CN111884534A - 一种基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路 - Google Patents
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Abstract
本发明提出一种基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路，解决了现有多电平逆变电路结构复杂度高、开关损耗及电路投资成本大的问题，本发明以单个开关电容和飞跨电容单元为基础，还包括若干个开关，通过控制若干个开关的有序通断，第一电平输出端与第二电平输出端共同作用之后，作为多电平升压逆变电路的输出，输出多电平状态，本发明提出的电路结构复杂度低，而且不采用全桥逆变单元，即不存在过多高压开关的开关损耗，降低了开关损耗及电路投资成本。
Description
技术领域
本发明涉及多电平逆变的技术领域，更具体地，涉及一种基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路。
背景技术
光伏发电单元、蓄电池或燃料电池等直流电源的低压直流电转换成高压交流电输出时须用到升压逆变电路，而传统两电平的逆变电路通常需要前级直流升压电路将低压直流电转换成高压直流电，然后再逆变成工业应用需要的交流电，这不但增加了成本和系统复杂性，还降低了系统效率。为此，基于开关电容的单级升压型逆变电路成为了近年的研究热点。
2012年2月，Y.Hinago，H.Koizumi等在IEEE Transactions on IndustrialElectronics上发表的A Switched-Capacitor Inverter Using Series/ParallelConversion with Inductive Load的论文中公开了一种如图1所示的基于开关电容的升压逆变电路，参见图1，该电路由左侧n个串并联开关电容单元及右侧的全桥逆变单元构成，其中，每个开关电容单元M由三个开关管和两个电容器构成。其中，由n个串并联开关电容单元构成的电路可产生n+1种不同的直流电平，再经全桥逆变单元N逆变后，整个电路可输出含有2n+3种不同电平的交流电。
然而，现有这种基于开关电容的多电平逆变电路需要较多的开关管，尤其当实际要求输出电平数目较多时，需要开关管的数目更是惊人，过多开关器件的使用造成整个电路的结构复杂度增加，另外，交流电是通过全桥逆变单元产生的，一个全桥逆变单元由四个高压开关管构成，过多高压开关的使用也会导致开关损耗及电路投资成本的增加，无法保证电路的实用性。
发明内容
现有基于开关电容的多电平逆变电路需要开关管的数目多，电路结构复杂度高，另外现有基于开关电容的多电平逆变电路的全桥逆变单元中采用多个高压开关，具有开关损耗及电路投资成本大的缺陷，为克服以上弊端，本发明提出一种基于开关电容和飞跨电容的多电平逆变电路，降低电路的结构复杂度，同时减少整个电路的损耗，提升电路的实用性。
为了达到上述技术效果，本发明的技术方案如下：
一种基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路，包括第一开关桥、开关电容单元、直流电压源、第三开关S3、第三互补开关S’3、由第三电容器C3及第四电容器C4依次相连构成的飞跨电容单元及三端开关桥，开关电容单元的第一输入端a连接直流电压源的正极，直流电压源的负极连接开关电容单元的第二输入端b，开关电容单元的第一输出端c连接第一开关桥的一端，开关电容单元的第二输出端d连接第一开关桥的另一端，第一开关桥还连接多电平升压逆变电路的第一电平输出端uo+；
所述飞跨电容单元的一端通过第三开关S3连接直流电压源的正极，飞跨电容单元的另一端通过第三互补开关S’3连接直流电压源的负极，三端开关桥的e端连接飞跨电容单元的一端，飞跨电容单元的第三电容器C3与第四电容器C4连接于a'点，a'点与三端开关桥的f端连接，三端开关桥的g端连接飞跨电容单元的另一端，三端开关桥的f端反向延伸，连接多电平升压逆变电路的第二电平输出端uo-。
在此，第一电平输出端uo+与第二电平输出端uo-共同作用，组成多电平升压逆变电路的输出，多电平升压逆变电路的输出电平满足：
[uo]＝[uo+]-[uo-]
其中，[uo+]表示第一输出端uo+输出的电平状态，[uo-]表示第二输出端uo-输出的电平状态，[uo]表示多电平逆变电路的输出电平状态；多电平升压逆变电路基于单个开关电容和飞跨电容单元(第三电容器C3及第四电容器C4)，电路结构复杂度低，而且不采用全桥逆变单元，即不存在过多高压开关的开关损耗，相应降低了开关损耗及电路投资成本。
