CN110829872B - 一种永磁牵引系统用混合多电平逆变器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种混合多电平逆变器及其控制方法和高铁永磁牵引系统，逆变器包括至少一个单相桥臂及给单相桥臂提供直流电压的直流输入电路；每个单相桥臂包括级联的高压低频单元和低压高频单元，高压低频单元包括串联耦合的两电平上桥臂和两电平下桥臂；两电平上桥臂和两电平下桥臂中的功率开关器件运行于基频模式；低压高频单元包括依次级联而成的中间连接单元和至少一个T型三电平单元，中间连接单元由两个互补的功率开关器件构成，每个低压高频单元的最后一个T型三电平单元与一个独立的输出相连接；中间连接单元与两电平上桥臂和两电平下桥臂的中点级联；中间连接单元和T型三电平单元的功率开关器件运行于高频开关模式。

Description

一种永磁牵引系统用混合多电平逆变器及其控制方法
技术领域
本发明涉及高铁中的牵引系统，具体涉及一种混合多电平逆变器及其控制方法和高铁永磁牵引系统。
背景技术
牵引系统作为高速列车的“心脏”，其性能决定着列车的启动、制动及最高速度。高速列车牵引系统经历了从直流电机到交流异步电机传动的换代，而相较于感应电机驱动，永磁同步电机因其具有损耗低、效率高、功率密度大、启动特性好、加速性能强及噪声低等显著优势，具有逐步取代交流感应电机的技术潜力。
永磁牵引系统主要包含牵引变压器、牵引变流器(整流器、逆变器和中间直流环节)、永磁牵引电机和牵引传动控制系统。其中，牵引逆变器作为直接驱动永磁同步电机运转的装置，是牵引变流系统的核心构成部件，高功率密度、高效率、高性能及高可靠性始终是其技术发展和革新的核心要求。
目前，在国内外牵引传动应用领域，两电平牵引逆变器拓扑依然占据了很大比例，如庞巴迪公司的Regina C2008型，西门子公司的ICE3型，国内的CRH1A动车组。为了提高牵引系统在低开关频率下的电能输出质量，一些动车组采用三电平逆变器，典型代表为我国技术引进的CRH2型动车组。现有的高铁牵引逆变器电平数较低，存在输出电流谐波含量高，电磁干扰大，功率损耗高，故障容错能力较差等问题。
发明内容
针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种混合多电平逆变器及其控制方法和高铁永磁牵引系统解决了现有逆变器开关频率低、体积和重量大、容错能力差的问题。
为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：
第一方面，提供一种混合多电平逆变器，其包括至少一个单相桥臂及给单相桥臂提供直流电压的直流输入电路；每个单相桥臂包括级联的高压低频单元和低压高频单元，高压低频单元包括串联耦合的两电平上桥臂和两电平下桥臂；两电平上桥臂和两电平下桥臂中的功率开关运行于基频模式；
低压高频单元包括依次级联而成的中间连接单元和至少一个T型三电平单元，每个低压高频单元的最后一个T型三电平单元与一个独立的输出相连接；中间连接单元与两电平上桥臂和两电平下桥臂的中点级联；中间连接单元和T型三电平单元的功率开关运行于高频开关模式。
第二方面，提供一种混合多电平逆变器的飞跨电容电压平衡控制方法，混合多电平逆变器包括一个T型三电平单元，飞跨电容电压平衡控制方法包括：
S1、获取高铁永磁牵引系统中的控制目标，所述控制目标包括调制度m、初相角φ0和载波频率fc；
S2、根据所述控制目标，通过电压、电流和功率控制环产生混合多电平逆变器A、B、C相的参考调制波信号：
其中，Va_ref、Vb_ref、Vc_ref分别为A、B、C相的参考调制波信号；Vdc为直流母线电压；t为时间；
S3、获取逆变器的运行模式，采用同相层叠的多载波SPWM调制算法比较参考调制波信号与三角载波信号，并产生运行模式下逆变器的期望输出电平Lx，x为A相、B相或C相，l为运行模式，l＝5、7、9，期望输出电平与输出电压vx的关系为：
S4、检测x相电流ix的电流方向和电解电容Cfx1和Cfx2的电压vfx1和vfx2，并计算电解电容Cfx1、Cfx2的电压vfx1、vfx2的偏差信号ΔVfx1、ΔVfx2：
ΔVfx1＝vfx1-Vdc/(n-1)，ΔVfx2＝vfx2-Vdc/(n-1)；
