CN111884533B

CN111884533B - 一种基于双开关电容的多电平升压逆变电路

Info

Publication number: CN111884533B
Application number: CN202010670071.8A
Authority: CN
Inventors: 叶远茂; 华特科; 王晓琳
Original assignee: Guangdong University of Technology
Current assignee: Guangdong University of Technology
Priority date: 2020-07-13
Filing date: 2020-07-13
Publication date: 2023-08-08
Anticipated expiration: 2040-07-13
Also published as: CN111884533A

Abstract

本发明提出一种基于双开关电容的多电平升压逆变电路，解决了现有多电平升压逆变电路无法同时兼顾电路结构复杂度和电路电容电压稳定的问题，本发明以双开关电容单元为基础，通过调节开关的有序通断，第一开关电容单元及第二开关电容单元的相应电容器的电压在任意时刻均能稳定，且电路结构复杂度低，而且不采用全桥逆变单元，即不存在过多高压开关的开关损耗，降低了开关损耗及电路投资成本，本发明兼顾了电路结构复杂度和电路电容电压稳定的问题，更加适用于稳压均衡需求的应用场合。

Description

一种基于双开关电容的多电平升压逆变电路

技术领域

本发明涉及多电平逆变的技术领域，更具体地，涉及一种基于双开关电容的多电平升压逆变电路。

背景技术

光伏发电单元、蓄电池或燃料电池等直流电源的低压直流电转换成高压交流电输出时须用到升压逆变电路，而传统两电平的逆变电路通常需要前级直流升压电路将低压直流电转换成高压直流电，然后再逆变成工业应用需要的交流电，这不但增加了成本和系统复杂性，还降低了系统效率。为此，基于开关电容的单级升压型逆变电路成为了近年的研究热点。

2012年2月，Y.Hinago，H.Koizumi等在IEEE Transactions on IndustrialElectronics上发表的A Switched-Capacitor Inverter Using Series/ParallelConversion with Inductive Load的论文中公开了一种如图1所示的基于开关电容的升压逆变电路，参见图1，该电路由左侧n个串并联开关电容单元及右侧的全桥逆变单元构成，其中，每个串并联开关电容单元M由三个开关管和两个电容器构成。其中，由n个串并联开关电容单元构成的电路可产生n+1种不同的直流电平，再经全桥逆变单元N逆变后，整个电路可输出含有2n+3种不同电平的交流电。然而，这种基于开关电容的多电平逆变电路需要较多的开关管，尤其当实际要求输出电平数目较多时，需要开关管的数目更是惊人，过多开关器件的使用造成整个电路的结构复杂度增加，另外，交流电是通过全桥逆变单元产生的，一个全桥逆变单元由四个高压开关管构成，过多高压开关的使用也会导致开关损耗及电路投资成本的增加，无法保证电路的实用性。

随着开关技术的不断发展，一方面多电平升压逆变电路的电路结构复杂度不断降低，高压开关的使用数目减少，电路的开关损耗和电路投资成本降低，但另一方面随着开关数目的减少，相应电路中的电容电压却无法实现稳定控制，这时基于开关数目改进的多电平升压逆变电路在一些需要稳压均衡的应用场合却不适用。

发明内容

为解决现有多电平升压逆变电路无法同时兼顾电路结构复杂度和电路电容电压稳定的问题，本发明提出一种基于双开关电容的多电平逆变电路，降低电路的结构复杂度，减少整个电路的开关损耗，同时保持电路电容电压的稳定均衡，提升电路的实用性。

为了达到上述技术效果，本发明的技术方案如下：

一种基于双开关电容的多电平升压逆变电路，包括第一开关桥、第一开关电容单元、直流电压源、均分开关电容单元及三端开关桥，第一开关电容单元的第一输入端a连接直流电压源的正极，直流电压源的负极连接第一开关电容单元的第二输入端b，第一开关电容单元的第一输出端c连接第一开关桥的一端，第一开关电容单元的第二输出端d连接第一开关桥的另一端，第一开关桥还连接多电平升压逆变电路的第一电平输出端u_o+；

