶＬ、出力側電圧ＶＨ、及びリアクトル電流ＩＬは、制御部１０へ入力される。

制御部１０は、入力された入力側電圧ＶＬ、出力側電圧ＶＨ、及びリアクトル電流ＩＬに基づいて演算を行い、第１〜第５スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５へ制御信号を送信する。このとき、コンデンサ２０１への充電の進行具合に応じて、第１モードの制御及び第２モードの制御の一方を選択して制御を行う。このとき、入力側電圧ＶＬに巻数比Ｎを乗算した値よりも大きい値として所定値Ｖ１を設け、出力側電圧ＶＨが所定値Ｖ１以下である場合には第１モードの制御を行い、出力側電圧ＶＨが所定値Ｖ１よりも大きければ、第２モードの制御を行う。なお、制御部１０は出力側から入力側への電力の供給についての制御も行うが、この制御については周知のものであるため、その説明を省略する。

第１モードの制御について、図２のタイムチャートを用いて説明する。第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ２及び第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする制御Ａと、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとし、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３、第４スイッチング素子Ｑ４及び第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする制御Ｂとを交互に行う。なお、第５スイッチング素子Ｑ５については、ＯＦＦ状態を継続するということもできる。制御Ａから制御Ｂへの切り替えは、リアクトル電流ＩＬが所定の第１指令値Ｉｒｅｆ１となることを条件に行われる。制御Ａが行われる期間と制御Ｂが行われる期間との合計を、１制御周期とする。また、制御Ａが行われる期間と制御Ｂが行われる期間との長さの比を、１未満の数であるＤを用いて、Ｄ：（１−Ｄ）とする。

制御Ａにおけるリアクトル電流ＩＬの時間変化量は、入力側電圧ＶＬを自己インダクタンスＬで除算したものとなるため、リアクトル電流ＩＬは直線的に単調増加する。第１コイルＬ１から第２コイルＬ２へと供給される電流を示す出力電流ＩＣは、第１コイルＬ１には通電がなされないためゼロである。第２コイルＬ２に印加される電圧である励磁電圧ＶＴは、第２コイルＬ２側でコンデンサＣ４を含む閉回路が形成されるため、コンデンサＣ４の電圧であるコンデンサ電圧ＶＣと等しい。コンデンサＣ４の電圧であるコンデンサ電圧ＶＣは、制御Ａの期間の長さを制御Ｂの期間の長さで除算した値に、出力側電圧ＶＨを乗算した値となる。励磁電流ＩＭの時間変化量は、励磁電圧ＶＴを励磁インダクタンスで除算したものであるため、直線的に単調減少する。

この制御Ａが行われる際の電流経路について、図３を用いて説明する。第１コイルＬ１側では、第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３がＯＮであり、第２スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦであるため、二次電池１００から供給される電流は、第３スイッチング素子Ｑ３、チョークコイルＬ３、第１スイッチング素子Ｑ１を通過する経路をとることとなる。第２コイル側では、第４スイッチング素子Ｑ４がＯＮとされることにより、第２コイルＬ２、コンデンサＣ４、及び、第４スイッチング素子Ｑ４と第４寄生ダイオードｄ４との並列接続体を含んで構成される閉回路が形成される。これにより、励磁電流ＩＭが負の値をとる場合、第２コイルＬ２、コンデンサＣ４、第４スイッチング素子Ｑ４の順に励磁電流ＩＭが流れ、励磁電流ＩＭが正の値を取る場合、第２コイルＬ２、第４スイッチング素子Ｑ４及び第４寄生ダイオードｄ４、コンデンサＣ４の順に励磁電流ＩＭが流れることとなる。

制御Ｂにおけるリアクトル電流ＩＬの時間変化量は、出力側電圧ＶＨを自己インダクタンスＬと巻数比Ｎとの積で除算したものとなるため、リアクトル電流ＩＬは直線的に単調減少する。第１コイルＬ１から第２コイルＬ２へと供給される電流を示す出力電流ＩＣは、リアクトル電流ＩＬを巻数比Ｎで除算した値となる。第２コイルＬ２に印加される電圧である励磁電圧ＶＴは出力側電圧ＶＨと等しい。コンデンサＣ４の電圧であるコンデンサ電圧ＶＣは、制御Ａの場合と同様に、制御Ａの期間の長さを制御Ｂの期間の長さで除算した値に、出力側電圧ＶＨを乗算した値となる。励磁電流ＩＭの時間変化量は、励磁電圧ＶＴを励磁インダクタンスで除算したものであるため、直線的に単調増加する。