S5、根据x相电流ix、期望输出电平vx及偏差信号ΔVfx1，ΔVfx2，控制功率开关管T3、T11、T12、T1和T2的开通和关断状态。
第三方面，提供一种高铁永磁牵引系统，其包括直流输入单元、四台牵引电机、四台隔离接触器和四台混合多电平逆变器，四台混合多电平逆变器均与直流输入单元级联，每一台混合多电平逆变器分别通过隔离接触器与一台牵引电机连接；牵引电机为永磁同步电机，永磁同步牵引电机的转速与供电频率成正比。
本发明的有益效果为：本方案通过高压低频单元和低压高频单元中的两电平上桥臂和两电平下桥臂及T型三电平单元的相互结合，使得逆变器能够输出多个电压电平，当其中部分功率开关损坏了，其可以通过选取最优的冗余开关状态来控制内部功率开关的通断，使逆变器仍然运行于多电平输出模式，确保逆变器具有较高的容错能力。
相比于传统的多电平逆变器拓扑(如二极管中点钳位型、级联H桥型及飞跨电容型多电平拓扑)，在输出相同电平数时，本方案的混合多电平逆变器省去了大量的隔离电源和钳位二极管，降低了飞跨电容的数量，同时增加了冗余路径和控制自由度，更有利于飞跨电容电压的平衡控制、多模式运行及故障容错运行，使得本发明所公开的混合多电平逆变器在高铁永磁牵引系统中应用具有潜在的结构简单、控制灵活、电磁兼容性能好及容错能力强等优良特性。
另外，本方案高压低频单元的所有功率开关采用硅器件，而低压高频单元的所有功率开关采用碳化硅器件，使得逆变器兼顾了碳化硅器件的成本劣势，在开关频率较高的地方使用碳化硅器件，在开关频率较低的地方使用传统的硅器件，充分发挥碳化硅器件在高开关频率下功率损耗低的优势，提高了逆变器的效率，获得接近于全碳化硅器件逆变器的性能的同时大幅降低系统的成本，同时碳化硅模块相比于硅器件体积大幅度减小，因此该拓扑结构可以使得永磁列车更加轻量化且运行效率更高。
附图说明
图1为单相混合多电平逆变器拓扑结构图。
图2为三相混合多电平逆变器拓扑结构图。
图3为混合多电平逆变器推广到更高电平的拓扑结构图。
图4为基于混合多电平逆变器的高铁永磁同步电机牵引系统框图。
图5为飞跨电容电压平衡控制方法的流程图。
其中，1、直流输入电路；2、单相桥臂；21、高压低频单元；211、两电平上桥臂；212、两电平下桥臂；22、低压高频单元；221、中间连接单元；222、T型三电平单元。
具体实施方式
下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
如图1和图3所示，混合多电平逆变器包括至少一个单相桥臂2及给单相桥臂2提供直流电压的直流输入电路1；实施时，本方案优选直流侧输入电路包括串联耦合的电解电容Cd1和电解电容Cd2，电解电容Cd1的正极性端与正母线端相连，电解电容Cd1的负极性端与电解电容Cd2的正极性端相连，电解电容Cd1的负极性端与负母线端相连。
在该逆变器投入运行前，本方案首先通过母线直流源对直流输入电路1的电解电容进行充电。
每个单相桥臂2包括级联的高压低频单元21和低压高频单元22，高压低频单元21包括串联耦合的两电平上桥臂211和两电平下桥臂212；两电平上桥臂211和两电平下桥臂212中的功率开关运行于基频模式。
在本发明的一个实施例中，两电平上桥臂211、两电平下桥臂212分别包括串联耦合的功率开关管T1、T1'及串联耦合的功率开关管T2、T2'；功率开关管T1的集电极与正母线端P耦合；功率开关管T1的发射极与功率开关管T1'的集电极耦合；
功率开关管T1'的发射极和功率开关管T2的集电极均耦合至直流母线中点O，功率开关管T2的发射极与功率开关管T2'的集电极相连，功率开关管T2'的发射极连接至负母线端N。
如图1至图3所示，低压高频单元22包括依次级联而成的中间连接单元221和至少一个T型三电平单元222，随着T型三电平单元222的数量增加，则功率开关管的开关状态组合越多，输出电能质量更好，以达到纯净供电的目的。
每个低压高频单元22的最后一个T型三电平单元222与一个独立的输出相连接；中间连接单元221与两电平上桥臂211和两电平下桥臂212的中点级联；中间连接单元221和T型三电平单元222的功率开关运行于高频开关模式。
如图3所示，中间连接单元221包括功率开关管T3、T3'；T型三电平单元222包括四个功率开关管Tn1、Tn1'、Tn2'、Tn2及两个串联耦合的电解电容Cfn1、Cfn2，n为T型三电平单元222的总个数；电解电容Cfn1、Cfn2构成飞跨电容；