优选地，所述开关电容单元包括第一电容器C1、第二电容器C2、第一二极管D1、第二二极管D2、第二开关S2及第二互补开关S’2，第一电容器C1的一端连接第一二极管D1的阴极，连接点作为开关电容单元的第一输出端c，第一电容器C1的另一端分别连接第二电容器C2的一端、第二开关S2的第一端，第二开关S2的第二端连接第一二极管D1的阳极，连接点作为开关电容单元的第一输入端a；第二电容器C2的另一端连接第二二极管D2的阳极，连接点作为开关电容单元的第二输出端d，第二二极管D2的阴极连接第二互补开关S’2的第一端，连接点作为开关电容单元的第二输入端b，第二互补开关S’2的第二端连接第二开关S2的第一端。
优选地，所述第二开关S2与第二互补开关S’2互补导通，即第二开关S2与第二互补开关S’2在任何时刻的状态相反。
优选地，所述第一开关桥包括第一开关S1、第一互补开关S’1，第一开关S1的第一端连接第一互补开关S’1的第二端，第一开关S1与第一互补开关S’1的连接点还连接第一电平输出端uo+，第一开关S1的第二端连接开关电容单元的第一输出端c，第一互补开关S’1的第一端连接开关电容单元的第二输出端d。所述第一开关S1与第一互补开关S’1互补导通。
优选地，所述三端开关桥包括第四开关S4、第五开关S5及第六双向开关S6，所述第四开关S4的第一端、第五开关S5的第二端及第六双向开关S6的一端连接于同一点h，第六双向开关S6的另一端作为三端开关桥的f端，第四开关S4的第二端作为三端开关桥的e端,第五开关S5的第一端作为三端开关桥的g端。
优选地，第六双向开关S6由两个反向串联的IGBT管或MOSFET管构成。
优选地，第一开关S1与第一互补开关S’1、第二开关S2及第二互补开关S’2、第三开关S3、第三互补开关S’3、第四开关S4、第五开关S5均为单个IGBT管或MOSFET管。
优选地，所述直流电压源的输入电压为4E，E表示电压量级；当第二开关S2导通而第二互补开关S’2关断时，直流电压源通过第二二极管D2为第二电容器C2充电，第二电容器C2的电压等于输入电压4E。当第二开关S2关断而第二互补开关S’2导通时，直流电压源通过第一二极管D1为第一电容器C1充电，第一电容器C1的电压等于输入电压4E。
在此，基于第二开关S2与第二互补开关S’2互补导通的关系，电路中任何时刻的第一电容器C1或第一电容器C2的电压可自动稳定在4E。
优选地，第三电容器C3既能运行在充电状态，又能运行在放电状态，通过合理控制策略，第三电容器C3的电压等于直流电压源输入电压的四分之一，即E；第四电容器C4既能运行在充电状态，又能运行在放电状态，通过合理控制策略，第四电容器C4的电压等于直流电压源输入电压的四分之一，即E。
与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：
本发明提出一种基于开关电容和飞跨电容的多电平逆变电路，以单个开关电容和飞跨电容单元为基础，通过第一电平输出端与第二电平输出端共同作用，作为多电平升压逆变电路的输出，电路结构复杂度低，而且不采用全桥逆变单元，即不存在过多高压开关的开关损耗，降低了开关损耗及电路投资成本。
附图说明
图1为本发明背景技术中提出的现有基于开关电容的多电平升压逆变电路的结构图。
图2为本发明实施例中提出的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路的结构图。
图3为本发明实施例中提出的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+8E的工作状态电路图。
图4为本发明实施例中提出的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+7E的工作状态电路图。
图5为本发明实施例中提出的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+6E的工作状态电路图。
图6为本发明实施例中提出的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+6E的另一工作状态电路图。
图7为本发明实施例中提出的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+5E的工作状态电路图。
