CN110729899A - 宽输入宽输出三相高增益直流变换器及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了宽输入宽输出三相高增益直流变换器及控制方法，所述变换器被配置为：当直流变换器电路工作的实际变比大于三倍变比开关策略可实现的最小变比时，电路采用三倍变比开关策略进行控制；当直流变换器电路工作的实际变比大于二倍变比开关策略可实现的最小变比并小于三倍变比开关策略可实现的最大变比时，电路采用二倍变比开关策略进行控制；当直流变换器电路工作的实际变比大于一倍变比开关策略可实现的最小变比并小于二倍变比开关策略可实现的最大变比时，电路采用一倍变比开关策略进行控制。

Description

宽输入宽输出三相高增益直流变换器及控制方法
技术领域
本发明属于DC-DC变换器控制技术领域，尤其涉及宽输入宽输出三相高增益直流变换器及控制方法。
背景技术
本部分的陈述仅仅是提供了与本公开相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。
近年来随着光伏系统、储能系统、电动汽车等领域的快速发展，DC–DC变换器的需求量不断提高。为降低生产成本、提高硬开关下的工作效率、减小变换器体积，非隔离型DC–DC变换器大量应用于上述场合，具有很高的市场价值。
基本的非隔离型双向DC–DC变换器由Boost电路和Buck电路复合得到，其正向工作时为Boost电路，反向工作时为Buck电路，两个开关管工作在同步整流状态。当电路工作在Boost运行方式下时，其理论增益为无穷大。然而由于电路中存在电感等效直流电阻、电容等效串联电阻、开关器件导通电阻等寄生电阻，电感电流将在寄生电阻上产生压降，从而导致电路工作在Boost运行方式下的升压比有限。当输出功率增大时，电路输出的最高电压下降更为明显。为提高DC–DC变换器的升压比，高增益技术被广泛关注。
传统的三相交错并联DC–DC变换器如图1(a)所示。三相交错并联技术主要解决设备运行功率需求日益增大的问题。该技术可以有效的降低变换器各开关器件的电流应力，并可以减小低压侧总电感电流的纹波。然而，交错并联技术并不能降低电路器件的电压应力，并且受电路寄生参数不平衡的影响，存在各相电感电流不均衡的问题。
传统的三电平DC–DC变换器如图1(b)所示。三电平技术主要解决设备运行在高压场合的耐压问题。该技术可以有效的降低变换器各开关器件的电压应力，并可通过串联的输出电容降低总输出纹波。然而，多电平技术无法降低各开关器件的电流应力，且存在串联输出电容的中点电压不均衡的问题。此外，交错并联技术和多电平技术的使用均无法提升升压拓扑的增益。
本发明所采用的三相高增益DC–DC拓扑如图1(c)所示。该拓扑综合了三相交错并联技术和三电平技术的优势，不仅同时降低了开关器件的电流应力和电压应力，降低了高压侧串联电容电压总纹波，而且实现了三倍于传统拓扑的升压能力，同时该拓扑在参数不平衡的情况下具有自均流和自均压能力。
然而，发明人在研究中发现，该拓扑存在工作占空比范围过窄的缺点，虽然所用拓扑具有诸多优点，但在各相相位依次相差120°的传统交错并联开关策略下，其正常工作的占空比范围仅为2/3<D<1。对所用拓扑采用各相相位依次相差180°的交错开关策略，可以将拓扑的工作占空比拓展到1/2<D<1。可见，即使采用180°交错开关策略，其最小占空比也为1/2，这使得理想状态下的变换器升压比不能小于六倍。该变换器虽然实现了高变压比功能，却受限于由占空比限制导致的变比范围过窄，在实际应用中受到一定的限制。由于光伏电池板输出电压的波动性、储能系统的宽电压变化、直流电机调速所需的宽电压输入，在光伏系统、储能系统、直流电机驱动系统等诸多应用场合，均对变换器的宽输入输出能力提出了较高的要求，这将导致该拓扑只能工作在高变比状态，不适合宽输入输出场合。
综上所述，现有技术中对于如何使高增益DC-DC变换器应用在宽输入输出场合，尚缺乏有效的解决方案。
发明内容