功率开关管T3的漏极耦合至两电平上桥臂211的中点M，功率开关管T3的源极连接至电解电容Cf11的正极性端P1，功率开关管T3'的源极连接至两电平下桥臂212的中点F，功率开关管T3'的漏极连接至电解电容Cf12的负极性端N1；
功率开关管Tn1的漏极连接至电解电容Cfn1的正极性端Pn，功率开关管Tn2'的源极连接至电解电容Cfn2的负极性端Nn，Tn2的源极连接至电解电容Cfn1、Cfn2的中点On，Tn2的漏极与Tn1'的源极相连；
Tn1的源极与Tn2'的漏极相连并连接至输出端；Tn1'的漏极连接至输出端；
当n≥2时，T(n-1)1的源极与连接至电解电容Cfn1的正极性端Pn，T(n-1)1'的漏极连接至电解电容Cfn1、Cfn2的中点On，T(n-1)2'的漏极连接至电解电容Cfn2的负极性端Nn；
功率开关管T1和T1'，功率开关管T2和T2'均互补开通和关断；功率开关管T3和T3'，功率开关管Tn1和Tn1'，功率开关管Tn2和Tn2'均互补开通和关断。
本方案的逆变器采用上述电路结构后，通过多对互补开通和关断的功率开关管的相互配合，使得逆变器具有多种开关状态，通过选择合适的冗余开关状态，可以实现两个飞跨电容Cf1和Cf2的充、放电平衡，从而使混合多电平逆变器在不同运行模式下输出期望的电压和电流。
当本方案逆变器中仅具有一个T型三电平单元222时，逆变器可以存在三种运行模式，即输出五电平、七电平及九电平；随着T型三电平单元222数量的增多，逆变器输出的电平也会随之增加，另一方面，T型三电平单元222的数量过多，其开关管数量极具增加，将导致逆变器控制复杂度增加、系统可靠性降低，因此，需要根据实际控制目标，确定T型三电平单元222的数量。
逆变器通过高压低频单元21和低压高频单元22的相互配合，在某个功率开关管损坏后，通过逆变器其他开关状态的优化配合可以尽量保证逆变器输出多电平，以保证逆变器的正常工作。
其中，功率开关管T1、T1'及功率开关管T2、T2'均为硅材料的绝缘栅双极性晶闸管IGBT；功率开关管T3、T3'及功率开关管Tn1、Tn1'、Tn2'、Tn2均选取碳化硅材料的场效应晶体管MOSFET。
本方案采用碳化硅器件与硅器件混合使用构建的逆变器，可以优化逆变器电路中各个器件的损耗分布，从而在充分发挥碳化硅器件高开关频率、低开关损耗等优势的同时，大幅降低器件成本，提高牵引逆变器电路的性价比，加快碳化硅器件在高铁牵引系统中的推广，推动永磁高铁牵引技术的升级。
如图2所示，三相混合多电平逆变器拓扑包括三个单相桥臂2，分别为A、B、C相，其中每个单相桥臂2中的T型三电平单元222的电路结构可以相同也可以不相同，具体可以根据实际应用场景进行调整。
其中，直流输入电路1中电解电容Cd1、Cd2的电压均为直流母线电压Vdc的一半；电解电容Cfn1和Cfn2的电压为直流母线电压Vdc的1/4，1/6或1/8，Cfn1和Cfn2的电压使混合多电平逆变器运行于三种模式，A相输出端电压为：
其中，S1、S3、Sn1和Sn2分别为功率开关管T1、T3、Tn1和Tn2的开关函数；vfn1和vfn2分别为电解电容Cfn1和Cfn2的电压；Vdc为直流母线电压。
本方案通过向A相输出端电压带入不同的Vfn1和Vfn2的值，可以直观的反映出三种运行模式。
逆变器具有一个T型三电平单元222时，逆变器的三种不同的运行模式下开关状态与输出电压的关系分别如表1-3所示，表1-3中的1代表开关管开通状态；0代表开关管关断状态。
运行模式1(逆变器输出五电平)：当飞跨电容Cf1和Cf2的电压控制为Vdc/4时，逆变器输出五电平(-Vdc/2，-Vdc/4，0，Vdc/4，Vdc/2)，A相输出电压va为：
表1运行模式1下逆变器开关状态与输出电压的关系
运行模式2(逆变器输出七电平)：当飞跨电容Cf1和Cf2的电压控制为Vdc/6时，逆变器输出七电平(-Vdc/2，-Vdc/3，-Vdc/6，0，Vdc/6，Vdc/3，Vdc/2)，A相输出电压va可以表示为：
表2运行模式2下逆变器开关状态与输出电压的关系
运行模式3(逆变器输出五电平)：当飞跨电容Cf1和Cf2的电压控制为Vdc/6时，逆变器输出九电平(-Vdc/2，-3Vdc/8，-Vdc/4，-Vdc/8，0，Vdc/8，Vdc/4，3Vdc/8，Vdc/2)，A相输出电压va可以表示为：