この制御Ｂが行われる際の電流経路について、図４を用いて説明する。第１コイルＬ１側では、第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３がＯＦＦであり、第２スイッチング素子Ｑ２がＯＮであるため、二次電池１００と第１コイルＬ１とは遮断状態となり、チョークコイルＬ３に蓄積された電流は、チョークコイルＬ３、第１コイルＬ１、第２スイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤを通過する経路をとることとなる。第２コイル側では、第４スイッチング素子Ｑ４がＯＦＦとされため、電流は第５寄生ダイオードｄ５、第２コイルＬ２を通過する経路をとることとなり、コンデンサ２０１への充電が行われる。

第１モードでは、このように制御Ａと制御Ｂとが交互に繰り返されるため、電圧変換式は次式（１）で表されることとなる。

続いて第２モードの制御について、図５のタイムチャートを用いて説明する。第２モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ２及び第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする制御Ａと、第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとし、第１スイッチング素子Ｑ１、第４スイッチング素子Ｑ４及び第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする制御Ｃとを交互に行う。なお、第３スイッチング素子Ｑ３については、ＯＮ状態を継続するということができ、第５スイッチング素子Ｑ５については、ＯＦＦ状態を継続するということもできる。制御Ａから制御Ｃへの切り替えは、リアクトル電流ＩＬが所定の第２指令値Ｉｒｅｆ２となることを条件に行われる。制御Ａが行われる期間と制御Ｃが行われる期間との合計を、１制御周期とする。また、制御Ａが行われる期間と制御Ｃが行われる期間との長さの比を、１未満の数であるＤを用いて、Ｄ：（１−Ｄ）とする。

制御Ａでは第１モードと同様の制御が行われ、制御Ａが行われる際の電流経路は、図３で示したものと同様である。そのため、制御Ａについての説明は省略する。

制御Ｃにおけるリアクトル電流ＩＬの時間変化量は、入力側電圧ＶＬを自己インダクタンスＬで除算した値から、出力側電圧ＶＨを自己インダクタンスＬと巻数比Ｎとの積で除算した値を減算したものとなる。第２モードでは、上述した通り、出力側電圧ＶＨは、入力側電圧ＶＬと巻数比Ｎとの積よりも大きいため、リアクトル電流ＩＬは直線的に単調減少する。第１コイルＬ１から第２コイルＬ２へと供給される電流を示す出力電流ＩＣは、リアクトル電流ＩＬを巻数比Ｎで除算した値となる。第２コイルＬ２に印加される電圧である励磁電圧ＶＴは出力側電圧ＶＨと等しい。コンデンサＣ４の電圧であるコンデンサ電圧ＶＣは、制御Ａの期間の長さを制御Ｃの期間の長さで除算した値に、出力側電圧ＶＨを乗算した値となる。励磁電流ＩＭの時間変化量は、励磁電圧ＶＴを励磁インダクタンスで除算したものであるため、直線的に単調増加する。

この制御Ｃが行われる際の電流経路について、図６を用いて説明する。第１コイルＬ１側では、第１スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦであり、第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３がＯＮであるため、電流は、二次電池１００、第３スイッチング素子Ｑ３、チョークコイルＬ３、第１コイルＬ１、第２スイッチング素子Ｑ２を通過する経路をとることとなる。第２コイル側では、第４スイッチング素子Ｑ４がＯＦＦとされため、電流は第５寄生ダイオードｄ５、第２コイルＬ２を通過する経路をとることとなり、コンデンサ２０１への充電が行われる。

続いて、制御部１０が実行する一連の処理について、図７のフローチャートを用いて説明する。図７のフローチャートに係る制御は、所定の制御周期で実行される。

まず、起動要求を取得したか否かを判定する（Ｓ１０１）。この起動要求の指令信号は、例えば、上位の制御装置であるＥＣＵ等から送信される。起動要求を取得していない場合（Ｓ１０１：ＮＯ）、一連の制御を行わず、待機状態を継続する。

起動要求を取得すれば（Ｓ１０１：ＹＥＳ）、出力側電圧ＶＨを取得し（Ｓ１０２）、その出力側電圧ＶＨが所定値Ｖ１以下であるか否かを判定する（Ｓ１０３）。出力側電圧ＶＨが所定値Ｖ１以下であれば（Ｓ１０３：ＹＥＳ）、第１モードでの制御を行う（Ｓ１０４）。出力側電圧ＶＨが所定値Ｖ１以下でなければ（Ｓ１０３：ＮＯ）、第２モードで制御を行う（Ｓ１０５）。