为克服上述现有技术的不足，本发明提供了宽输入宽输出三相高增益直流变换器，提供了一种分段组合开关策略，可在电路器件应力不增加的基础上，使得电路在Boost运行方式下具有更宽的输出电压范围，在Buck运行方式下具有更宽的输入电压范围，且在分段组合开关策略的控制下，拓扑具有更宽的工作占空比范围。
为实现上述目的，本发明的一个或多个实施案例提供了如下技术方案：
宽输入宽输出三相高增益直流变换器，所述变换器被配置为：
当直流变换器电路工作的实际变比大于三倍变比开关策略可实现的最小变比时，电路采用三倍变比开关策略进行控制；
当直流变换器电路工作的实际变比大于二倍变比开关策略可实现的最小变比并小于三倍变比开关策略可实现的最大变比时，电路采用二倍变比开关策略进行控制；
当直流变换器电路工作的实际变比大于一倍变比开关策略可实现的最小变比并小于二倍变比开关策略可实现的最大变比时，电路采用一倍变比开关策略进行控制。
进一步的技术方案，所述三倍变比开关策略、二倍变比开关策略及一倍变比开关策略为相对于传统DC–DC变换器的电压变比。
本发明的一个或多个实施例提供了宽输入宽输出三相高增益直流变换器的控制方法，包括：
当变换器电压变比处于宽范围浮动时，根据所需的变比范围，自动选取对应的开关逻辑；
其中，当直流变换器电路工作的实际变比大于三倍变比开关策略可实现的最小变比时，电路采用三倍变比开关策略进行控制；
当直流变换器电路工作的实际变比大于二倍变比开关策略可实现的最小变比并小于三倍变比开关策略可实现的最大变比时，电路采用二倍变比开关策略进行控制；
当直流变换器电路工作的实际变比大于一倍变比开关策略可实现的最小变比并小于二倍变比开关策略可实现的最大变比时，电路采用一倍变比开关策略进行控制。
进一步的技术方案，所述三倍变比开关策略为：功率开关管S1和S2、S3和S4、S5和S6分别互补导通，且S1和S5同相位，S1和S3相位相差180°，S1、S2、S3占空比相同且0.5<D<1，其中D为功率开关管S1的占空比；
在三倍变比开关策略下，电路的电压变比为VH/VL＝3/(1–D)，最小电压变比为六倍。
进一步的技术方案，所述二倍变比开关策略为：功率开关管S3关断，功率开关管S4导通，功率开关管S1和S2、S5和S6分别互补导通，且S1和S5相位相差180°，S1、S5占空比相同且0.5<D<1；
在二倍变比开关策略下，电路的电压变比为VH/VL＝2/(1–D)，最小电压变比为四倍。
进一步的技术方案，所述一倍变比开关策略为：功率开关管S3、S5关断，功率开关管S4、S6导通，功率开关管S1和S2互补导通，S1占空比范围为0<D<1；
在一倍变比开关策略下，电路的电压变比为VH/VL＝1/(1–D)，最小电压变比为一倍。
进一步的技术方案，在三倍变比开关策略下，电路在同一个开关周期内共有四个工作阶段对应三种电路模态，阶段1[t0–t1]、阶段2[t1–t2]、阶段3[t2–t3]、阶段4[t3–t4]分别对应模态1、模态2、模态1、模态3，电路工作在Buck运行方式下和工作在Boost运行方式下的电路模态相同，电流流向相反，纹波增减过程相反。
进一步的技术方案，所述的二倍变比开关策略，其特征是，在二倍变比开关策略下，电路在同一个开关周期内共有四个工作阶段对应三种电路模态，阶段1[t0–t1]、阶段2[t1–t2]、阶段3[t2–t3]、阶段4[t3–t4]分别对应模态1、模态2、模态1、模态3，电路工作在Buck运行方式下和工作在Boost运行方式下的电路模态相同，电流流向相反，纹波增减过程相反。
进一步的技术方案，所述的一倍变比开关策略，其特征是，在一倍变比开关策略下，电路在同一个开关周期内共有两个工作阶段对应两种电路模态，阶段1[t0–t1]、阶段2[t1–t2]分别对应模态1、模态2，电路工作在Buck运行方式下和工作在Boost运行方式下的电路模态相同，电流流向相反，纹波增减过程相反。
以上一个或多个技术方案存在以下有益效果：
可在电路器件应力不增加的基础上，使得电路在Boost运行方式下具有更宽的输出电压范围，在Buck运行方式下具有更宽的输入电压范围，且在分段组合开关策略的控制下，拓扑具有更宽的工作占空比范围。
附图说明