表3运行模式3下逆变器开关状态与输出电压的关系
如图4所示，高铁永磁牵引系统包括直流输入电路1、四台牵引电机、四台隔离接触器和四台混合多电平逆变器，此处的混合多电平逆变器为三相桥臂的拓扑结构。
四台混合多电平逆变器均与直流输入单元级联，每一台混合多电平逆变器分别通过隔离接触器与一台牵引电机连接；牵引电机为永磁同步电机，永磁同步牵引电机的转速与供电频率成正比。
本方案采用一台牵引逆变器驱动一台永磁同步牵引电机，即轴控方式，可以避免因轮径差造成的线速度不一致，采用隔离接触器用以避免永磁同步牵引电机产生的反电势过大而引起牵引逆变器的故障。
直流输入单元包括开关K、电感L1、L2和电容C1、C1；开关K一端与直流电源连接，另一端与电感L1、L2耦合，电感L1的另一端分别与电容C1和两个混合多电平逆变器耦合，电感L2的另一端分别与电容C2和余下两个混合多电平逆变器耦合；电容C1、C1和四个混合多电平逆变器均接地。
本方案的混合多电平逆变器具有控制方式多样、输出谐波小、开关频率低、响应速度快、电磁兼容性好及器件电压应力低等良好的特性，将其应用于高铁永磁牵引系统后，提高了牵引系统在低开关频率下的电能输出质量和电磁兼容性能，同时降低了牵引电机的输出转矩脉动，降低了电机的附加损耗和温升，保证了永磁同步牵引电机的稳定性控制；同时还克服了现有两电平牵引逆变器输出电能质量差、电磁兼容性能较差，导致牵引电机转矩脉动较大等问题。
本方案通过多个功率开关管的配合，为逆变器增加了控制自由度，而在调整逆变器自由度时，飞跨电容随着开关状态的频繁切换进行充、放电，使得飞跨电容的电容电压难以平衡，为此本方案提供了一种飞跨电容电压平衡控制方法，通过该方法能够保证逆变器具有多个控制自由度时，又能够使混合多电平逆变器在不同运行模式下输出期望的电压和电流。
本方案的飞跨电容电压平衡控制方法应用于混合多电平逆变器仅包括一个T型三电平单元222的情况，如图5所示，飞跨电容电压平衡控制方法包括步骤S1至步骤S5。
S1、获取高铁永磁牵引系统中的控制目标，所述控制目标包括调制度m、初相角φ0和载波频率fc；
S2、根据所述控制目标，通过电压、电流和功率控制环产生混合多电平逆变器A、B、C相的参考调制波信号：
其中，Va_ref、Vb_ref、Vc_ref分别为A、B、C相的参考调制波信号；Vdc为直流母线电压；t为时间；
S3、获取逆变器的运行模式，采用同相层叠的多载波SPWM调制算法比较参考调制波信号与三角载波信号，并产生运行模式下逆变器的期望输出电平Lx，期望输出电平与输出电压vx的关系为：
其中，x为A相、B相或C相，l为运行模式，l＝5、7、9；
S4、检测x相电流ix的电流方向和电解电容Cfx1和Cfx2的电压vfx1和vfx2，并计算电解电容Cfx1、Cfx2的电压vfx1、vfx2的偏差信号ΔVfx1、ΔVfx2：
ΔVfx1＝vfx1-Vdc/(n-1)，ΔVfx2＝vfx2-Vdc/(n-1)；
S5、根据x相电流ix、期望输出电平vx及偏差信号ΔVfx1，ΔVfx2，控制功率开关管T3、T11、T12、T1和T2的开通和关断状态。
本方案根据飞跨电容电压偏差信号和负载电流(x相电流ix)方向，选择最优的冗余开关状态对飞跨电容进行充、放电，可以减小飞跨电容电压偏差；通过功率开关管导通或关断的优化选择，可以实现飞跨电容电压的平衡控制，实现混合多电平逆变器在三种运行模式下输出期望的电压和电流。
在本发明的一个实施例中，步骤S5进一步包括：
当混合多电平逆变器的运行模式l＝5为输出五电平时，执行步骤A1至步骤A5：
A1、判断期望输出电平Lx是否等于0、-2或2；
A2、若Lx＝0，判断x相电流ix是否大于零，若是，开启T1、T2；关闭T3、T11和T12，否则开启T3、T11和T12，关闭T1、T2；
A3、若Lx＝-2，关闭功率开关管T3、T11、T12、T1和T2；
A4、若Lx＝2，开启功率开关管T3、T11、T12、T1和T2；
A5、若Lx≠-2、0或2，根据期望输出电平Lx及偏差信号ΔVfx1，ΔVfx2，确定功率开关管T3、T11、T12、T1和T2的开关状态：
A51、当Lx＝1时，判断ΔVfx1*ix是否大于0，若是，开启T1、T2和T12，关闭T3和T11；否则开启T1、T2、T3和T12，关闭T11；