均分开关电容单元包括第二开关电容单元、由第五电容器C₅及第六电容器C₆串联构成的均分电容桥，所述第二开关电容单元的第一输入端M连接直流电压源的正极，第二开关电容单元的第二输入端N连接直流电压源的负极，第二开关电容单元的第一输出端J、三端开关桥的e端均连接均分电容桥的一端，第二开关电容单元的的第二输出端K、三端开关桥的g端均连接均分电容桥的另一端，第二开关电容单元内设有若干个开关，调节第二开关电容单元内开关的通断，第五电容器C₅及第六电容器C₆的电压在任意时刻稳定均分，所述第五电容器C₅与第六电容器C₆连接于a'点，a'点与三端开关桥的f端连接，三端开关桥的f端反向延伸，连接多电平升压逆变电路的第二电平输出端u_o-。

在此，第一电平输出端u_o+与第二电平输出端u_o-共同作用，组成多电平升压逆变电路的输出，多电平升压逆变电路的输出电平满足：

[u_o]＝[u_o+]-[u_o-]

其中，[u_o+]表示第一输出端u_o+输出的电平状态，[u_o-]表示第二输出端u_o-输出的电平状态，[u_o]表示多电平逆变电路的输出电平状态；多电平升压逆变电路基于双开关电容单元(第一开关电容单元及均分开关电容单元)，相对于现有基于较多串并联开关电容单元构成的多电平升压逆变电路的电路结构复杂度降低，而且不采用全桥逆变单元，即不存在过多高压开关的开关损耗，相应降低了开关损耗及电路投资成本；另外，通过调节第二开关电容单元内开关的通断，第五电容器C₅及第六电容器C₆的电压在任意时刻稳定均分，兼顾了电路结构复杂度和电路电容电压稳定的问题，适用于稳压均衡的需求应用场合。

优选地，所述第一开关电容单元包括第一电容器C₁、第二电容器C₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第二开关S₂及第二互补开关S’₂，第一电容器C₁的一端连接第一二极管D₁的阴极，连接点作为第一开关电容单元的第一输出端c，第一电容器C₁的另一端分别连接第二电容器C₂的一端、第二开关S₂的第一端，第二开关S₂的第二端连接第一二极管D₁的阳极，连接点作为第一开关电容单元的第一输入端a；第二电容器C₂的另一端连接第二二极管D₂的阳极，连接点作为第一开关电容单元的第二输出端d，第二二极管D₂的阴极连接第二互补开关S’₂的第一端，连接点作为第一开关电容单元的第二输入端b，第二互补开关S’₂的第二端连接第二开关S₂的第一端。

优选地，所述第二开关S₂与第二互补开关S’₂互补导通，即第二开关S₂与第二互补开关S’₂在任何时刻的状态相反。

优选地，所述第一开关桥包括第一开关S₁、第一互补开关S’₁，第一开关S₁的第一端连接第一互补开关S’₁的第二端，第一开关S₁与第一互补开关S’₁的连接点还连接第一电平输出端u_o+，第一开关S₁的第二端连接开关电容单元的第一输出端c，第一互补开关S’₁的第一端连接开关电容单元的第二输出端b。所述第一开关S₁与第一互补开关S’₁互补导通。

优选地，所述第二开关电容单元包括第三电容器C₃、第四电容器C₄、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第三开关S₃及第三互补开关S’₃，所述第三二极管D₃的阳极连接第四二极管D₄的阴极，第三电容器C₃的一端连接第三开关S₃的第二端，连接点作为第二开关电容单元的第一输入端M，第三开关S₃的第一端连接第三二极管D₃的阴极，连接点作为第二开关电容单元的第一输出端J，第三电容器C₃的另一端分别与第四电容器C₄的一端及第四二极管D₄的阴极连接，第四电容器C₄的另一端连接第三互补开关S’₃的第一端，连接点作为第二开关电容单元的第二输入端N；第三互补开关S’₃的第二端连接第四二极管D₄的阳极，连接点作为第二开关电容单元的第二输出端K；