构成本发明的一部分的说明书附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。
图1(a)为传统三相交错并联DC–DC变换器拓扑图；
图1(b)为传统三电平DC–DC变换器拓扑图；
图1(c)为本发明实施例子三相高增益DC–DC变换器拓扑图；
图2(a)为本发明实施例子三倍变比开关逻辑图；
图2(b)为本发明实施例子二倍变比开关逻辑图；
图2(c)为本发明实施例子一倍变比开关逻辑图；
图3为本发明实施例子开关逻辑切换策略流程图；
图4(a)为电路在Buck模式三倍变比工作模态1；
图4(b)为电路在Buck模式三倍变比工作模态2；
图4(c)为电路在Buck模式三倍变比工作模态3；
图5(a)为电路在Boost模式三倍变比工作模态1；
图5(b)为电路在Boost模式三倍变比工作模态2；
图5(c)为电路在Boost模式三倍变比工作模态3；
图6(a)为电路在Buck模式二倍变比工作模态1；
图6(b)为电路在Buck模式二倍变比工作模态2；
图6(c)为电路在Buck模式二倍变比工作模态3；
图7(a)为电路在Boost模式二倍变比工作模态1；
图7(b)为电路在Boost模式二倍变比工作模态2；
图7(c)为电路在Boost模式二倍变比工作模态3；
图8(a)为电路在Buck模式一倍变比工作模态1；
图8(b)为电路在Buck模式一倍变比工作模态2；
图9(a)为电路在Boost模式一倍变比工作模态1；
图9(b)为电路在Boost模式一倍变比工作模态2；
图10为电路在Buck模式下三种开关逻辑可实现的理论电压变比；
图11(a)为电路在Boost模式下三倍变比开关逻辑可实现的理论电压变比；
图11(b)为电路在Boost模式下二倍变比开关逻辑可实现的理论电压变比；
图11(c)为电路在Boost模式下一倍变比开关逻辑可实现的理论电压变比；
图11(d)为电路在Boost模式下三种开关逻辑可实现的理论电压变比比较；
图12(a)为电路在Buck模式下三种开关逻辑的宽输入输出仿真波形；
图12(b)为电路在Boost模式下三种开关逻辑的宽输入输出仿真波形；
图13为电路在Boost模式下三种开关逻辑可实现的电压变比实验；
图14(a)为电路正常运行在额定状态高压侧电压为220V时的器件耐压；
图14(b)为高压侧电压降低到87V时各器件的器件耐压；
图14(c)为高压侧电压降低到59V时各器件的器件耐压；
图14(d)为高压侧电压降低到30V时各器件的器件耐压；
图14(e)为高压侧电压降低到13.2V时各器件的器件耐压。
具体实施方式
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本发明提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本发明所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本发明的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
本发明提出的总体思路：
分段组合开关策略的基本思想即当变换器电压变比处于宽范围浮动时，根据所需的变比范围，自动选取对应的开关逻辑。
实施例一
本实施例公开了宽输入宽输出三相高增益直流变换器，可在电路器件应力不增加的基础上，使得电路在Boost运行方式下具有更宽的输出电压范围，在Buck运行方式下具有更宽的输入电压范围，且在分段组合开关策略的控制下，拓扑具有更宽的工作占空比范围；分段组合式开关策略由三组独立开关策略组成，分别记为三倍变比开关策略、二倍变比开关策略和一倍变比开关策略，相应的三组独立的开关策略分别可实现三相高增益拓扑相对于传统DC-DC变换器(即Boost变换器和Buck变换器)三倍、二倍和一倍的电压变比；将三组独立的开关策略组合后的分段组合式开关策略的切换策略为，当电路工作的实际变比大于三倍变比开关策略可实现的最小变比时，电路采用三倍变比开关策略进行控制，当电路工作的实际变比大于二倍变比开关策略可实现的最小变比并小于三倍变比开关策略可实现的最大变比时，电路采用二倍变比开关策略进行控制，当电路工作的实际变比大于一倍变比开关策略可实现的最小变比并小于二倍变比开关策略可实现的最大变比时，电路采用一倍变比开关策略进行控制。