图8为本发明实施例中提出的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+4E的工作状态电路图。
图9为本发明实施例中提出的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+4E的另一工作状态电路图。
图10为本发明实施例中提出的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+3E的工作状态电路图。
图11为本发明实施例中提出的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+2E的工作状态电路图。
图12为本发明实施例中提出的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+2E的另一工作状态电路图。
图13为本发明实施例中提出的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为E的工作状态电路图。
图14为本发明实施例中提出的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为0的另一工作状态电路图。
具体实施方式
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
为了更好说明本实施例，附图某些部位会有省略、放大或缩小，并不代表实际的尺寸；
对于本领域技术人员来说，附图中某些公知说明可能省略是可以理解的。
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。
实施例1
如图2所示，本发明提出一种基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路，包括第一开关桥1、开关电容单元2、直流电压源3、第三开关S3、第三互补开关S’3、由第三电容器C3及第四电容器C4依次相连构成的飞跨电容单元4及三端开关桥5，参见图2，开关电容单元2的第一输入端a连接直流电压源3的正极，直流电压源3的负极连接开关电容单元2的第二输入端b，开关电容单元2的第一输出端c连接第一开关桥1的一端，开关电容单元2的第二输出端d连接第一开关桥1的另一端，第一开关桥1还连接多电平升压逆变电路的第一电平输出端uo+；飞跨电容单元4的一端通过第三开关S3连接直流电压源3的正极，飞跨电容单元4的另一端通过第三互补开关S’3连接直流电压源3的负极，三端开关桥5的e端连接飞跨电容单元4的一端，飞跨电容单元4的第三电容器C3与第四电容器C4连接于a'点，a'点与三端开关桥5的f端连接，三端开关桥5的g端连接飞跨电容单元2的另一端，三端开关桥5的f端反向延伸，连接多电平升压逆变电路的第二电平输出端uo-。
在本实施例中，第一电平输出端uo+与第二电平输出端uo-共同作用，组成多电平升压逆变电路的输出，多电平升压逆变电路的输出电平满足：
[uo]＝[uo+]-[uo-]
其中，[uo+]表示第一输出端uo+输出的电平状态，[uo-]表示第二输出端uo-输出的电平状态，[uo]表示多电平逆变电路的输出电平状态。
在本实施例中，开关电容单元2包括第一电容器C1、第二电容器C2、第一二极管D1、第二二极管D2、第二开关S2及第二互补开关S’2，第一电容器C1的一端连接第一二极管D1的阴极，连接点作为开关电容单元2的第一输出端c，第一电容器C1的另一端分别连接第二电容器C2的一端、第二开关S2的第一端，第二开关S2的第二端连接第一二极管D1的阳极，连接点作为开关电容单元2的第一输入端a；第二电容器C2的另一端连接第二二极管D2的阳极，连接点作为开关电容单元2的第二输出端d，第二二极管D2的阴极连接第二互补开关S’2的第一端，连接点作为开关电容单元2的第二输入端b，第二互补开关S’2的第二端连接第二开关S2的第一端。所述第二开关S2与第二互补开关S’2互补导通，即第二开关S2与第二互补开关S’2在任何时刻的状态相反。
在本实施例中，第一开关桥1包括第一开关S1、第一互补开关S’1，第一开关S1的第一端连接第一互补开关S’1的第二端，第一开关S1与第一互补开关S’1的连接点还连接第一电平输出端uo+，第一开关S1的第二端连接开关电容单元2的第一输出端c，第一互补开关S’1的第一端连接开关电容单元2的第二输出端b。第一开关S1与第一互补开关S’1互补导通。
