CN114640265A - 一种多电平单相相间混合拓扑变换器及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种多电平单相相间混合拓扑变换器及控制方法，变换器包括：A相桥臂，为五电平有源中点箝位变换器的桥臂；B相桥臂，为三电平T型桥臂；控制方法包括：根据输出电平数划分扇区；求解k+1时刻的预测电流值和给定电流值；基于各矢量对电容电压的影响，确定每个扇区的候选矢量，以平衡中点电压；建立无权重因子的价值函数，通过价值函数的计算结果来计算每个扇区中候选矢量的占空比，形成双矢量三段式序列，结合对应的开关状态序列，形成PWM信号驱动多电平单相相间混合拓扑变换器正常工作。本发明53L‑IPHC变换器节省了4个功率器件，减少了一个悬浮电容，保持电平数量的同时减少了调控难度。

Description

一种多电平单相相间混合拓扑变换器及控制方法
技术领域
本发明涉及新型单相多电平逆变器拓扑技术领域，尤其涉及一种多电平单相相间混合拓扑变换器及控制方法。
背景技术
本部分的陈述仅仅是提供了与本发明相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。
与两电平变换器相比，多电平变换器具有输出电流质量高、功率器件电压应力小、系统效率高、电磁干扰小等显著优点。近年来，单相多电平变换器在光伏集成、有源滤波器、电动汽车充电站、轨道牵引系统等领域得到了广泛的应用，受到了广泛的关注。
近年来，单相中性点的出现钳位式(NPC)变换器，在交流牵引供电系统中得到了广泛的应用。在不同的单相多电平拓扑结构中，五电平有源中点箝位(5L-ANPC)变换器结合了传统NPC变换器和含有悬浮电容变换器的优点，是一种非常有前途的拓扑结构。
然而，相比较于单相三电平变换器，单相5L-ANPC变换器虽然可以提供九个输出电平的线电压，大大减少了谐波，但两个桥臂总共16个功率器件，比单相三电平变换器如T型单相三电平变换器多出了8个功率器件，相当于两倍的数量，这大大增加了成本。
除此之外，单相5L-ANPC变换器相比较于传统的单相三电平变换器，除了都需要控制中点电压平衡以外，还需要额外控制两个悬浮电容电压的平衡，调控技术的难度也会随之提升。
发明内容
为了解决上述问题，本发明提出了一种多电平单相相间混合拓扑变换器及控制方法，能够减少单相多电平变换器的功率器件数量，降低成本，同时又能获得高质量的输出电流和电压。
在一些实施方式中，采用如下技术方案：
一种多电平单相相间混合拓扑变换器，包括：
A相桥臂，为五电平有源中点箝位变换器的桥臂；
B相桥臂，为三电平T型桥臂；
所述A相桥臂和B相桥臂共用一个直流源。
在另一些实施方式中，采用如下技术方案：
一种多电平单相相间混合拓扑变换器的控制方法，包括：
根据输出电平数划分扇区；建立系统数学模型，并且离散化，求解k+1时刻的预测电流值和给定电流值；
建立悬浮电容电压和中点电压的离散数学模型，基于各矢量对电容电压的影响，确定每个扇区的候选矢量，以平衡中点电压；
建立无权重因子的价值函数，通过价值函数的计算结果来计算每个扇区中候选矢量的占空比，形成双矢量三段式序列，结合对应的开关状态序列，形成PWM信号驱动多电平单相相间混合拓扑变换器正常工作。
在另一些实施方式中，采用如下技术方案：
一种多电平单相相间混合拓扑变换器的控制系统，包括：
输出电流求解模块，用于根据输出电平数划分扇区；建立系统数学模型，并且离散化，求解k+1时刻的预测电流值和给定电流值；
候选矢量选取模块，用于建立悬浮电容电压和中点电压的离散数学模型，基于各矢量对电容电压的影响，确定每个扇区的候选矢量，以平衡中点电压；
PWM信号驱动模块，用于建立无权重因子的价值函数，通过价值函数的计算结果来计算每个扇区中候选矢量的占空比，形成双矢量三段式序列，结合对应的开关状态序列，形成PWM信号驱动多电平单相相间混合拓扑变换器正常工作。
在另一些实施方式中，采用如下技术方案：