本发明所提供的分段组合开关策略的开关信号实施方式如图2(a)-图2(c)所示。所提供的分段组合开关策略共分为三组开关逻辑，如图2(a)、图2(b)和图2(c)所示，理想情况下，三组开关逻辑分别可实现变换器三倍、二倍和一倍于传统DC–DC变换器的电压变比。
分段组合开关策略的基本思想即当变换器电压变比处于宽范围浮动时，根据所需的变比范围，自动选取对应的开关逻辑。三个开关逻辑的切换策略如图3所示，图中a、b和c分别对应开关逻辑图2(a)、图2(b)和图2(c)。
本发明具体实施方式采用1(c)所示三相高增益直流变换器拓扑，该拓扑主体部分包含三个电感L1–L3，六个功率开关管S1–S6，三个电容C1、C2、C3，其电路连接关系为：
第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3的一端分别与低压侧VL的正极相连接，第一电感L1的另一端与功率开关管S1的第一端和S2的第二端相连接，第二电感L2的另一端与功率开关管S3的第一端和第三电容C3的负极相连接，第三电感L3的另一端与功率开关管S5的第一端、第一电容C1的负极和第二电容C2的正极相连接；
第一电容C1的正极与功率开关管S4的第一端和高压侧VH的正极相连接，第二电容C2的负极与功率开关管S6的第二端和高压侧VH的负极相连接，第三电容C3的正极与功率开关管S2的第一端和功率开关管S4的第二端相连接；
功率开关管S1的第二端、功率开关管S3的第二端、功率开关管S5的第二端与功率开关管S6的第一端和低压侧VL的负极相连接；
功率开关管S1–S6各自的第三端分别与各自的驱动电路相连接。
进一步的，所述的一种高增益双向三相DC–DC变换器，其特征是，所述功率开关管S1–S6为N沟道场效应晶体管MOSFET或绝缘栅晶体管IGBT；
当功率开关管为N沟道场效应晶体管MOSFET时，所述功率开关管的第一端为MOSFET的漏极，第二端为MOSFET的源极，第三端为MOSFET的栅极；
当功率开关管为绝缘栅晶体管IGBT时，所述功率开关管的第一端为IGBT的集电极，所述功率开关管的第二端为IGBT的发射极，所述功率开关管的第三端为IGBT的栅极。
本优选实施范例采用N沟道场效应晶体管MOSFET作为功率开关管，功率开关管的第一端为MOSFET的漏极，所述功率开关管的第二端为MOSFET的源极，所述功率开关管的第三端为MOSFET的栅极。
本申请的另一种典型的实施方式中，功率开关管为绝缘栅双极晶体管IGBT，所述功率开关管的第一端为IGBT的集电极，所述功率开关管的第二端为IGBT的发射极，所述功率开关管的第三端为IGBT的栅极。
本优选实施范例通过改变低压侧和高压侧对电源或负载的连接，来验证变换器的双向工作特性。即变换器工作在Boost升压模式时，采用低压侧连接电源，高压侧连接负载的方式；工作在Buck降压模式时，采用低压侧连接负载，高压侧连接电源的方式。其中，所述负载正极即负载与滤波电容正极相连接的一端，所述负载负极即负载与滤波电容负极相连接的一端。
在该实施例子中，各器件的功能大致如下：三个电感用于为电路提供稳定工作所需的电流，三个电容用于提供电路内部电压支撑，通过控制六个开关管的导通与关断时间，可改变电感电流充放电的时间，进一步改变电容电压的大小。
宽输入输出的理论分析：
传统控制方法为三倍变比开关策略，在三倍变比开关策略下，对三个电感L1–L3分别列写伏秒平衡方程，有：
VLDT＝(VC3-VL)(1-D)T
VLDT＝(VC1-VC3-VL)(1-D)T
VLDT＝(VC2-VL)(1-D)T
结合高压侧电压方程:
VH＝VC1+VC2
可得：
Figure BDA0002257669150000101
在二倍变比开关策略下，由于开关管S3常断，开关管S4常通，因此电感L2无电流，对电感L1和L3列写伏秒平衡方程，有：
VLDT＝(VC1-VL)(1-D)T