所述直流电压源的输入电压为4E，E表示电压量级；所述第三开关S₃与第三互补开关S’₃互补导通，当第三开关S₃导通，第三互补开关S’₃关断时，第三电容器C₃通过第四二极管D₄为均分电容桥充电，均分电容桥中第五电容器C₅与第六电容器C₆的电压均为第三电容器C₃电压的一半；当第三开关S₃关断，第三互补开关S’₃导通时，第四电容器C₄通过第三二极管D₃为均分电容桥充电，均分电容桥中第五电容器C₅与第六电容器C₆的电压均为第四电容器C₄电压的一半，即在任意时刻，不须费力谨慎调节，利用第三开关S₃与第三互补开关S’₃的互补导通，均能保持电路电容电压的稳定均衡。

优选地，所述三端开关桥包括第四开关S₄、第五开关S₅及第六双向开关S₆，所述第四开关S₄的第一端、第五开关S₅的第二端及第六双向开关S₆的一端连接于同一点h，第六双向开关S₆的另一端作为三端开关桥的f端，第四开关S₄的第二端作为三端开关桥的e端，第五开关S₅的第一端作为三端开关桥的g端。

优选地，第六双向开关S₆由两个反向串联的IGBT管或MOSFET管构成；第一开关S₁与第一互补开关S’₁、第二开关S₂及第二互补开关S’₂、第三开关S₃、第三互补开关S’₃、第四开关S₄、第五开关S₅均为单个IGBT管或MOSFET管。

优选地，所述直流电压源的输入电压为4E，E表示电压量级；当第二开关S₂导通而第二互补开关S’₂关断时，直流电压源通过第二二极管D₂为第二电容器C₂充电，第二电容器C₂的电压等于输入电压4E。当第二开关S₂关断而第二互补开关S’₂导通时，直流电压源通过第一二极管D₁为第一电容器C₁充电，第一电容器C₁的电压等于输入电压4E。

在此，基于第二开关S₂与第二互补开关S’₂互补导通的关系，电路中任何时刻的第一电容器C₁或第一电容器C₂的电压可自动稳定在4E。

与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：

本发明提出一种基于双开关电容的多电平逆变电路，以第一开关电容单元和均分开关电容单元为基础，通过第一电平输出端与第二电平输出端共同作用，作为多电平升压逆变电路的输出，不采用全桥逆变单元电路，结构复杂度低，而且，通过调节第二开关电容单元内开关的通断，均分电容桥里第五电容器及第六电容器的电压在任意时刻均能稳定均分，兼顾了电路结构复杂度和电路电容电压稳定的问题，适用于稳压均衡需求的应用场合。

附图说明

图1为本发明背景技术中提出的现有基于开关电容的多电平升压逆变电路的结构图。

图2为本发明实施例中提出的基于双开关电容的多电平升压逆变电路的结构图。

图3为本发明实施例中提出的基于双开关电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+8E的工作状态电路图。

图4为本发明实施例中提出的基于双开关电容的多电平升压逆变电路的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+7E的工作状态电路图。

图5为本发明实施例中提出的基于双开关电容的多电平升压逆变电路的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+6E的工作状态电路图。

图6为本发明实施例中提出的基于双开关电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+5E的工作状态电路图。

图7为本发明实施例中提出的基于双开关电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+4E的工作状态电路图。

图8为本发明实施例中提出的基于双开关电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+3E的工作状态电路图。

图9为本发明实施例中提出的基于双开关电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+2E的工作状态电路图。

图10为本发明实施例中提出的基于双开关电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为+E的工作状态电路图。

图11为本发明实施例中提出的基于双开关电容的多电平升压逆变电路在正半周期输出电平为0的工作状态电路图。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

为了更好说明本实施例，附图某些部位会有省略、放大或缩小，并不代表实际的尺寸；

对于本领域技术人员来说，附图中某些公知说明可能省略是可以理解的。

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。

实施例1

如图2所示，本发明提出一种基于双开关电容的多电平升压逆变电路，包括第一开关桥1、第一开关电容单元2、直流电压源3、均分开关电容单元4及三端开关桥5，第一开关电容单元2的第一输入端a连接直流电压源3的正极，直流电压源3的负极连接第一开关电容单元2的第二输入端b，第一开关电容单元2的第一输出端c连接第一开关桥1的一端，第一开关电容单元2的第二输出端d连接第一开关桥1的另一端，第一开关桥1还连接多电平升压逆变电路的第一电平输出端u_o+；