第１モード及び第２モードの一方の制御が所定時間行われた後、制御の終了判定を行う（Ｓ１０６）。Ｓ１０６の処理では、例えば、出力側電圧ＶＨを取得し、その出力側電圧ＶＨが所定の上限値以上となったか否かを判定すればよい。なお、出力側電圧ＶＨが所定の上限値以上となったか否かの判定は、Ｓ１０３で否定的な判定がなされた後に行うものとしてもよい。制御を終了すると判定した場合（Ｓ１０６：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。制御を終了すると判定しない場合（Ｓ１０６：ＮＯ）、終了要求を取得したか否かを判定する（Ｓ１０７）。この終了要求の指令信号は、ＥＣＵ等の上位の制御装置から送信される。終了要求を取得すれば（Ｓ１０７：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。終了要求を取得しなければ（Ｓ１０７：ＮＯ）、Ｓ１０２以降の処理を再度実行する。

なお、図７のフローチャートでは、コンデンサ２０１への充電制御に関する制御のみを示しているが、電力変換装置はコンデンサ２０１への充電制御以外の電力変換も行う。例えば、正極側出力端子２００ａ及び負極側出力端子２００ｂを介して供給される電力を降圧し、二次電池１００への充電を行う制御が挙げられる。その制御は、周知の制御であるため、説明を省略する。

上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は以下の効果を奏する。

・第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３、及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦとする制御Ａにより、リアクトル電流ＩＬを増加させることができる。一方、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３、及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとする制御Ｂでは、二次電池１００が切り離された状態で、第１コイルＬ１側から第２コイルＬ２側からへと電力を供給することとなるため、第２コイルＬ２側の電圧に関わらず、リアクトル電流ＩＬを減少させつつ電力を供給することができる。ゆえに、第２コイルＬ２側の電圧が低い場合においてもリアクトル電流ＩＬを減少させる期間を設けることができ、リアクトル電流ＩＬが過剰に増加することを抑制することができる。

・コンデンサ２０１への充電が進行した場合等、出力側電圧ＶＨが所定値Ｖ１より大きくなった場合には、第２モードの制御を行うものとしている。この第２モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３、及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦとする制御Ａにより、リアクトル電流ＩＬを増加させることができる。一方、第１スイッチング素子Ｑ１、及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとする制御Ｃでは、リアクトル電流ＩＬを減少させることができる。ゆえに、充電が進行したコンデンサ２０１への充電を迅速に行いつつ、リアクトル電流ＩＬの過剰な増加を抑制することができる。

＜第２実施形態＞
本実施形態では、第１モード及び第２モードにおける制御が、第１実施形態と一部異なっている。図８は、本実施形態での第１モードにおける第１〜第５スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５の開閉状態と、そのときのリアクトル電流ＩＬとを示している。また、図９は、第２モードにおける第１〜第５スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５の開閉状態と、そのときのリアクトル電流ＩＬとを示している。

第１モードでは、制御Ａが行われる期間と制御Ｂが行われる期間との和を１制御周期Ｔｓとしている。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４のＯＮ制御が開始されてから、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮ制御が終了するまでの期間が１制御周期Ｔｓである。第２モードでは、制御Ａが行われる期間と制御Ｃが行われる期間との和を１制御周期Ｔｓとしている。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４のＯＮ制御が開始されてから、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮ制御が終了するまでの期間が１制御周期Ｔｓである。なお、第１モードにおける１制御周期Ｔｓと第２モードにおける1制御周期Ｔｓは等しくてもよいし、等しくなくてもよい。

第１モードでは、制御Ａから制御Ｂへと切り替える時期を可変とすることにより、リアクトル電流ＩＬの平均値ＩＬ＿ａｖｅが第１指令値Ｉｒｅｆ１となるように制御する。制御Ａにおけるリアクトル電流ＩＬの増加量と、制御Ｂにおけるリアクトル電流ＩＬの減少量が等しければ、リアクトル電流ＩＬの過剰な増加を抑制することができる。制御Ａが行われる期間と制御Ｂが行われる期間との長さの比を、１未満の数であるＤを用いてＤ：（１−Ｄ）とすると、次式（２）が成立し、次式（３）によりＤが求まる。

加えて、低調波発振を抑制すべく、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓを加算した値が第１補正指令値Ｉｒｅｆ１＊となるように、制御Ａから制御Ｂへと切り替えるタイミングを制御する。スロープ電流Ｉｓは、直線的に増加する仮想的な値であり、第１モードにおけるスロープ電流Ｉｓの時間当たりの増加量はｍ１である。制御Ａにおけるリアクトル電流ＩＬの増加量をΔＩＬとし、スロープ電流Ｉｓの増加量をΔＩｓとすれば、第１補正指令値Ｉｒｅｆ１＊は次式（４）で算出することができる。なお、次式（４）において、電力変換装置の電力変換効率をηとしており、各スイッチング素子、トランスＴｒが損失の無い理想的なものであれば、ηは１である。