VLDT＝(VC2-VL)(1-D)T
结合高压侧电压方程:
VH＝VC1+VC2
可得：
Figure BDA0002257669150000102
在一倍变比开关策略下，由于开关管S3和S5常断，开关管S4和S6常通，因此电感L2和L3无电流，对电感L1列写伏秒平衡方程，有：
VLDT＝(VC1+VC2-VL)(1-D)T
结合高压侧电压方程:
VH＝VC1+VC2
可得：
Figure BDA0002257669150000103
由此可见，结合一倍变比、二倍变比和三倍变比的所述发明控制策略，其最低变比降到传统三倍变比控制策略的三分之一，因此所述发明策略具有更宽的变比范围，即具有更宽的输入输出电压范围。
本优选的三相高增益变换器宽输入宽输出开关控制策略由三组独立开关策略组成，分别记为三倍变比开关策略、二倍变比开关策略和一倍变比开关策略，相应的三组独立的开关策略分别可实现三相高增益拓扑相对于传统DC–DC变换器(即Boost变换器和Buck变换器)三倍、二倍和一倍的电压变比。
三倍变比开关策略：功率开关管S1和S2、S3和S4、S5和S6分别互补导通，且S1和S5同相位，S1和S3相位相差180°，S1、S2、S3占空比相同且0.5<D<1，其中D为功率开关管S1的占空比(下同)；
在三倍变比开关策略下，电路的电压变比为VH/VL＝3/(1–D)，最小电压变比为六倍；
在三倍变比开关策略下，功率开关管S1–S6的耐压依次分别为VL/(1–D)、2VL/(1–D)、VL/(1–D)、2VL/(1–D)、VL/(1–D)、VL/(1–D)，电容C1–C3的耐压依次分别为2VL/(1–D)、VL/(1–D)、VL/(1–D)。
二倍变比开关策略：功率开关管S3关断，功率开关管S4导通，功率开关管S1和S2、S5和S6分别互补导通，且S1和S5相位相差180°，S1、S5占空比相同且0.5<D<1；
在二倍变比开关策略下，电路的电压变比为VH/VL＝2/(1–D)，最小电压变比为四倍；
在二倍变比开关策略下，功率开关管S1–S6的耐压依次分别为VL/(1–D)、2VL/(1–D)、VL/(1–D)、0、VL/(1–D)、VL/(1–D)，电容C1–C3的耐压依次分别为VL/(1–D)、VL/(1–D)、VL/(1–D)。
一倍变比开关策略：功率开关管S3、S5关断，功率开关管S4、S6导通，功率开关管S1和S2互补导通，S1占空比范围为0<D<1；
在一倍变比开关策略下，电路的电压变比为VH/VL＝1/(1–D)，最小电压变比为一倍；
在一倍变比开关策略下，功率开关管S1–S6的耐压依次分别为VL/(1–D)、VL/(1–D)、VL、0、VL、0，电容C1–C3的耐压依次分别为DVL/(1–D)、VL、DVL/(1–D)。
本优选实施范例的三组独立的开关策略组合后的分段组合式开关策略的切换策略为，当电路工作的实际变比大于三倍变比开关策略可实现的最小变比时，电路采用三倍变比开关策略进行控制，当电路工作的实际变比大于二倍变比开关策略可实现的最小变比并小于三倍变比开关策略可实现的最大变比时，电路采用二倍变比开关策略进行控制，当电路工作的实际变比大于一倍变比开关策略可实现的最小变比并小于二倍变比开关策略可实现的最大变比时，电路采用一倍变比开关策略进行控制。
三倍变比开关策略，在三倍变比开关策略下，电路在同一个开关周期内共有四个工作阶段对应三种电路模态，阶段1[t0–t1]、阶段2[t1–t2]、阶段3[t2–t3]、阶段4[t3–t4]分别对应模态1、模态2、模态1、模态3，电路工作在Buck运行方式下和工作在Boost运行方式下的电路模态相同，电流流向相反，纹波增减过程相反，其中Buck模式三倍变比工作模态如图4(a)-图4(c)所示，Boost模式三倍变比工作模态如图5(a)-图5(c)所示。由于Buck和Boost两种运行方式下的电路工作特性类似，故以Buck运行方式为例进行说明：
模态1[t0–t1，t2–t3]：开关管S1、S3、S5导通，S2、S4、S6关断。电感电流iL1、iL2、iL3通过S1、S3、S5所在支路为负载续流，各电感电流线性减小；