A52、当Lx＝-1时，判断ΔVfx2*ix是否大于0，若是，开启T12，关闭T1、T2、T3和T11；否则开启T3、T12，关闭T1、T2和T11；
当混合多电平逆变器的运行模式l＝7为输出七电平时，执行步骤B1至步骤B5：
B1、判断期望输出电平Lx是否等于0、-3或3；
B2、若Lx＝0，判断x相电流ix是否大于零，若是，开启T1、T2；关闭T3、T11和T12，否则开启T3、T11和T12，关闭T1、T2；
B3、若Lx＝-3，关闭功率开关管T3、T11、T12、T1和T2；
B4、若Lx＝3，开启功率开关管T3、T11、T12、T1和T2；
B5、若Lx≠-3、0或3，根据期望输出电平Lx及偏差信号ΔVfx1，ΔVfx2，确定功率开关管T3、T11、T12、T1和T2的开关状态：
B51、当Lx＝-1时，判断ΔVfx1*ix是否大于0，若是，开启T11、T12，关闭T1、T2和T3；否则开启T3和T12，关闭T11、T1和T2；
B52、当Lx＝-2时，判断ΔVfx2*ix是否大于0，若是，开启T12，关闭T1、T2、T3和T11；否则开启T3，关闭T12、T1、T2和T11；
B53、当Lx＝1时，判断ΔVfx2*ix是否大于0，若是，开启T1、T2和T3，关闭T11、T12；否则开启T1、T2、T12，关闭T3、T11；
B54、当vx＝2时，判断ΔVfx1*ix是否大于0，若是，开启T1、T2、T11和T12，关闭T3；否则开启T1、T2、T12和T3，关闭T11；
当混合多电平逆变器的运行模式l＝9为输出九电平时，执行步骤C1至步骤C9：
C1、判断期望输出电平Lx是否等于0、1、3、4、-1、-3或-4；
C2、若Lx＝0，判断x相电流ix是否大于零，若是，开启T1、T2；关闭T3、T11和T12，否则开启T3、T11和T12，关闭T1、T2；
C3、若Lx＝-1，开启功率开关管T3、T12，关闭T1、T2和T11；
C4、若Lx＝1，开启功率开关管T1、T2和T12，关闭T3和T11；
C5、若Lx＝-3，开启功率开关管T12，关闭T1、T2、T3和T11；
C6、若Lx＝3，开启功率开关管T1、T2、T3和T12，关闭T11；
C7、若Lx＝-4，关闭功率开关管T1、T2、T3、T11和T12；
C8、若Lx＝4，开启功率开关管T1、T2、T3、T11和T12；
C9、若Lx≠-4、-3、-1、0、1、3或4，根据期望输出电平Lx及偏差信号ΔVfx1，ΔVfx2，确定功率开关管T3、T11、T12、T1和T2的开关状态：
C91、当Lx＝-2时，判断ΔVfx1*ix是否大于0，若是，开启T11、T12，关闭T1、T2和T3；否则开启T3，关闭T11、T12、T1和T2；
C92、当Lx＝2时，判断ΔVfx1*ix是否大于0，若是，开启T1、T2、T11和T12，关闭T3；否则开启T1、T2和T3，关闭T11、T12。
本方案通过上述方式实现功率开关管的通断，可以根据输出期望电压和电流，通过对偏差信号和负载电流方向的判断，快速地查找到最优的开关状态，并对开关状态对应的功率开关管的通断进行切换，以保证功率开关管的准确快速地切换。
综上所述，本方案通过高压低频单元21和低压高频单元22中功率开关管的优化配合，使得逆变器具有多种运行模式及大量的冗余开关状态，增加了逆变器的控制自由度及容错能力；将逆变器应用于高铁永磁牵引系统，可以提高系统的电能输出质量和电磁兼容性能。

Claims (5)

1.混合多电平逆变器，其特征在于，包括至少一个单相桥臂及给单相桥臂提供直流电压的直流输入电路；每个单相桥臂包括级联的高压低频单元和低压高频单元，所述高压低频单元包括串联耦合的两电平上桥臂和两电平下桥臂；两电平上桥臂和两电平下桥臂中的功率开关运行于基频模式；
所述低压高频单元包括依次级联而成的中间连接单元和至少一个T型三电平单元，每个低压高频单元的最后一个T型三电平单元与一个独立的输出相连接；所述中间连接单元与两电平上桥臂和两电平下桥臂的中点级联；所述中间连接单元和T型三电平单元的功率开关运行于高频开关模式；
所述直流输入电路包括串联耦合的电解电容C d1和电解电容C d2，所述电解电容C d1的正极性端与正母线端相连，电解电容C d1的负极性端与电解电容C d2的正极性端相连，电解电容C d1的负极性端与负母线端相连；