第２モードでは、制御Ａから制御Ｃへと切り替える時期を可変とすることにより、リアクトル電流ＩＬの平均値ＩＬ＿ａｖｅが第２指令値Ｉｒｅｆ２となるように制御する。第２モードにおいても、第１モードと同様に、制御Ａにおけるリアクトル電流ＩＬの増加量と、制御Ｃにおけるリアクトル電流ＩＬの減少量が等しければ、リアクトル電流ＩＬの過剰な増加を抑制することができる。制御Ａが行われる期間と制御Ｃが行われる期間との長さの比を、１未満の数であるＤを用いてＤ：（１−Ｄ）とすると、次式（５）が成立し、次式（６）によりＤが求まる。

加えて、第２モードにおいても第１モードと同様に低調波発振を抑制すべく、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓを加算した値が第２補正指令値Ｉｒｅｆ２＊となるように、制御Ａから制御Ｂへと切り替えるタイミングを制御する。第２モードにおけるスロープ電流Ｉｓの時間当たりの増加量はｍ２であり、第１モードにおけるスロープ電流Ｉｓの時間当たりの増加量であるｍ１よりも大きな値である。制御Ａにおけるリアクトル電流ＩＬの増加量をΔＩＬとし、スロープ電流Ｉｓの増加量をΔＩｓとすれば、第２補正指令値Ｉｒｅｆ２＊は次式（７）で算出することができる。なお、次式（７）において、電力変換装置の電力変換効率をηとしており、各スイッチング素子、トランスＴｒが損失の無い理想的なものであれば、ηは１である。

続いて、制御部１０が実行する処理を、図１０の制御ブロック図により説明する。定電流制御部２０では、第１モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第１指令値Ｉｒｅｆ１、及び、第２モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第２指令値Ｉｒｅｆ２をメモリから読み出す。

定電流制御部２０において、第１指令値Ｉｒｅｆ１は、加算部２１に入力される。その加算部２１には、電流補正部２２により算出された電流補正項が入力される。電流補正部２２が算出する電流補正項は上式（４）の右辺の第２項及び第３項である。一方、第２指令値Ｉｒｅｆ２は、加算部２３に入力される。その加算部２３には、電流補正部２４により算出された電流補正項が入力される。電流補正部２４が算出する電流補正項は上式（７）の右辺の第２項〜第４項である。加算部２１では第１指令値Ｉｒｅｆ１と電流補正項が加算され、第１補正指令値Ｉｒｅｆ１＊が出力される。加算部２３では第２指令値Ｉｒｅｆ２と電流補正項が加算され、第２補正指令値Ｉｒｅｆ２＊が出力される。

定電流制御部２０からは、第１補正指令値Ｉｒｅｆ１＊、及び、第２補正指令値Ｉｒｅｆ２＊が出力され、モード選択部３０へ入力される。モード選択部３０には、さらに、入力側電圧ＶＬ及び出力側電圧ＶＨも入力され、その出力側電圧ＶＨと、入力側電圧ＶＬに基づいて得られる所定値Ｖ１とを比較する。そして、第１補正指令値Ｉｒｅｆ１＊及び第２補正指令値Ｉｒｅｆ２＊のいずれを出力するかを決定して出力する。

モード選択部３０から出力された第１補正指令値Ｉｒｅｆ１＊及び第２補正指令値Ｉｒｅｆ２＊の一方は、ピーク電流制御部４０に入力され、ＤＡ変換器４１においてアナログ値に変換され、コンパレータ４２のマイナス端子に入力される。

一方、ピーク電流制御部４０のスロープ補償部４３は、レジスタの値により得られるスロープ電流Ｉｓの値を信号として生成し、ＤＡ変換器４４に入力する。このスロープ電流Ｉｓは、上述した通り、各制御周期において０Ａから直線的に単調増加する鋸歯状波の信号であり、第１モードと第２モードとで、スロープ電流Ｉｓの時間当たりの増加量であるｍ１，ｍ２を異なるものとしている。そして、ＤＡ変換器４４によりアナログ波形とされたスロープ電流Ｉｓとリアクトル電流ＩＬとを、加算部４５において加算して、コンパレータ４２のプラス端子に入力する。なお、スロープ補償部４３が直接アナログ波形を生成し、ＤＡ変換器４４を介さずコンパレータ４２に入力するものとしてもよい。

コンパレータ４２は、マイナス端子に入力された第１補正指令値Ｉｒｅｆ１＊及び第２補正指令値Ｉｒｅｆ２＊の一方と、プラス端子に入力された、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓが加算された値との比較を行う。そして、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも小さい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ４６のＳ端子に入力し、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも大きい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ４６のＳ端子に入力する。また、ＲＳフリップフロップ４６のＲ端子には、クロック４７からクロック信号が入力される。

第１モードにおいて、入力された信号がローの状態となれば、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓを加算した値が第１補正指令値Ｉｒｅｆ１＊を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ４６は第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとし、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３、第４スイッチング素子Ｑ４、及び第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする信号を送信し、制御Ａから制御Ｂへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３、及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ２及び第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｂから制御Ａへと切り替える。