在本实施例中，参见图2，三端开关桥5包括第四开关S4、第五开关S5及第六双向开关S6，第四开关S4的第一端、第五开关S5的第二端及第六双向开关S6的一端连接于同一点h，第六双向开关S6的另一端作为三端开关桥的f端，第四开关S4的第二端作为三端开关桥的e端,第五开关S5的第一端作为三端开关桥的g端。在具体实施时，第六双向开关S6可以由两个反向串联的IGBT管或MOSFET管构成，第一开关S1与第一互补开关S’1、第二开关S2及第二互补开关S’2、第三开关S3、第三互补开关S’3、第四开关S4、第五开关S5均为单个IGBT管或MOSFET管。
在本实施例中，直流电压源的输入电压为4E，E表示电压量级；当第二开关S2导通而第二互补开关S’2关断时，直流电压源通过第二二极管D2为第二电容器C2充电，第二电容器C2的电压等于输入电压4E。当第二开关S2关断而第二互补开关S’2导通时，直流电压源通过第一二极管D1为第一电容器C1充电，第一电容器C1的电压等于输入电压4E，第三电容器C3既能运行在充电状态，又能运行在放电状态，通过合理控制策略，第三电容器C3的电压等于直流电压源输入电压的四分之一，即E；第四电容器C4既能运行在充电状态，又能运行在放电状态，通过合理控制策略，第四电容器C4的电压等于直流电压源输入电压的四分之一，即E。综合以上，下面结合本发明提出的多电平升压逆变电路，以具体17电平的输出为例进行说明，电路的结构图仍以图2为准。
首先，第一电平输出端uo+与第二电平输出端uo-共同作用，组成多电平升压逆变电路的输出，多电平升压逆变电路的升压逆变电路的输出电平[uo]满足：
[uo]＝[uo+]-[uo-]
在图2所示的电路中，实际应用时，通过控制第一开关S1与第一互补开关S’1、第二开关S2及第二互补开关S’2、第三开关S3、第三互补开关S’3、第四开关S4、第五开关S5及第六双向开关S6这9个开关的有序通断，所述电路可将直流电压源1的输入电压4E转换成含有17种不同电平的交流电输出，即0、±E、±2E、±3E、±4E、±5E、±6E、±7E和±8E，具体工作状态下的开关通断逻辑如表1所示，其中，1和0分别对应开关的导通和关断，C、D和N分别对应电容器的充电、放电和闲置状态。
表1
由表1可以看出，0、±E、±2E、±3E、±4E、±5E、±6E、±7E和±8E此17种输出电平中，对于输出电平0、±2E、±4E和±6E，均有两种冗余状态与之对应，即0电平输出时，对应工作状态12和工作状态13；+2E电平输出时，对应工作状态9和工作状态10，以此时的电平输出为例，通过电容器状态可以看出，实际需求若想达到+2E的输出电平，飞跨电容中第三电容器、第四电容器可以是放电状态，即D，也可以选择充电状态，即C，因此可以根据实际应用情况，通过有效的控制，合理选择冗余状态使得第三电容C3和C4的电压稳定在E。
具体的，下面以基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路在正半周期的工作状态为例进行说明，图3～图14中虚线均表示关断，实线表示导通，箭头的方向表示电路中的电流流向，在负半周期的工作状态与此类似，此处不再赘述。
如图3所示，在工作状态1时，第一开关S1导通、第一互补开关S’1关断、第二开关S2导通、第二互补开关S’2关断、第三开关S3关断、第三互补开关S’3导通、第四开关S4关断、第五开关S5导通、第六双向开关S6关断，第一电容器C1放电、第二电容器C2放电、第三电容器C3闲置、第四电容器C4闲置，输出电平为+8E；
如图4所示，在工作状态2时，第一开关S1导通、第一互补开关S’1关断、第二开关S2导通、第二互补开关S’2关断、第三开关S3关断、第三互补开关S’3导通、第四开关S4关断、第五开关S5关断、第六双向开关S6导通，第一电容器C1放电、第二电容器C2充电、第三电容器C3闲置、第四电容器C4充电，输出电平为+7E；
如图5所示，在工作状态3时，第一开关S1导通、第一互补开关S’1关断、第二开关S2导通、第二互补开关S’2关断、第三开关S3导通、第三互补开关S’3关断、第四开关S4关断、第五开关S5导通、第六双向开关S6关断，第一电容器C1放电、第二电容器C2充电、第三电容器C3放电、第四电容器C4放电，输出电平为+6E；
如图6所示，在工作状态4时，第一开关S1导通、第一互补开关S’1关断、第二开关S2导通、第二互补开关S’2关断、第三开关S3关断、第三互补开关S’3导通、第四开关S4导通、第五开关S5关断、第六双向开关S6关断，第一电容器C1放电、第二电容器C2充电、第三电容器C3充电、第四电容器C4充电，输出电平为+6E；