两电平上桥臂、两电平下桥臂分别包括串联耦合的功率开关管T 1、T 1'及串联耦合的功率开关管T 2、T 2'；功率开关管T 1的集电极与正母线端P耦合；功率开关管T 1 的发射极与功率开关管T 1' 的集电极耦合；
功率开关管T 1' 的发射极和功率开关管T 2的集电极均耦合至直流母线中点O，功率开关管T 2 的发射极与功率开关管T 2'的集电极相连，功率开关管T 2' 的发射极连接至负母线端N；
所述中间连接单元包括功率开关管T 3、T 3'；所述T型三电平单元包括四个功率开关管T n1、T n1'、T n2'、T n2及两个串联耦合的电解电容C fn1、C fn2，n为T型三电平单元的总个数；电解电容C fn1、C fn2构成飞跨电容；
功率开关管T 3的漏极耦合至两电平上桥臂的中点M，功率开关管T 3的源极连接至电解电容C f11的正极性端P 1，功率开关管T 3'的源极连接至两电平下桥臂的中点F，功率开关管T 3'的漏极连接至电解电容C f12的负极性端N 1；
功率开关管T n1的漏极连接至电解电容C fn1的正极性端P n，功率开关管T n2'的源极连接至电解电容C fn2的负极性端N n，T n2的源极连接至电解电容C fn1、C fn2的中点O n，T n2的漏极与T n1'的源极相连；
T n1的源极与T n2'的漏极相连并连接至输出端；T n1'的漏极连接至输出端；
当n≥2时，T （n-1）1的源极与连接至电解电容C fn1的正极性端P n，T （n-1）1'的漏极连接至电解电容C fn1、C fn2的中点O n，T （n-1）2'的漏极连接至电解电容C fn2的负极性端N n；
功率开关管T 1和T 1'，功率开关管T 2和T 2'均互补开通和关断；功率开关管T 3和T 3'，功率开关管T n1和T n1'，功率开关管T n2和T n2'均互补开通和关断；
所述功率开关管T 1、T 1'及功率开关管T 2、T 2'均为硅材料的绝缘栅双极性晶闸管IGBT；
所述功率开关管T 3、T 3'及功率开关管T n1、T n1'、T n2'、T n2均选取碳化硅材料的场效应晶体管MOSFET；
所述混合多电平逆变器包括一个T型三电平单元，所述混合多电平逆变器的控制方法包括：
S1、获取高铁永磁牵引系统中的控制目标，所述控制目标包括调制度m、初相角和载波频率f c；
S2、根据所述控制目标，通过电压、电流和功率控制环产生混合多电平逆变器A、B、C相的参考调制波信号：
；
其中，、/>、/>分别为A、B、C相的参考调制波信号；V dc为直流母线电压；t为时间；
S3、获取逆变器的运行模式，采用同相层叠的多载波SPWM调制算法比较参考调制波信号与三角载波信号，并产生运行模式下逆变器的期望输出电平L x，期望输出电平与输出电压v x的关系为：
其中，x为A相、B相或C相，l为运行模式，l=5、7、9；
S4、检测x相电流i x的电流方向和电解电容C fx1和C fx2的电压v fx1和v fx2，并计算电解电容C fx1、C fx2的电压v fx1、v fx2的偏差信号ΔV fx1、ΔV fx2：
ΔV fx1=v fx1-V dc/(n-1)，ΔV fx2=v fx2-V dc/(n-1)；
S5、根据x相电流i x、期望输出电平L x及偏差信号ΔV fx1，ΔV fx2，控制功率开关管T 3、T 11、T 12、T 1和T 2的开通和关断状态。
2.根据权利要求1所述的混合多电平逆变器，其特征在于，所述混合多电平逆变器包括三个单相桥臂，分别为A、B、C相。
3.根据权利要求1所述的混合多电平逆变器，其特征在于，直流输入电路中电解电容C d1、C d2的电压均为直流母线电压V dc的一半；电解电容C fn1和C fn2的电压为直流母线电压V dc的1/4，1/6或1/8，C fn1和C fn2的电压使混合多电平逆变器运行于三种模式，A相输出端电压为：
其中，S 1、S 3、S n1和S n2分别为功率开关管T 1、T 3、T n1和T n2的开关函数；v fn1和v fn2分别为电解电容C fn1和C fn2的电压；V dc为直流母线电压。
4.根据权利要求1所述的混合多电平逆变器，其特征在于，步骤S5进一步包括：