第２モードにおいて、入力された信号がローの状態となれば、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓを加算した値が第２補正指令値Ｉｒｅｆ２＊を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ４６は第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとし、第１スイッチング素子Ｑ１、第４スイッチング素子Ｑ４、及び第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする信号を送信し、制御Ａから制御Ｃへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３、及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ２及び第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｃから制御Ａへと切り替える。

ＲＳフリップフロップ４６の出力は、Ｄｕｔｙ制限部４８へ入力される。このＤｕｔｙ制限部４８へは、上限設定部４９により設定されたＤｕｔｙ値の上限値も入力される。このＤｕｔｙ値の上限値は、入力側電圧ＶＬが高いほど小さく設定されるものである。すなわち、入力側電圧ＶＬが高いほど、制御Ａにおけるリアクトル電流ＩＬの時間変化量が大きくなるため、１制御周期でのリアクトル電流ＩＬの増加量が過剰とならないように、Ｄｕｔｙ値の上限値を設定する。Ｄｕｔｙ制限部４８では、各制御の期間の長さが上限値を超えていればその上限値に設定される。すなわち、上限値を超えていれば、ＲＳフリップフロップ４６へ入力された信号がローであっても、制御Ａから制御Ｂ又は制御Ｃへと切り替えられる。そして、第１〜５スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５へ制御信号が送信される。

上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、第１実施形態に係る電力変換装置が奏する効果に加えて、以下の効果を奏する。

・ピーク電流制御部４０において、定電流制御部２０から入力された各指令値を用いて定電流制御を行っている。これにより、入力側電圧ＶＬに変化が生じた場合等において、過電流に対するロバスト性を向上させることができる。

・第３モードでリアクトル電流ＩＬについてのピーク電流制御を行ううえで、スロープ電流Ｉｓを加算するものとしている。これにより、リアクトル電流ＩＬの低調波発振を抑制することができる。

＜第３実施形態＞
本実施形態では、回路構成は第１実施形態と同等であり、第１モード及び第２モードの制御の一部が第１実施形態に係る電力変換装置と一部異なっている。

図１１は制御部１０が実行する第１モードの処理を示すタイムチャートである。本実施形態では、制御Ａから制御Ｂへと切り替える際に、第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をいずれもＯＮとし、第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする制御ＡＢを行うものとし、オーバーラップタイムを設けるものとしている。

スイッチング素子をＯＦＦからＯＮへと切り替える際には、ただちにＯＮとならないため、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３、及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとするタイミングで第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとすれば、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２がいずれもＯＦＦとなる期間が生ずる可能性がある。このとき、チョークコイルＬ３との接続状態を遮断することとなるため、アバランシェ電流が生ずることとなる。本実施形態では、制御ＡＢを行うことによりオーバーラップタイムを設けているため、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２が共にＯＦＦとなることが無く、アバランシェ電流の発生を抑制することができる。

第１モードの制御では、加えて、制御Ｂから制御Ａへと切り替える際に、第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ２、第４スイッチング素子Ｑ４、及び第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする制御ＢＡを行うものとし、デッドタイムを設けるものとしている。

スイッチング素子をＯＮからＯＦＦへと切り替える際に、付随してＯＮ状態からＯＦＦ状態となるダイオードはただちにＯＦＦとならず、リカバリが行われることとなるため、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦとするタイミングで第５寄生ダイオードｄ５がリカバリとなった状態で、第４スイッチング素子Ｑ４をＯＮとすれば、ＯＮ期間の重複が生ずる可能性がある。すなわち、制御Ｂから制御Ａへと切り替える際に、第５寄生ダイオードｄ５のＯＮ期間と第４スイッチング素子Ｑ４のＯＮ期間とが重複し、出力側の回路において短絡が生ずることとなる。本実施形態では、制御Ｂから制御Ａへの切り替えの際に第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ２、第４スイッチング素子Ｑ４、及び第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする制御ＡＢを行うものとしているため、第５寄生ダイオードｄ５のリカバリに必要な時間を確保することができ、出力側の回路における短絡を抑制することができる。

図１２は制御部１０が実行する第２モードの処理を示すタイムチャートである。本実施形態では、制御Ａから制御Ｃへと切り替える際に、第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をいずれもＯＮとし、第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする制御ＡＢを行うものとし、オーバーラップタイムを設けるものとしている。また、制御Ｃから制御Ａへと切り替える際に、第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ２、第４スイッチング素子Ｑ４、及び第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする制御ＣＡを行うものとし、デッドタイムを設けるものとしている。