均分开关电容单元4包括第二开关电容单元41、由第五电容器C₅及第六电容器C₆串联构成的均分电容桥42，第二开关电容单元41的第一输入端M连接直流电压源3的正极，第二开关电容单元41的第二输入端N连接直流电压源3的负极，第二开关电容单元41的第一输出端J、三端开关桥5的e端均连接均分电容桥42的一端，第二开关电容单元41的的第二输出端K、三端开关桥的g端均连接均分电容桥42的另一端，第二开关电容单元41内设有若干个开关，调节第二开关电容单元41内开关的通断，第五电容器C₅及第六电容器C₆的电压在任意时刻稳定均分，第五电容器C₅与第六电容器C₆连接于a'点，a'点与三端开关桥5的f端连接，三端开关桥5的f端反向延伸，连接多电平升压逆变电路的第二电平输出端u_o-。

在本实施例中，第一电平输出端u_o+与第二电平输出端u_o-共同作用，组成多电平升压逆变电路的输出，多电平升压逆变电路的输出电平满足：

[u_o]＝[u_o+]-[u_o-]

其中，[u_o+]表示第一输出端u_o+的输出电平状态，[u_o-]表示第二输出端u_o-的输出电平状态，[u_o]表示多电平逆变电路的输出电平状态。

在本实施例中，第一开关电容单元2包括第一电容器C₁、第二电容器C₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第二开关S₂及第二互补开关S’₂，第一电容器C₁的一端连接第一二极管D₁的阴极，连接点作为开关电容单元2的第一输出端c，第一电容器C₁的另一端分别连接第二电容器C₂的一端、第二开关S₂的第一端，第二开关S₂的第二端连接第一二极管D₁的阳极，连接点作为开关电容单元2的第一输入端a；第二电容器C₂的另一端连接第二二极管D₂的阳极，连接点作为开关电容单元2的第二输出端d，第二二极管D₂的阴极连接第二互补开关S’₂的第一端，连接点作为开关电容单元2的第二输入端b，第二互补开关S’₂的第二端连接第二开关S₂的第一端。第二开关S₂与第二互补开关S’₂互补导通，即第二开关S₂与第二互补开关S’₂在任何时刻的状态相反。

在本实施例中，第一开关桥1包括第一开关S₁、第一互补开关S’₁，第一开关S₁的第一端连接第一互补开关S’₁的第二端，第一开关S₁与第一互补开关S’₁的连接点还连接第一电平输出端u_o+，第一开关S₁的第二端连接开关电容单元2的第一输出端c，第一互补开关S’₁的第一端连接开关电容单元2的第二输出端b。第一开关S₁与第一互补开关S’₁互补导通。

在本实施例中，参见图2，第二开关电容单元41包括第三电容器C₃、第四电容器C₄、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第三开关S₃及第三互补开关S’₃，所第三二极管D₃的阳极连接第四二极管D₄的阴极，第三电容器C₃的一端连接第三开关S₃的第二端，连接点作为第二开关电容单元41的第一输入端M，第三开关S₃的第一端连接第三二极管D₃的阴极，连接点作为第二开关电容单元41的第一输出端J，第三电容器C₃的另一端分别与第四电容器C₄的一端及第四二极管D₄的阴极连接，第四电容器C₄的另一端连接第三互补开关S’₃的第一端，连接点作为第二开关电容单元41的第二输入端N；第三互补开关S’₃的第二端连接第四二极管D₄的阳极，连接点作为第二开关电容单元41的第二输出端K；

直流电压源3的输入电压为4E，E表示电压量级；第三开关S₃与第三互补开关S’₃互补导通，当第三开关S₃导通，第三互补开关S’₃关断时，第三电容器C₃通过第四二极管D₄为均分电容桥充电，均分电容桥中第五电容器C₅与第六电容器C₆的电压均为第三电容器C₃电压的一半；当第三开关S₃关断，第三互补开关S’₃导通时，第四电容器C₄通过第三二极管D₃为均分电容桥充电，均分电容桥中第五电容器C₅与第六电容器C₆的电压均为第四电容器C₄电压的一半；参见图2，第三电容器C₃与第四电容器C₄串联后与直流电压源3并联，第三电容器C₃与第四电容器C₄的电压均为直流电压源3的一半，即2E，而通过第三开关S₃与第三互补开关S’₃互补导通，第五电容器C₅与第六电容器C₆的电压均为第三电容器C₃或第四电容器C₄电压的一半，即在任意时刻，不须费力谨慎调节，利用第三开关S₃与第三互补开关S’₃的互补导通，均能保持电路电容电压的稳定均衡。