当混合多电平逆变器的运行模式l=5为输出五电平时，执行步骤A1至步骤A5：
A1、判断期望输出电平L x是否等于0、-2或2；
A2、若L x=0，判断x相电流i x是否大于零，若是，开启T 1、T 2；关闭T 3、T 11和T 12，否则开启T 3、T 11和T 12，关闭T 1、T 2；
A3、若L x=-2，关闭功率开关管T 3、T 11、T 12、T 1和T 2；
A4、若L x=2，开启功率开关管T 3、T 11、T 12、T 1和T 2；
A5、若L x ≠-2、0或2，根据期望输出电平L x及偏差信号ΔV fx1，ΔV fx2，确定功率开关管T 3、T 11、T 12、T 1和T 2的开关状态：
A51、当L x=1时，判断ΔV fx1*i x是否大于0，若是，开启T 1、T 2和T 12，关闭T 3和T 11；否则开启T 1、T 2、T 3和T 12，关闭T 11；
A52、当L x=-1时，判断ΔV fx2*i x是否大于0，若是，开启T 12，关闭T 1、T 2、T 3和T 11；否则开启T 3、T 12，关闭T 1、T 2和T 11；
当混合多电平逆变器的运行模式l=7为输出七电平时，执行步骤B1至步骤B5：
B1、判断期望输出电平L x是否等于0、-3或3；
B2、若L x=0，判断x相电流i x是否大于零，若是，开启T 1、T 2；关闭T 3、T 11和T 12，否则开启T 3、T 11和T 12，关闭T 1、T 2；
B3、若L x=-3，关闭功率开关管T 3、T 11、T 12、T 1和T 2；
B4、若L x=3，开启功率开关管T 3、T 11、T 12、T 1和T 2；
B5、若L x ≠-3、0或3，根据期望输出电平L x及偏差信号ΔV fx1，ΔV fx2，确定功率开关管T 3、T 11、T 12、T 1和T 2的开关状态：
B51、当L x=-1时，判断ΔV fx1*i x是否大于0，若是，开启T 11、T 12，关闭T 1、T 2和T 3；否则开启T 3和T 12，关闭T 11、T 1和T 2；
B52、当L x=-2时，判断ΔV fx2*i x是否大于0，若是，开启T 12，关闭T 1、T 2、T 3和T 11；否则开启T 3，关闭T 12、T 1、T 2和T 11；
B53、当L x=1时，判断ΔV fx2*i x是否大于0，若是，开启T 1、T 2和T 3，关闭T 11、T 12；否则开启T 1、T 2、T 12，关闭T 3、T 11；
B54、当v x=2时，判断ΔV fx1*i x是否大于0，若是，开启T 1、T 2、T 11和T 12，关闭T 3；否则开启T 1、T 2、T 12和T 3，关闭T 11；
当混合多电平逆变器的运行模式l=9为输出九电平时，执行步骤C1至步骤C9：
C1、判断期望输出电平L x是否等于0、1、3、4、-1、-3或-4；
C2、若L x=0，判断x相电流i x是否大于零，若是，开启T 1、T 2；关闭T 3、T 11和T 12，否则开启T 3、T 11和T 12，关闭T 1、T 2；
C3、若L x=-1，开启功率开关管T 3、T 12，关闭T 1、T 2和T 11；
C4、若L x=1，开启功率开关管T 1、T 2和T 12，关闭T 3和T 11；
C5、若L x=-3，开启功率开关管T 12，关闭T 1、T 2、T 3和T 11；
C6、若L x=3，开启功率开关管T 1、T 2、T 3和T 12，关闭T 11；
C7、若L x=-4，关闭功率开关管T 1、T 2、T 3、T 11和T 12；
C8、若L x=4，开启功率开关管T 1、T 2、T 3、T 11和T 12；
C9、若L x ≠-4、-3、-1、0、1、3或4，根据期望输出电平L x及偏差信号ΔV fx1，ΔV fx2，确定功率开关管T 3、T 11、T 12、T 1和T 2的开关状态：
C91、当L x=-2时，判断ΔV fx1*i x是否大于0，若是，开启T 11、T 12，关闭T 1、T 2和T 3；否则开启T 3，关闭T 11、T 12、T 1和T 2；
C92、当L x=2时，判断ΔV fx1*i x是否大于0，若是，开启T 1、T 2、T 11和T 12，关闭T 3；否则开启T 1、T 2和T 3，关闭T 11、T 12。
