CN115864815A - 基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器 - Google Patents
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Abstract
基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器,主要包括开关管S1~S3,二极管D1~D4,电感L1~L5,电容C1、C2和Co。其中,二极管D3、D4,电容C2以及电感L4、L5构成开关电感电容结构。所述变换器电压增益为D/2(1‑D),相比于传统Sepic PFC变换器,本发明所述变换器提高了降压增益,在高降压比情况下输出端电压稳定。采用无桥结构,可实现更低通态损耗。将原输出二极管置换为开关电感电容结构使得输出电流连续,有利于对输出进行滤波。且所有开关管均共地,控制实现方便。本发明所述变换器具有丰富的实用价值。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域,具体是一种基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器。
背景技术
随着消费电子产品和电动车市场的急速膨胀,对于各类电源适配器的需求也迅猛增长。由于电源适配器通常需要满足全电压范围(AC 85~265V)输入,低直流电压输出,较宽的输入电压范围使得变换器的优化设计困难。为了设计简单,一般采用由前级PFC和后级DC-DC的两级式电路组成。但这种两级式电路效率并不高。
传统Sepic PFC变换器能轻易地实现升降压功能,适合宽输入电压范围。是电源适配器中广泛采用的拓扑之一。较上述拓扑采用的二级式结构,Sepic PFC变换器大大减少了元器件数量,且其输入端有电感,输入电流连续,提高了变换器的效率和功率因数以及减小总谐波失真度,并减少导通损耗。但要其实现高降压比时,开关器件的导通比会很低,开关管的反向恢复问题严重使得效率降低,加之开关器件自身固有的开断延时特性,限制了变换器工作频率的提高。因此,需要设计一种能够解决上述问题的电路。
发明内容
为解决现有Sepic PFC存在整流桥导致效率不高、输出电流不连续、降压模式下占空比范围不大的问题。本发明提出一种基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器,将原Sepic PFC变换器中输出二极管置换为一个包含5个元件的开关电感电容单元。相比于传统Sepic PFC变换器,本发明变换器提高了降压增益,在高降压比情况下输出端电压稳定。
本发明采取的技术方案为:
基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器,包括交流电源us,开关管S1~S3,二极管D1~D4,电感L1~L5,电容C1、C2、Co,
交流电源us一侧分别连接开关管S3漏极、电感L1一端,电感L1另一端连接二极管D1阳极;
交流电源us另一侧分别连接开关管S2漏极、电感L2一端,电感L2另一端连接二极管D2阳极;
电容C1正极分别连接二极管D1阴极、二极管D2阴极、开关管S1漏极;
电感L3的一端分别连接电容C1负极、二极管D3阳极、电感L4的一端;
电感L3的另一端分别连接开关管S1源极、开关管S2源极、开关管S3源极、输出电容Co负极;
电感L4的另一端分别连接电容C2负极、二极管D4阳极;
电容C2正极分别连接二极管D3阴极、电感L5一端;电感L5另一端分别连接二极管D4阴极、输出电容Co正极;
输出电容Co与负载RL并联。
所述变换器中,电容C2,电感L4、L5,二极管D3、D4构成开关电感电容单元。
所述变换器中,开关管S1、S2、S3共地,且功率开关管S1、S2、S3为绝缘栅型双极晶体管IGBT、集成门极换流晶闸管IGCT、或者电力场效应晶体管MOSFET。
所述变换器电压增益为D/2(1-D)。
所述变换器在CCM模式有以下四种工作模式:
工作模态一:电路工作在交流电源us正半周期,开关管S1和S2开通,开关管S3关断。二极管D1正偏导通,其余二极管均反向截止。此过程交流电源us给电感L1充电,电容C1放电给电感L3充电,电感L1、L3电流线性上升。电感L4和L5经电容C2向输出电容Co和负载放电,电感L4和L5电流线性下降。
工作模态二:电路工作在交流电源us正半周期,开关管S2开通,开关管S1、S3关断。二极管D1、D3、D4正偏导通,其余二极管均反向截止。此过程电容C1、C2被充电,电感L1、L3向电感L4、L5、负载和输出电容Co放电。
工作模态三:此时电路工作在交流电源us负半周期,开关管S1和S3开通,开关管S2关断。二极管D2正偏导通,其余二极管均反向截止。此过程交流电源us给电感L2充电,电容C1放电给电感L3充电,电感L2、L3电流线性上升。电感L4和L5经电容C2向输出电容Co和负载放电,电感L4和L5电流线性下降。
工作模态四:电路工作在交流电源us负半周期,开关管S3开通,开关管S1、S2关断。二极管D2、D3、D4正偏导通,其余二极管均反向截止。此过程电容C1、C2被充电,电感L2、L3向电感L4、L5、负载和输出电容Co放电。
本发明一种基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器,技术效果如下:
1)相较于传统Sepic PFC变换器电压增益为M=D/(1-D),本发明所述变换器的降压增益高一倍,为M=D/2(1-D)。降压模式下,原Sepic PFC变换器占空比范围由0~0.5扩展至0~0.67。高降压比情况下,本发明所述变换器占空比更大,有利于解决开关管的反向恢复问题、减小电流应力和提高效率。
2)本发明所述变换器引入开关电感电容单元,使得输入电源电流和输出负载电流都连续,且脉动较小,有利于对输入和输出进行滤波、提高功率因数。
3)本发明所述变换器所有开关管均共地,使用非隔离驱动电路驱动开关管即可,有利于减小变换器设计难度和降低成本。
4)本发明所述变换器是单极式结构,相较于两级式变换器结构,提高了转换效率。
附图说明
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
图1为本发明一种基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器主拓扑结构图。
图2为本发明一种基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器第一种工作模态示意图。
图3为本发明一种基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器第二种工作模态示意图。
图4为本发明一种基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器第三种工作模态示意图。
图5为本发明一种基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器第四种工作模态示意图。
图6为本发明一种基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器稳态关键波形图。
图7为本发明一种基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器与传统Sepic PFC变换器的电压增益对比示意图。
图8为本发明一种基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器稳态情况下输入侧电压电流波形图。
图9为本发明一种基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器稳态情况下输出侧电压电流波形图。
具体实施方式
如图1所示,基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器,包括开关管S1~S3,二极管D1~D4,电感L1~L5,电容C1、C2、Co;
所述变换器电感L4、L5,电容C2,二极管D3、D4组成开关电感电容单元;
交流电源us一侧分别连接开关管S3漏极、电感L1一端,电感L1另一端连接二极管D1阳极;交流电源us另一侧分别连接开关管S2漏极、电感L2一端,电感L2另一端连接二极管D2阳极;
电容C1正极分别连接二极管D1、D2阴极与开关管S1漏极;
电感L3的一端分别连接电容C1负极、二极管D3阳极、电感L4的一端,电感L3的另一端与开关管S1、S2、S3源极和输出电容Co负极相连;
电感L4的另一端分别连接电容C2负极、二极管D4阳极;
电容C2正极与二极管D3阴极、电感L5一端相连;
电感L5另一端与二极管D4阴极、输出电容Co正极相连;
输出电容Co与负载RL并联。
线路具体参数如下:变换器输入交流电压有效值为220V,频率为50Hz,开关频率为75kHz,额定输出功率为180W,直流侧输出电压Vo=48V,电感L1=L2=2mH、L3=47uH、L4=L5=22uH,直流输出侧电容Co=2000μF,电容C1=2μF、C2=63μF,负载电阻RL=12.8Ω。
本发明基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器,在CCM模式稳态运行下,包括以下工作模式:
工作模态一:如图2所示,此时电路工作在交流电源us正半周期,开关管S1和S2开通,二极管D1正偏导通,其余半导体器件均关断。此过程电源给电感L1充电,电容C1给电感L3充电,电感L4和L5经电容C2向输出电容Co和负载放电。此过程对应图6中(0~t1)时刻,此过程的电感两端的电压关系式为:
其中,VC1和VC2分别是电容C1和电容C2的电压应力、VS1是开关管S1的电压应力、Vg是开关管S1的驱动信号。并假设所有器件均是理想状态,二极管导通压降为零,电容容量足够大且无等效串联电阻,电感不含直流电阻。
工作模态二:如图3所示,电路工作在交流电源us正半周期,开关管S2开通,二极管D1、D3、D4正偏导通,其余半导体器件均关断。此过程电容C1、C2被充电,电感L1、L3向L4、L5、负载和输出电容Co放电。此过程对应图6中(t1~t2)时刻,此过程的电感两端的电压关系式为:
工作模态三:如图4所示,此时电路工作在交流电源us负半周期,开关管S1和S3开通,二极管D2正偏导通,其余半导体器件均关断。此过程电源给电感L2充电,电容C1给电感L3充电,电感L4和L5经电容C2向输出电容Co和负载放电。此过程对应图6中(0~t1)时刻,此过程的电感两端的电压关系式为:
工作模态四:如图5所示,电路工作在交流电源us负半周期,开关管S3开通,二极管D2、D3、D4正偏导通,其余半导体器件均关断。此过程电容C1、C2被充电,电感L2、L3向L4、L5、负载和输出电容Co放电。此过程对应图6中(t1~t2)时刻,此过程的电感两端的电压关系式为:
变换器稳定工作时电压增益分析:
设开关管S1工作的开关周期为TS,占空比为D,即工作模态一持续时间为DTS,工作模态二持续时间为(1-D)TS。根据电感伏秒平衡特性,可得:
联立式(1)、(2)可得:
本发明所述变换器的电压增益为:
本发明一种基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器的降压增益曲线如图7所示。通过图7可以看出,处于降压模式下,本发明所述变换器的占空比范围相比于传统SepicPFC变换器更宽。
图8为本发明一种基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器稳态情况下输入侧电压电流波形图。为了方便与电压波形进行比较,将输入电流实际值幅度放大30倍,不改变其相位。可以看出输入电压与输入电流同相位且波形无畸变,验证了功率因数校正的可行性。
图9为本发明一种基于开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器稳态情况下输出侧电压电流波形图。输出电压稳定在48V左右,输出电流波形连续。
相比于传统Sepic PFC变换器,本发明所述变换器提高了降压增益,在高降压比情况下输出端电压稳定。采用无桥结构,可实现更低通态损耗。将原输出二极管置换为开关电感电容结构使得输出电流连续,有利于对输出进行滤波。且所有开关管均共地,控制实现方便。本发明所述变换器具有丰富的实用价值。
Claims (5)
1.开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器,包括交流电源us,开关管S1~S3,二极管D1~D4,电感L1~L5,电容C1、C2、Co,其特征在于:
交流电源us一侧分别连接开关管S3漏极、电感L1一端,电感L1另一端连接二极管D1阳极;
交流电源us另一侧分别连接开关管S2漏极、电感L2一端,电感L2另一端连接二极管D2阳极;
电容C1正极分别连接二极管D1阴极、二极管D2阴极、开关管S1漏极;
电感L3的一端分别连接电容C1负极、二极管D3阳极、电感L4的一端;
电感L3的另一端分别连接开关管S1源极、开关管S2源极、开关管S3源极、输出电容Co负极;
电感L4的另一端分别连接电容C2负极、二极管D4阳极;
电容C2正极分别连接二极管D3阴极、电感L5一端;电感L5另一端分别连接二极管D4阴极、输出电容Co正极;
输出电容Co与负载RL并联。
2.根据权利要求1所述开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器,其特征在于:所述变换器中,电容C2,电感L4、L5,二极管D3、D4构成开关电感电容单元。
3.根据权利要求1所述开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器,其特征在于:所述变换器中,开关管S1、S2、S3共地,且功率开关管S1、S2、S3为绝缘栅型双极晶体管IGBT、集成门极换流晶闸管IGCT、或者电力场效应晶体管MOSFET。
4.根据权利要求1所述开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器,其特征在于:所述变换器电压增益为D/2(1-D)。
5.根据权利要求1所述开关电感电容的无桥Sepic PFC变换器,其特征在于:所述变换器包含以下四种工作模式:
工作模态一:电路工作在交流电源us正半周期,开关管S1和S2开通,开关管S3关断;二极管D1正偏导通,其余二极管均反向截止;此过程交流电源us给电感L1充电,电容C1放电给电感L3充电,电感L1、L3电流线性上升;电感L4和L5经电容C2向输出电容Co和负载放电,电感L4和L5电流线性下降;
工作模态二:电路工作在交流电源us正半周期,开关管S2开通,开关管S1、S3关断;二极管D1、D3、D4正偏导通,其余二极管均反向截止;此过程电容C1、C2被充电,电感L1、L3向电感L4、L5、负载和输出电容Co放电;
工作模态三:此时电路工作在交流电源us负半周期,开关管S1和S3开通,开关管S2关断;二极管D2正偏导通,其余二极管均反向截止;此过程交流电源us给电感L2充电,电容C1放电给电感L3充电,电感L2、L3电流线性上升;电感L4和L5经电容C2向输出电容Co和负载放电,电感L4和L5电流线性下降;
工作模态四:电路工作在交流电源us负半周期,开关管S3开通,开关管S1、S2关断;二极管D2、D3、D4正偏导通,其余二极管均反向截止;此过程电容C1、C2被充电,电感L2、L3向电感L4、L5、负载和输出电容Co放电。
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CN116599343A (zh) * | 2023-07-19 | 2023-08-15 | 深圳市恒运昌真空技术有限公司 | 一种高增益Sepic变换器及其控制方法 |
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CN116599343A (zh) * | 2023-07-19 | 2023-08-15 | 深圳市恒运昌真空技术有限公司 | 一种高增益Sepic变换器及其控制方法 |
CN116599343B (zh) * | 2023-07-19 | 2024-03-15 | 深圳市恒运昌真空技术股份有限公司 | 一种高增益Sepic变换器及其控制方法 |
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