如图7所示，在工作状态5时，第一开关S1导通、第一互补开关S’1关断、第二开关S2导通、第二互补开关S’2关断、第三开关S3导通、第三互补开关S’3关断、第四开关S4关断、第五开关S5关断、第六双向开关S6导通，第一电容器C1放电、第二电容器C2充电、第三电容器C3放电、第四电容器C4闲置，输出电平为+5E；
如图8所示，在工作状态6时，第一开关S1导通、第一互补开关S’1关断、第二开关S2关断、第二互补开关S’2导通、第三开关S3关断、第三互补开关S’3导通、第四开关S4关断、第五开关S5导通、第六双向开关S6关断，第一电容器C1充电、第二电容器C2闲置、第三电容器C3闲置、第四电容器C4闲置，输出电平为+4E；
如图9所示，在工作状态7时，第一开关S1导通、第一互补开关S’1关断、第二开关S2导通、第二互补开关S’2关断、第三开关S3导通、第三互补开关S’3关断、第四开关S4关断、第五开关S5导通、第六双向开关S6关断，第一电容器C1放电、第二电容器C2充电、第三电容器C3闲置、第四电容器C4闲置，输出电平为+4E；
如图10所示，在工作状态8时，第一开关S1导通、第一互补开关S’1关断、第二开关S2关断、第二互补开关S’2导通、第三开关S3关断、第三互补开关S’3导通、第四开关S4关断、第五开关S5关断、第六双向开关S6导通，第一电容器C1充电、第二电容器C2闲置、第三电容器C3闲置、第四电容器C4充电，输出电平为+3E；
如图11所示，在工作状态9时，第一开关S1导通、第一互补开关S’1关断、第二开关S2关断、第二互补开关S’2导通、第三开关S3导通、第三互补开关S’3关断、第四开关S4关断、第五开关S5导通、第六双向开关S6关断，第一电容器C1充电、第二电容器C2闲置、第三电容器C3放电、第四电容器C4放电，输出电平为+2E；
如图12所示，在工作状态10时，第一开关S1导通、第一互补开关S’1关断、第二开关S2关断、第二互补开关S’2导通、第三开关S3关断、第三互补开关S’3导通、第四开关S4导通、第五开关S5关断、第六双向开关S6关断，第一电容器C1充电、第二电容器C2闲置、第三电容器C3充电、第四电容器C4充电，输出电平为+2E；
如图13所示，在工作状态11时，第一开关S1导通、第一互补开关S’1关断、第二开关S2关断、第二互补开关S’2导通、第三开关S3导通、第三互补开关S’3关断、第四开关S4关断、第五开关S5关断、第六双向开关S6导通，第一电容器C1充电、第二电容器C2闲置、第三电容器C3放电、第四电容器C4闲置，输出电平为+E；
如图14所示，在工作状态12时，第一开关S1导通、第一互补开关S’1关断、第二开关S2关断、第二互补开关S’2导通、第三开关S3导通、第三互补开关S’3关断、第四开关S4导通、第五开关S5关断、第六双向开关S6关断，第一电容器C1充电、第二电容器C2闲置、第三电容器C3闲置、第四电容器C4闲置，输出电平为0。
另外，结合图1，由于电路输出含有2n+3种不同电平的交流电，需要n个串并联开关电容单元构成的电路，当实际要求输出17个电平时，则需要7个串并联开关电容单元和一个全桥逆变单元，由于每个串并联开关电容单元包含三个开关和一个电容器，所以整个电路需要7个电容器和25个开关，而且全桥逆变单元里有4个高压开关，相比之下，本发明提出的多电平逆变电路，当实际要求输出17个电平时，只需要10个开关(其中第六双向开关S6为2个)、4个电容器和2个二极管，因此，电路结构复杂度低，不采用全桥逆变单元，即不存在过多高压开关的开关损耗，降低了开关损耗及电路投资成本。
附图中描述仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
显然，本发明的上述实施例仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种基于双开关电容的多电平升压逆变电路，其特征在于，包括第一开关桥、开关电容单元、直流电压源、第三开关S3、第三互补开关S’3、由第三电容器C3及第四电容器C4依次相连构成的飞跨电容单元及三端开关桥，开关电容单元的第一输入端a连接直流电压源的正极，直流电压源的负极连接开关电容单元的第二输入端b，开关电容单元的第一输出端c连接第一开关桥的一端，开关电容单元的第二输出端d连接第一开关桥的另一端，第一开关桥还连接多电平升压逆变电路的第一电平输出端uo+；