在本实施例中，参见图2，三端开关桥5包括第四开关S₄、第五开关S₅及第六双向开关S₆，第四开关S₄的第一端、第五开关S₅的第二端及第六双向开关S₆的一端连接于同一点h，第六双向开关S₆的另一端作为三端开关桥的f端，第四开关S₄的第二端作为三端开关桥的e端,第五开关S₅的第一端作为三端开关桥的g端。在具体实施时，第六双向开关S₆可以由两个反向串联的IGBT管或MOSFET管构成，第一开关S₁与第一互补开关S’₁、第二开关S₂及第二互补开关S’₂、第三开关S₃、第三互补开关S’₃、第四开关S₄、第五开关S₅均为单个IGBT管或MOSFET管。

在本实施例中，直流电压源的输入电压为4E，E表示电压量级；当第二开关S₂导通而第二互补开关S’₂关断时，直流电压源通过第二二极管D₂为第二电容器C₂充电，第二电容器C₂的电压等于输入电压4E。当第二开关S₂关断而第二互补开关S’₂导通时，直流电压源通过第一二极管D₁为第一电容器C₁充电，第一电容器C₁的电压等于输入电压4E，综合以上，下面结合本发明提出的多电平升压逆变电路，以具体17电平的输出为例进行说明，电路的结构图仍以图2为准。

首先，第一电平输出端u_o+与第二电平输出端u_o-共同作用，组成多电平升压逆变电路的输出，多电平升压逆变电路的升压逆变电路的输出电平[u_o]满足：

[u_o]＝[u_o+]-[u_o-]

在图2所示的电路中，实际应用时，通过控制第一开关S₁与第一互补开关S’₁、第二开关S₂及第二互补开关S’₂、第三开关S₃、第三互补开关S’₃、第四开关S₄、第五开关S₅及第六双向开关S₆这9个开关的有序通断，所述电路可将直流电压源1的输入电压4E转换成含有17种不同电平的交流电输出，即0、±E、±2E、±3E、±4E、±5E、±6E、±7E和±8E，这17种不同电平对应18种工作状态，具体工作状态下的开关通断逻辑如表1所示，其中，1和0分别对应开关的导通和关断。

表1

由表1可以看出，0、±E、±2E、±3E、±4E、±5E、±6E、±7E和±8E此17种输出电平中，对于输出电平0有两种冗余状态与之对应，即0电平输出时，对应工作状态9和工作状态10。

具体的，下面以基于双开关电容的多电平升压逆变电路在正半周期的工作状态为例进行说明，图3～图11中虚线均表示关断，实线表示导通，箭头的方向表示电路中的电流流向，在负半周期的工作状态与此类似，此处不再赘述。

如图3所示，在工作状态1时，第一开关S₁导通，相应第一互补开关S’₁关断、第二开关S₂导通，相应第二互补开关S’₂关断、第三开关S₃关断，相应第三互补开关S’₃导通、第四开关S₄关断、第五开关S₅导通、第六双向开关S₆关断，输出电平为+8E；

如图4所示，在工作状态2时，第一开关S₁导通，相应第一互补开关S’₁关断、第二开关S₂导通，相应第二互补开关S’₂关断、第三开关S₃关断，相应第三互补开关S’₃导通、第四开关S₄关断、第五开关S₅关断、第六双向开关S₆导通，输出电平为+7E；

如图5所示，在工作状态3时，第一开关S₁导通，相应第一互补开关S’₁关断、第二开关S₂导通，相应第二互补开关S’₂关断、第三开关S₃导通，相应第三互补开关S’₃关断、第四开关S₄关断、第五开关S₅导通、第六双向开关S₆关断，输出电平为+6E；