模态2[t1–t2]：开关管S1、S4、S5导通，S2、S3、S6关断。电感电流iL1、iL3通过S1、S5所在支路为负载续流，两电感电流线性减小，电感电流iL2流过S5、C1、S4、C3支路为负载供电，由C1对其充电，其电感电流线性增大；
模态3[t3–t4]：开关管S2、S3、S6导通，S1、S4、S5关断。电感电流iL1通过S3、C3、S2为负载续流，由C3对其充电，其电感电流线性增大，电感电流iL2通过S3所在支路为负载续流，电感电流iL3流过S6、C2支路为负载供电，由C2对其充电，其电感电流线性增大。
二倍变比开关策略，在二倍变比开关策略下，电路在同一个开关周期内共有四个工作阶段对应三种电路模态，阶段1[t0–t1]、阶段2[t1–t2]、阶段3[t2–t3]、阶段4[t3–t4]分别对应模态1、模态2、模态1、模态3，电路工作在Buck运行方式下和工作在Boost运行方式下的电路模态相同，电流流向相反，纹波增减过程相反，其中Buck模式二倍变比工作模态如图6(a)-图6(c)所示，Boost模式二倍变比工作模态如图7(a)-图7(c)所示。由于Buck和Boost两种运行方式下的电路工作特性类似，故以Buck运行方式为例进行说明：
模态1[t0–t1，t2–t3]：开关管S1、S4、S5导通，S2、S3、S6关断。电感电流iL1、iL3通过S1、S5所在支路为负载续流，两电感电流线性减小，电感电流iL2流过C3、S4、C1、S5支路对负载放电，由于VC1和VC3电压大小相等且方向相反，所以电感L2由VL对其反向充电，若以流向负载为电流正方向，其电感电流线性减小。
模态2[t1–t2]：开关管S1、S4、S6导通，S2、S3、S5关断。电感电流iL1通过S1所在支路为负载续流，其电感电流线性减小，电感电流iL2流过S6、C2、C1、S4、C3支路对负载充电，由C2对其充电，其电感电流线性增大，电感电流iL3流过S6、C2支路为负载供电，由C2对其充电，其电感电流线性增大。
模态3[t3–t4]：开关管S2、S4、S5导通，S1、S3、S6关断。电感电流iL1通过S5、C1、S4、S2为负载续流，由C1对其充电，其电感电流线性增大，电感电流iL2流过C3、S4、C1、S5支路对负载放电，由VL对其反向充电，其电感电流线性减小，电感电流iL3通过S5所在支路为负载续流，其电感电流线性减小。
一倍变比开关策略，在一倍变比开关策略下，电路在同一个开关周期内共有两个工作阶段对应两种电路模态，阶段1[t0–t1]、阶段2[t1–t2]分别对应模态1、模态2，电路工作在Buck运行方式下和工作在Boost运行方式下的电路模态相同，电流流向相反，纹波增减过程相反，其中Buck模式一倍变比工作模态如图8(a)-图8(b)所示，Boost模式一倍变比工作模态如
图9(a)-图9(b)所示。由于Buck和Boost两种运行方式下的电路工作特性类似，故以Buck运行方式为例进行说明：
模态1[t0–t1]：开关管S1、S4、S6导通，S2、S3、S5关断。电感电流iL1通过S1所在支路为负载续流，其电感电流线性减小；
模态2[t1–t2]：开关管S2、S4、S6导通，S1、S3、S5关断。电感电流iL1通过S1所在支路为负载供电，由C1、C2共同对其充电，其电感电流线性增大；
在两个模态中，电感L2、L3的电流流通回路始终不变，因此两回路达到平衡状态后，无充放电现象，电感电流iL2、iL3近似为零。
本优选实施范例所采用的三相高增益直流变换器拓扑器件参数如下：三个电感L1、L2、L3均为1.0mH，三个电感内阻均为0.05Ω，三个电容C1、C2、C3均为1000μF，三个电容等效内阻均为0.05Ω，开关频率为50kHz。变换器工作在Boost模式时，低压侧电源VL电压为12V，高压侧负载RH电阻为1000；变换器工作在Buck模式时，低压侧负载RL电阻为10Ω，高压侧电源VH电压为220V。