5.高铁永磁牵引系统，其特征在于，包括直流输入单元、四台牵引电机、四台隔离接触器和四台权利要求1-4任一所述的混合多电平逆变器，四台混合多电平逆变器均与直流输入单元级联，每一台混合多电平逆变器分别通过隔离接触器与一台牵引电机连接；所述牵引电机为永磁同步电机，永磁同步牵引电机的转速与供电频率成正比。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111193415B (zh) * 2020-03-06 2024-03-19 西南交通大学 一种高速列车容错型牵引变流器主电路
EP3916987A1 (de) * 2020-05-29 2021-12-01 Siemens Aktiengesellschaft Submodul als hybrid-zelle für einen modularen multilevel-stromrichter
CN112290817B (zh) * 2020-10-16 2022-07-22 郑州大学 扩展t型多电平变流拓扑及调制方法
WO2024065280A1 (zh) * 2022-09-28 2024-04-04 华为数字能源技术有限公司 多电平变换电路、功率变换器和电力系统

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105305861A (zh) * 2015-10-26 2016-02-03 东南大学 一种级联多电平逆变器
CN105577012A (zh) * 2016-03-15 2016-05-11 东南大学 一种混合五电平变流器及其控制方法
CN106208894A (zh) * 2016-08-24 2016-12-07 清华大学 一种多相电机驱动系统
CN106787877A (zh) * 2016-12-13 2017-05-31 清华大学 对偶单极电压模块链及其混合多电平变流器
US10396681B1 (en) * 2018-09-05 2019-08-27 King Abdulaziz University Multilevel inverters with increased number of output steps
CN210578295U (zh) * 2019-11-26 2020-05-19 西南交通大学 混合多电平逆变器及高铁永磁牵引系统

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120218795A1 (en) * 2011-02-28 2012-08-30 Siemens Corporation Pulse width modulated control for hybrid inverters

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105305861A (zh) * 2015-10-26 2016-02-03 东南大学 一种级联多电平逆变器
CN105577012A (zh) * 2016-03-15 2016-05-11 东南大学 一种混合五电平变流器及其控制方法
CN106208894A (zh) * 2016-08-24 2016-12-07 清华大学 一种多相电机驱动系统
CN106787877A (zh) * 2016-12-13 2017-05-31 清华大学 对偶单极电压模块链及其混合多电平变流器
US10396681B1 (en) * 2018-09-05 2019-08-27 King Abdulaziz University Multilevel inverters with increased number of output steps
CN210578295U (zh) * 2019-11-26 2020-05-19 西南交通大学 混合多电平逆变器及高铁永磁牵引系统

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
夏向阳，等.混合型模块化多电平换流器的改进载波移相控制策略.2018,第49卷(第11期),第2886-2893页. *

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