この第２モードにおけるオーバーラップタイムの効果、及びデッドタイムの効果は、第１モードと同等のものであるため、その説明を省略する。

なお、第１モードについてのみ本実施形態のごとく制御を行うものとし、第２モードについてのみ本実施形態のごとく制御を行うものとしてもよい。

上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、第１実施形態に係る電力変換装置が奏する効果に加えて、入力側の回路におけるアバランシェ電流を抑制することができ、また、出力側の回路における短絡を抑制することができる。

＜第４実施形態＞
本実施形態では、第５スイッチング素子Ｑ５として、ＯＮとした場合に双方向への電流の流通が可能である素子を採用している。そして、制御Ｂ及び制御Ｃにおいて、第１コイルＬ１側から第２コイルＬ２側へと電力を供給する際に、第５スイッチング素子Ｑ５をＯＮとすることにより、同期整流するものとしている。

図１３は、本実施形態における第１モードのタイムチャートである。第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御は、第１実施形態と同様のものとなる。制御Ａから制御Ｂへと切り替えるべく、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３、及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮとした時点から所定時間後に、第５スイッチング素子Ｑ５をＯＮとし、同期整流を行う。一方、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮ制御を終了する時点の所定時間前に、第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする。

続いて、本実施形態における第２モードの制御について、図１４のタイムチャートを用いて説明する。第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御は、第１実施形態と同様のものとなる。制御Ａから制御Ｃへと切り替えるべく、第１スイッチング素子Ｑ１、及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦとし、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮとした時点から所定時間後に、第５スイッチング素子Ｑ５をＯＮとし、同期整流を行う。一方、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮ制御を終了する時点の所定時間前に、第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする。

上記構成により、本実施形態における電力変換装置は、第１実施形態に準ずる効果を奏する。

＜第５実施形態＞
本実施形態では、回路構成は第１実施形態と同等であり、第１モードの制御が第１実施形態と異なっている。本実施形態における第１モードの制御について、図１５のタイムチャートを用いて説明する。第１モードの制御において、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第４スイッチング素子Ｑ４、及び第５スイッチング素子Ｑ５については、第１実施形態と同様の制御を行う。一方、第３スイッチング素子Ｑ３の制御については、他のスイッチング素子よりも位相を遅らせるものとする。すなわち、第３スイッチング素子Ｑ３のＯＮ制御の始期及びＯＮ制御の終期を、第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４よりも遅らせるものとする。なお、第１モードでは制御Ｂが行われる期間を設けるため、第３スイッチング素子Ｑ３のＯＮ制御の終期については、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮ制御の終期よりも早めるものとしている。

したがって、本実施形態では、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３、及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ２及び第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする制御Ａ、第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮとし、第１スイッチング素子Ｑ１、第４スイッチング素子Ｑ４、及び第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする制御Ｃ、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮとし、第１スイッチング素子Ｑ１、第３スイッチング素子Ｑ３、第４スイッチング素子Ｑ４、及び第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする制御Ｂ、第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３、及び第５スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦとする制御Ｄを順に行うこととなる。

制御Ａでは、第１実施形態と同様に、リアクトル電流ＩＬは直線的に単調増加する。制御Ａにおける電流経路は、図３で示したものとなる。

制御Ｃでは、入力側電圧ＶＬに巻数比Ｎを乗算した値が出力側電圧ＶＨよりも大きければ、リアクトル電流ＩＬは単調増加し、入力側電圧ＶＬに巻数比Ｎを乗算した値が出力側電圧ＶＨよりも小さければ、リアクトル電流ＩＬは単調増加する。またリアクトル電流ＩＬの時間変化量は、制御Ａよりも小さい。なお、制御Ｃにおける電流経路は、図６で示したものとなる。

制御Ｂでは、第１実施形態と同様に、リアクトル電流ＩＬは単調減少する。制御Ｂにおける電流経路は、図４で示したものとなる。

制御Ｄでは、チョークコイルＬ３と二次電池１００との電気的な接続が遮断され、且つ、チョークコイルＬ３と第１コイルＬ１との電気的な接続も遮断される。したがって、リアクトル電流ＩＬは変化せず、一定の値を取ることとなる。

この制御Ｄが行われる際の電流経路について、図１６を用いて説明する。第１コイルＬ１側では、第１スイッチング素子Ｑ１がＯＮであり、第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３がＯＦＦであるため、リアクトル電流ＩＬは、チョークコイルＬ３、ダイオードＤを通過する閉経路をとることとなる。第２コイルＬ２側では、第４スイッチング素子Ｑ４がＯＮとされることにより、第２コイルＬ２、コンデンサＣ４、及び、第４スイッチング素子Ｑ４と第４寄生ダイオードｄ４との並列接続体を含んで構成される閉回路が形成される。これにより、励磁電流ＩＭが負の値をとる場合、第２コイルＬ２、コンデンサＣ４、第４スイッチング素子Ｑ４の順に励磁電流ＩＭが流れ、励磁電流ＩＭが正の値を取る場合、第２コイルＬ２、第４寄生ダイオードｄ４、コンデンサＣ４の順に励磁電流ＩＭが流れることとなる。