如图6所示，在工作状态4时，第一开关S₁导通，相应第一互补开关S’₁关断、第二开关S₂导通，相应第二互补开关S’₂关断、第三开关S₃导通，相应第三互补开关S’₃关断、第四开关S₄关断、第五开关S₅关断、第六双向开关S₆导通，输出电平为+5E；

如图7所示，在工作状态5时，第一开关S₁导通，相应第一互补开关S’₁关断、第二开关S₂关断，相应第二互补开关S’₂导通、第三开关S₃关断，相应第三互补开关S’₃导通、第四开关S₄关断、第五开关S₅导通、第六双向开关S₆关断，输出电平为+4E；

如图8所示，在工作状态6时，第一开关S₁导通，相应第一互补开关S’₁关断、第二开关S₂关断，相应第二互补开关S’₂导通、第三开关S₃关断，相应第三互补开关S’₃导通、第四开关S₄关断、第五开关S₅关断、第六双向开关S₆导通，输出电平为+3E；

如图9所示，在工作状态7时，第一开关S₁导通，相应第一互补开关S’₁关断、第二开关S₂关断，相应第二互补开关S’₂导通、第三开关S₃关断，相应第三互补开关S’₃导通、第四开关S₄导通、第五开关S₅关断、第六双向开关S₆关断，输出电平为+2E；

如图10所示，在工作状态8时，第一开关S₁导通，相应第一互补开关S’₁关断、第二开关S₂关断，相应第二互补开关S’₂导通、第三开关S₃导通，相应第三互补开关S’₃关断、第四开关S₄关断、第五开关S₅关断、第六双向开关S₆导通，输出电平为+E；

如图11所示，在工作状态9时，第一开关S₁导通，相应第一互补开关S’₁关断、第二开关S₂关断，相应第二互补开关S’₂导通、第三开关S₃导通，相应第三互补开关S’₃关断、第四开关S₄关断、第五开关S₅关断、第六双向开关S₆导通，输出电平为0；

另外，结合图1，由于电路输出含有2n+3种不同电平的交流电，需要n个串并联开关电容单元构成的电路，当实际要求输出17个电平时，则需要7个串并联开关电容单元和一个全桥逆变单元，由于每个串并联开关电容单元包含三个开关和一个电容器，所以整个电路需要7个电容器和25个开关，而且全桥逆变单元里有4个高压开关，相比之下，本发明提出的多电平逆变电路，当实际要求输出17个电平时，只需要10个开关(其中第六双向开关S6为2个)、4个电容器和2个二极管，因此，电路结构复杂度低，不采用全桥逆变单元，即不存在过多高压开关的开关损耗，降低了开关损耗及电路投资成本。

附图中描述仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

显然，本发明的上述实施例仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。

Claims

1.一种基于双开关电容的多电平升压逆变电路，其特征在于，包括第一开关桥、第一开关电容单元、直流电压源、均分开关电容单元及三端开关桥，第一开关电容单元的第一输入端a连接直流电压源的正极，直流电压源的负极连接第一开关电容单元的第二输入端b，第一开关电容单元的第一输出端c连接第一开关桥的一端，第一开关电容单元的第二输出端d连接第一开关桥的另一端，第一开关桥还连接多电平升压逆变电路的第一电平输出端u_o+；

所述均分开关电容单元包括第二开关电容单元、由第五电容器C₅及第六电容器C₆串联构成的均分电容桥，所述第二开关电容单元的第一输入端M连接直流电压源的正极，第二开关电容单元的第二输入端N连接直流电压源的负极，第二开关电容单元的第一输出端J、三端开关桥的e端均连接均分电容桥的一端，第二开关电容单元的第二输出端K、三端开关桥的g端均连接均分电容桥的另一端，第二开关电容单元内设有若干个开关，调节第二开关电容单元内开关的通断，第五电容器C₅及第六电容器C₆的电压在任意时刻均分，所述第五电容器C₅与第六电容器C₆连接于a'点，a'点与三端开关桥的f端连接，三端开关桥的f端反向延伸，连接多电平升压逆变电路的第二电平输出端u_o-；