图10为电路在Buck模式下三种开关逻辑可实现的理论电压变比，由理论分析图可以看出，三种开关逻辑分别可以实现一倍变比、二倍变比、三倍变比的功能，且在Buck模式下，增益大小不随负载的变化而变化。相比于该拓扑仅仅采用三倍增益的传统控制方式，当采用分段组合式宽输入宽输出开关控制策略时，其增益范围由传统三倍增益控制方式的0<M<1/6扩展到了本发明采用的控制策略的0<M<1，其占空比范围由传统三倍增益控制方式的0.5<D<1扩展到了所提控制策略的0<D<1。可见，当采用本发明的控制策略时，电路工作在Buck模式下的增益范围和占空比范围均得到了提升。
电路在Boost模式下三种开关逻辑可实现的理论电压变比，图11(a)为三倍变比开关逻辑可实现的理论电压变比，图11(b)为二倍变比开关逻辑可实现的理论电压变比，图11(c)为一倍变比开关逻辑可实现的理论电压变比，图11(d)为三种开关逻辑可实现的理论电压变比比较。由图11可以看出，当电路工作在Boost模式下分别采用三倍变比、二倍变比、一倍变比控制策略时，电路的增益曲线均随负载大小的变化而变化，当负载功率变大时，电路工作在Boost模式下的增益会随之相应降低。由图11(a)可以看出，当电路工作在Boost模式下三倍开关逻辑时，其最低增益为M＝6，占空比范围为0.5<D<1，由图11(b)可以看出，当电路工作在Boost模式下二倍开关逻辑时，其最低增益为M＝4，占空比范围为0.5<D<1，由图11(c)可以看出，当电路工作在Boost模式下一倍开关逻辑时，其最低增益为M＝1，占空比范围为0<D<1。可见，当采用本发明的控制策略时，电路工作在Boost模式下的增益范围和占空比范围均得到了提升。
三种开关逻辑的宽输入输出仿真波形，图12(a)为电路在Buck模式下三种开关逻辑的宽输入输出仿真波形，图12(b)为电路在Boost模式下三种开关逻辑的宽输入输出仿真波形。由图12(a)可以看出，当电路工作在Buck模式时，对输入电压VH进行宽范围变化，输出电压VL均可稳定在设计的额定输出电压12V。当电路工作在Buck模式时，传统三倍变比的控制方式所允许的最低输入电压为额定输出电压的六倍，占空比范围为0.5<D<1，而采用本发明所提分段式组合开关策略后所允许的最低输入电压等于额定输出电压，占空比范围为0<D<1，可见，当电路工作在Buck模式采用分段组合式开关策略时，三组开关策略具有比传统三倍变比控制方式更宽的输入电压范围和占空比范围。当电路工作在Boost模式时，传统三倍变比的控制方式所允许的最低输出电压为额定输入电压的六倍，占空比范围为0.5<D<1，而采用本发明所提分段式组合开关策略后所允许的最低输出电压等于额定输入电压，占空比范围为0<D<1，可见，当电路工作在Boost模式采用分段组合式开关策略时，三组开关策略具有比传统三倍变比控制方式更宽的输出电压范围和占空比范围。
图13为电路在Boost模式下三种开关逻辑可实现的电压变比实验，由实验进一步验证了当电路工作在Boost模式下三倍开关逻辑时，其最低增益为M＝6，占空比范围为0.5<D<1，当电路工作在Boost模式下二倍开关逻辑时，其最低增益为M＝4，占空比范围为0.5<D<1，当电路工作在Boost模式下一倍开关逻辑时，其最低增益为M＝1，占空比范围为0<D<1。实验说明，当采用本发明的控制策略时，电路工作在Boost模式下的增益范围和占空比范围均得到了提升。
各开关器件在所提宽输入宽输出控制策略下的耐压，图14(a)为电路正常运行在额定状态时的器件耐压，图14(b)为高压侧电压降低到87V时各器件的器件耐压，图14(c)为高压侧电压降低到59V时各器件的器件耐压，图14(d)为高压侧电压降低到30V时各器件的器件耐压，图14(e)为高压侧电压降低到13.2V时各器件的器件耐压。由图14的实验可以看出，当采用本发明所提的分段组合式开关策略后，各开关管的耐压均不大于电路采用传统三倍变比控制方式的各开关管耐压。
优选实施范例的理论分析及仿真实验表明，所述一种三相高增益直流变换器宽输入宽输出开关控制策略，可以在不增加各开关管应力的基础上，获得比传统三倍变比开关控制策略更宽的输入输出电压变比范围和更宽的工作占空比范围。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (9)