第１モードでは、このように制御Ａ、制御Ｃ、制御Ｂ、制御Ｄの順に制御が行われるため、電圧変換式は次式（８）で表されることとなる。なお、第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４のＯＮ期間の長さと、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＮ期間の長さとの比を、１未満の数であるＤを用いてＤ：（１−Ｄ）としている。また、第３スイッチング素子Ｑ３のＯＮ期間の長さをＤ’としている。ＤとＤ’とは、等しい値であってもよいし、異なる値であってもよい。

なお、本実施形態における第３スイッチング素子Ｑ３の制御について、以下のように変更することができる。

第３スイッチング素子Ｑ３のＯＮ制御の始期及びＯＮ制御の終期を共に遅らせるものとしたが、ＯＮ制御の始期を第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４と同期させ、ＯＮ制御の終期をずらすものとしてもよい。この場合には、制御Ｄが行われる期間が設けられず、制御Ａ、制御Ｃ、制御Ｂの順に行われることとなる。また、ＯＮ制御の終期を第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４と同期させ、ＯＮ制御の始期をずらすものとしてもよいこの場合には、制御Ｃが行われる期間が設けられず、制御Ａ、制御Ｂ、制御Ｄの順に行われることとなる。

第３スイッチング素子Ｑ３のＯＮ制御の始期及びＯＮ制御の終期を共に遅らせるものとしたが、第３スイッチング素子Ｑ３の位相を早めることにより、ＯＮ制御の始期及びＯＮ制御の終期を共に早めることとしてもよい。この場合には、制御Ａ、制御Ｄ、制御Ｂ、制御Ｃの順に制御が行われることとなる。なお、この場合についても、ＯＮ制御の始期及び終期の一方のみを早めるものとしてもよい。

第３スイッチング素子Ｑ３のＯＮ制御の始期を第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４のＯＮ制御の始期よりも早め、第３スイッチング素子Ｑ３のＯＮ制御の終期を第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４のＯＮ制御の終期よりも遅らせてもよい。この場合には、制御Ａ、制御Ｃ、制御Ｂ、制御Ｃの順に制御が行われることとなる。

第３スイッチング素子Ｑ３のＯＮ制御の始期を第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４のＯＮ制御の始期よりも遅らせ、第３スイッチング素子Ｑ３のＯＮ制御の終期を第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４のＯＮ制御の終期よりも早めてもよい。この場合には、制御Ａ、制御Ｄ、制御Ｂ、制御Ｄの順に制御が行われることとなる。

上記構成により、本実施形態における電力変換装置は、第１実施形態に準ずる効果を奏する。

＜第６実施形態＞
本実施形態では、出力側の回路が、第１実施形態に係る電力変換装置と異なっている。図１７は本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。

トランスＴｒの出力側を構成する第２コイルＬ２の一端は正極側出力端子２００ａに接続されており、他端は第５スイッチング素子Ｑ５のドレインに接続されている。第２コイルＬ２と第５スイッチング素子Ｑ５のドレインとの接続点は、コンデンサＣ４ａを介して第４スイッチング素子Ｑ４ａのソースに接続されており、第５スイッチング素子Ｑ５のソースは第４スイッチング素子Ｑ４ａのドレインに接続されている。この第５スイッチング素子Ｑ５のソースと第４スイッチング素子Ｑ４ａのドレインとの接続点は、負極側出力端子２００ｂに接続されている。なお、第４スイッチング素子Ｑ４ａには第４寄生ダイオードｄ４ａが逆方向に並列接続されており、第５スイッチング素子Ｑ５には第５寄生ダイオードｄ５が逆方向に並列接続されている。トランスＴｒの入力側の構成は第１実施形態と同様であるため、その説明を省略する。

なお、制御部１０が実行する処理については、第１実施形態と同様のものであり、第１実施形態の処理に第２〜第５実施形態の処理を追加して行うものとしてもよい。

＜変形例＞
・各実施形態では、負極側から正極側への通電を可能とし、正極側から負極側への通電を遮断する通電規制素子として、ダイオードＤを用いるものとしているが、ダイオードＤの代わりにスイッチング素子を設け、そのスイッチング素子を第３スイッチング素子Ｑ３と同期させて駆動するものとしてもよい。

・各実施形態において、チョークコイルＬ３を二次電池１００の正極側に設けるものとしたが、図１８や図１９に示すように、チョークコイルＬ３ａを、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の接続点と二次電池１００の負極との間に設けてもよい。