所述第一开关电容单元包括第一电容器C₁、第二电容器C₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第二开关S₂及第二互补开关S’₂，第一电容器C₁的一端连接第一二极管D₁的阴极，连接点作为第一开关电容单元的第一输出端c，第一电容器C₁的另一端分别连接第二电容器C₂的一端、第二开关S₂的第一端，第二开关S₂的第二端连接第一二极管D₁的阳极，连接点作为第一开关电容单元的第一输入端a；第二电容器C₂的另一端连接第二二极管D₂的阳极，连接点作为第一开关电容单元的第二输出端d，第二二极管D₂的阴极连接第二互补开关S’₂的第一端，连接点作为第一开关电容单元的第二输入端b，第二互补开关S’₂的第二端连接第二开关S₂的第一端；

所述第二开关S₂与第二互补开关S’₂互补导通；

所述第一开关桥包括第一开关S₁、第一互补开关S’₁，第一开关S₁的第一端连接第一互补开关S’₁的第二端，第一开关S₁与第一互补开关S’₁的连接点还连接第一电平输出端u_o+，第一开关S₁的第二端连接开关电容单元的第一输出端c，第一互补开关S’₁的第一端连接开关电容单元的第二输出端b；

所述第一开关S₁与第一互补开关S’₁互补导通；

所述第二开关电容单元包括第三电容器C₃、第四电容器C₄、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第三开关S₃及第三互补开关S’₃，所述第三二极管D₃的阳极连接第四二极管D₄的阴极，第三电容器C₃的一端连接第三开关S₃的第二端，连接点作为第二开关电容单元的第一输入端M，第三开关S₃的第一端连接第三二极管D₃的阴极，连接点作为第二开关电容单元的第一输出端J，第三电容器C₃的另一端分别与第四电容器C₄的一端及第四二极管D₄的阴极连接，第四电容器C₄的另一端连接第三互补开关S’₃的第一端，连接点作为第二开关电容单元的第二输入端N；第三互补开关S’₃的第二端连接第四二极管D₄的阳极，连接点作为第二开关电容单元的第二输出端K；

所述直流电压源的输入电压为4E，E表示电压量级；所述第三开关S₃与第三互补开关S’₃互补导通，当第三开关S₃导通，第三互补开关S’₃关断时，第三电容器C₃通过第四二极管D₄为均分电容桥充电，均分电容桥中第五电容器C₅与第六电容器C₆的电压均为第三电容器C₃电压的一半；当第三开关S₃关断，第三互补开关S’₃导通时，第四电容器C₄通过第三二极管D₃为均分电容桥充电，均分电容桥中第五电容器C₅与第六电容器C₆的电压均为第四电容器C₄电压的一半。

2.根据权利要求1所述的基于双开关电容的多电平升压逆变电路，其特征在于，所述三端开关桥包括第四开关S₄、第五开关S₅及第六双向开关S₆，所述第四开关S₄的第一端、第五开关S₅的第二端及第六双向开关S₆的一端连接于同一点h，第六双向开关S₆的另一端作为三端开关桥的f端，第四开关S₄的第二端作为三端开关桥的e端，第五开关S₅的第一端作为三端开关桥的g端。

3.根据权利要求2所述的基于双开关电容的多电平升压逆变电路，其特征在于，第六双向开关S₆由两个反向串联的IGBT管或MOSFET管构成；第一开关S₁与第一互补开关S’₁、第二开关S₂及第二互补开关S’₂、第三开关S₃、第三互补开关S’₃、第四开关S₄、第五开关S₅均为单个IGBT管或MOSFET管。

4.根据权利要求3所述的基于双开关电容的多电平升压逆变电路，其特征在于，所述直流电压源的输入电压为4E，E表示电压量级；当第二开关S₂导通而第二互补开关S’₂关断时，直流电压源通过第二二极管D₂为第二电容器C₂充电，第二电容器C₂的电压等于输入电压4E。

5.根据权利要求4所述的基于双开关电容的多电平升压逆变电路，其特征在于，当第二开关S₂关断而第二互补开关S’₂导通时，直流电压源通过第一二极管D₁为第一电容器C₁充电，第一电容器C₁的电压等于输入电压4E。