1.宽输入宽输出三相高增益直流变换器，其特征是，所述变换器被配置为：
当直流变换器电路工作的实际变比大于三倍变比开关策略可实现的最小变比时，电路采用三倍变比开关策略进行控制；
当直流变换器电路工作的实际变比大于二倍变比开关策略可实现的最小变比并小于三倍变比开关策略可实现的最大变比时，电路采用二倍变比开关策略进行控制；
当直流变换器电路工作的实际变比大于一倍变比开关策略可实现的最小变比并小于二倍变比开关策略可实现的最大变比时，电路采用一倍变比开关策略进行控制。
2.如权利要求1所述的宽输入宽输出三相高增益直流变换器，其特征是，所述三倍变比开关策略、二倍变比开关策略及一倍变比开关策略为相对于传统DC–DC变换器的电压变比。
3.宽输入宽输出三相高增益直流变换器的控制方法，其特征是，包括：
当变换器电压变比处于宽范围浮动时，根据所需的变比范围，自动选取对应的开关逻辑；
其中，当直流变换器电路工作的实际变比大于三倍变比开关策略可实现的最小变比时，电路采用三倍变比开关策略进行控制；
当直流变换器电路工作的实际变比大于二倍变比开关策略可实现的最小变比并小于三倍变比开关策略可实现的最大变比时，电路采用二倍变比开关策略进行控制；
当直流变换器电路工作的实际变比大于一倍变比开关策略可实现的最小变比并小于二倍变比开关策略可实现的最大变比时，电路采用一倍变比开关策略进行控制。
4.如权利要求3所述的宽输入宽输出三相高增益直流变换器的控制方法，其特征是，所述三倍变比开关策略为：功率开关管S1和S2、S3和S4、S5和S6分别互补导通，且S1和S5同相位，S1和S3相位相差180°，S1、S2、S3占空比相同且0.5<D<1，其中D为功率开关管S1的占空比；
在三倍变比开关策略下，电路的电压变比为VH/VL＝3/(1–D)，最小电压变比为六倍。
5.如权利要求3所述的宽输入宽输出三相高增益直流变换器的控制方法，其特征是，所述二倍变比开关策略为：功率开关管S3关断，功率开关管S4导通，功率开关管S1和S2、S5和S6分别互补导通，且S1和S5相位相差180°，S1、S5占空比相同且0.5<D<1；
在二倍变比开关策略下，电路的电压变比为VH/VL＝2/(1–D)，最小电压变比为四倍。
6.如权利要求3所述的宽输入宽输出三相高增益直流变换器的控制方法，其特征是，所述一倍变比开关策略为：功率开关管S3、S5关断，功率开关管S4、S6导通，功率开关管S1和S2互补导通，S1占空比范围为0<D<1；
在一倍变比开关策略下，电路的电压变比为VH/VL＝1/(1–D)，最小电压变比为一倍。
7.如权利要求3所述的宽输入宽输出三相高增益直流变换器的控制方法，其特征是，在三倍变比开关策略下，电路在同一个开关周期内共有四个工作阶段对应三种电路模态，阶段1[t0–t1]、阶段2[t1–t2]、阶段3[t2–t3]、阶段4[t3–t4]分别对应模态1、模态2、模态1、模态3，电路工作在Buck运行方式下和工作在Boost运行方式下的电路模态相同，电流流向相反，纹波增减过程相反。
8.如权利要求3所述的宽输入宽输出三相高增益直流变换器的控制方法，其特征是，所述的二倍变比开关策略，其特征是，在二倍变比开关策略下，电路在同一个开关周期内共有四个工作阶段对应三种电路模态，阶段1[t0–t1]、阶段2[t1–t2]、阶段3[t2–t3]、阶段4[t3–t4]分别对应模态1、模态2、模态1、模态3，电路工作在Buck运行方式下和工作在Boost运行方式下的电路模态相同，电流流向相反，纹波增减过程相反。
9.如权利要求3所述的宽输入宽输出三相高增益直流变换器的控制方法，其特征是，所述的一倍变比开关策略，其特征是，在一倍变比开关策略下，电路在同一个开关周期内共有两个工作阶段对应两种电路模态，阶段1[t0–t1]、阶段2[t1–t2]分别对应模态1、模态2，电路工作在Buck运行方式下和工作在Boost运行方式下的电路模态相同，电流流向相反，纹波增减过程相反。
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