・第１、第２モードの制御を行ううえで、リアクトル電流ＩＬが指令値となることを条件に制御を切り替えるピーク電流制御を行うものとしている。この点、各モードにおいて、各制御を行う期間の長さを予め定めておき、リアクトル電流ＩＬの値に関わらず制御を行うものとしてもよい。こうすることにより、制御の簡略化が可能となる。また、この場合には、各制御を行う期間の長さを、入力側電圧ＶＬや出力側電圧ＶＨの値に応じて可変に設定するものとしてもよい。

・第１、第２モードの制御を行ううえで、第５スイッチング素子Ｑ５は常にＯＦＦであるため、第５スイッチング素子Ｑ５を設けないものとしてもよい。

・各実施形態において、各スイッチング素子に対して逆方向に並列接続される寄生ダイオードに加えて、寄生ダイオードとは異なるダイオードを逆方向に並列接続するものとしてもよい。

・各実施形態において、スイッチング素子をＭＯＳＦＥＴとしたが、他のスイッチング素子を採用することも可能である。

１００…二次電池、１０１…コンデンサ、１０３…入力電流検出部、２０２…出力側電圧検出部、Ｃ４…コンデンサ、Ｃ４ａ…コンデンサ、Ｄ…ダイオード、Ｌ１…第１コイル、Ｌ２…第２コイル、Ｌ３…チョークコイル、Ｌ３ａ…チョークコイル、Ｑ１…第１スイッチング素子、Ｑ２…第２スイッチング素子、Ｑ３…第３スイッチング素子、Ｑ４…第４スイッチング素子、Ｑ４ａ…第４スイッチング素子、Ｔｒ…トランス。

Claims (6)

1. 直流電源（１００）が接続される入力側から、トランス（Ｔｒ）を介して出力側へと電力を供給する電力変換装置であって、
   トランス（Ｔｒ）の入力側として設けられる第１コイル（Ｌ１）と、
   前記第１コイルと並列接続される第１スイッチング素子（Ｑ１）、及び前記第１コイルと直列接続される第２スイッチング素子（Ｑ２）を備えるスイッチング回路と、
   前記スイッチング回路と前記直流電源（１００）との間に設けられるチョークコイル（Ｌ３，Ｌ３ａ）と、
   前記直流電源と前記チョークコイルとの接続を切り替える第３スイッチング素子（Ｑ３）と、
   前記第３スイッチング素子がＯＦＦである場合に、前記チョークコイルと前記スイッチング回路とを通電可能に接続する通電規制素子（Ｄ）と、
   前記トランスの前記出力側に設けられ、前記第１コイルと磁気的に結合し、前記トランスの出力側として設けられる第２コイル（Ｌ２）と、
   前記第２コイルと並列接続又は直列接続される、第４スイッチング素子（Ｑ４，Ｑ４ａ）とコンデンサ（Ｃ４，Ｃ４ａ）との直列接続体と、を備え、
   前記第１スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、及び前記第４スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする期間と、前記第１スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、及び前記第４スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする期間とを含む制御を行う、電力変換装置。
2. 前記第２コイル側の電圧である出力電圧を検出する電圧検出部（２０２）をさらに備え、
   前記出力電圧が所定値よりも小さい場合には、前記第１スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、及び前記第４スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする期間と、前記第１スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、及び前記第４スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子をＯＮとする期間とを含む第１モードの制御を行い、
   前記出力電圧が前記所定値よりも大きい場合には、前記第１スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、及び前記第４スイッチング素子をＯＮとし、前記第２スイッチング素子をＯＦＦとする期間と、前記第１スイッチング素子、及び前記第４スイッチング素子をＯＦＦとし、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をＯＮとする期間とを含み、且つ、前記第３スイッチング素子のＯＮ状態を継続する第２モードの制御を行う、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記チョークコイルの電流値を検出する電流検出部（１０３）をさらに備え、
   前記電流値のピーク値が予め定められた値である指令値となるように、各スイッチング素子を制御する、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記電流値に鋸歯状波であるスロープ信号を加算するスロープ補償部（４３）をさらに備え、
   前記電流値に前記スロープ信号を加算した値が前記指令値となるように、前記スイッチング素子を制御する、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記チョークコイルの電流値を検出する電流検出部（１０３）をさらに備え、
   前記電流値のピーク値が予め定められた値である指令値となるように、各スイッチング素子を制御し、前記第１モードにおける前記指令値と、前記第２モードにおける前記指令値とは異なる値である、請求項２に記載の電力変換装置。
6. 前記電流値に鋸歯状波であるスロープ信号を加算するスロープ補償部（４３）をさらに備え、
   前記電流値に前記スロープ信号を加算した値が前記指令値となるように、前記スイッチング素子を制御し、前記スロープ信号の時間変化量を、前記第１モードと前記第２モードとで異なる値とする、請求項５に記載の電力変換装置。

Images