所述飞跨电容单元的一端通过第三开关S3连接直流电压源的正极，飞跨电容单元的另一端通过第三互补开关S’3连接直流电压源的负极，三端开关桥的e端连接飞跨电容单元的一端，飞跨电容单元的第三电容器C3与第四电容器C4连接于a'点，a'点与三端开关桥的f端连接，三端开关桥的g端连接飞跨电容单元的另一端，三端开关桥的f端反向延伸，连接多电平升压逆变电路的第二电平输出端uo-。
2.根据权利要求1所述的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路，其特征在于，所述开关电容单元包括第一电容器C1、第二电容器C2、第一二极管D1、第二二极管D2、第二开关S2及第二互补开关S’2，第一电容器C1的一端连接第一二极管D1的阴极，连接点作为开关电容单元的第一输出端c，第一电容器C1的另一端分别连接第二电容器C2的一端、第二开关S2的第一端，第二开关S2的第二端连接第一二极管D1的阳极，连接点作为开关电容单元的第一输入端a；第二电容器C2的另一端连接第二二极管D2的阳极，连接点作为开关电容单元的第二输出端d，第二二极管D2的阴极连接第二互补开关S’2的第一端，连接点作为开关电容单元的第二输入端b，第二互补开关S’2的第二端连接第二开关S2的第一端。
3.根据权利要求2所述的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路，其特征在于，所述第二开关S2与第二互补开关S’2互补导通。
4.根据权利要求3所述的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路，其特征在于，所述第一开关桥包括第一开关S1、第一互补开关S’1，第一开关S1的第一端连接第一互补开关S’1的第二端，第一开关S1与第一互补开关S’1的连接点还连接第一电平输出端uo+，第一开关S1的第二端连接开关电容单元的第一输出端c，第一互补开关S’1的第一端连接开关电容单元的第二输出端d。
5.根据权利要求4所述的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路，其特征在于，所述第一开关S1与第一互补开关S’1互补导通。
6.根据权利要求5所述的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路，其特征在于，所述三端开关桥包括第四开关S4、第五开关S5及第六双向开关S6，所述第四开关S4的第一端、第五开关S5的第二端及第六双向开关S6的一端连接于同一点h，第六双向开关S6的另一端作为三端开关桥的f端，第四开关S4的第二端作为三端开关桥的e端,第五开关S5的第一端作为三端开关桥的g端。
7.根据权利要求6所述的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路，其特征在于，第六双向开关S6由两个反向串联的IGBT管或MOSFET管构成。
8.根据权利要求7所述的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路，其特征在于，第一开关S1与第一互补开关S’1、第二开关S2及第二互补开关S’2、第三开关S3、第三互补开关S’3、第四开关S4、第五开关S5均为单个IGBT管或MOSFET管。
9.根据权利要求8所述的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路，其特征在于，所述直流电压源的输入电压为4E，E表示电压量级；当第二开关S2导通而第二互补开关S’2关断时，直流电压源通过第二二极管D2为第二电容器C2充电，第二电容器C2的电压等于输入电压4E；当第二开关S2关断而第二互补开关S’2导通时，直流电压源通过第一二极管D1为第一电容器C1充电，第一电容器C1的电压等于输入电压4E。
10.根据权利要求9所述的基于开关电容和飞跨电容的多电平升压逆变电路，其特征在于，第三电容器C3既能运行在充电状态，又能运行在放电状态，通过合理控制策略，第三电容器C3的电压等于直流电压源输入电压的四分之一，即E；第四电容器C4既能运行在充电状态，又能运行在放电状态，通过合理控制策略，第四电容器C4的电压等于直流电压源输入电压的四分之一，即E。
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- 2020-07-13 CN CN202010670084.5A patent/CN111884534A/zh active Pending
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