一种终端设备，其包括处理器和存储器，处理器用于实现各指令；存储器用于存储多条指令，所述指令适于由处理器加载并执行上述的多电平单相相间混合拓扑变换器的控制方法。
在另一些实施方式中，采用如下技术方案：
一种计算机可读存储介质，其中存储有多条指令，所述指令适于由终端设备的处理器加载并执行上述的多电平单相相间混合拓扑变换器的控制方法。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
(1)本发明多电平单相相间混合拓扑(53L-IPHC)变换器，相比较单相5L-ANPC变换器，53L-IPHC变换器节省了4个功率器件，减少了成本，并且53L-IPHC输出电压和5L-ANPC具有一样的电平数；53L-IPHC变换器减少了一个悬浮电容，这不仅可以减少一定的成本，还减少了调控难度。
(2)本发明多电平单相相间混合拓扑(53L-IPHC)变换器，相比较单相T型三电平变换器，53L-IPHC变换器将输出电压的级数提高了4级，由五电平提高到了九电平，大大提高了输出电流和电压质量，减少了谐波。
(3)本发明的变换器控制方法，相比较于传统的双闭环控制，省去了PI控制器，这可以减少设置PI参数的复杂工作，并且还提高了响应速度；在价值函数中没有引入权重因子，省去了调试权重因子的复杂工作，大大减少了计算量。
(4)本发明的变换器控制方法，对五电平桥臂的悬浮电容电压和中点电压提出了一种分段控制，即优先控制悬浮电容电压，由五电平桥臂控制，在悬浮电容电压平衡以后，再由两个桥臂共同控制中点电压。
本发明的其他特征和附加方面的优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本方面的实践了解到。
附图说明
图1为本发明实施例中的53L-IPHC变换器的拓扑图；
图2为本发明实施例中的53L-IPHC变换器的矢量图；
图3为本发明实施例中的悬浮电容和中点电压的控制框图；
图4(a)为本发明实施例中的53L-IPHC变换器的输出电流仿真图；
图4(b)为本发明实施例中的53L-IPHC变换器的输出电压仿真图；
图4(c)为本发明实施例中的53L-IPHC变换器的输出电流FFT仿真图；
图4(d)为本发明实施例中的53L-IPHC变换器的A相输出电压仿真图；
图4(e)为本发明实施例中的53L-IPHC变换器的B相输出电压仿真图；
图4(f)为本发明实施例中的53L-IPHC变换器的A相悬浮电容电压仿真图；
图4(g)为本发明实施例中的53L-IPHC变换器的中点电压仿真图；
图4(h)为本发明实施例中的53L-IPHC变换器的扇区划分仿真图；
图5为本发明实施例中的控制方法流程图。
具体实施方式
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本发明使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
实施例一
在一个或多个实施方式中，公开了一种多电平单相相间混合拓扑变换器，参照图1，具体包括：
A相桥臂，为五电平有源中点箝位变换器的桥臂；
B相桥臂，为三电平T型桥臂；
A相桥臂和B相桥臂共用一个直流源。图示中的电流方向均为本发明拓扑中规定的正方向。
本实施例中，第一个桥臂采用了5L-ANPC变换器的桥臂，第二个桥臂采用了T型三电平变换器的桥臂，该混合拓扑称可以简写为53L-IPHC(5-3Level Inter-phase HybridConveter)。该拓扑的功率器件数量为12个，相比较单相5L-ANPC变换器减少了4个，这可以大大节约成本。虽然比单相T型三电平变换器多了4个，但53L-IPHC可以输出单相5L-ANPC变换器九电平的电压，从而提高了输出电流和电压质量。
除此之外，53L-IPHC还有一个显著的优点，相比较于单相5L-ANPC，其悬浮电容的数量减少了一个，所以调控技术也更为简洁。
实施例二
基于实施例一中公开的多电平单相相间混合拓扑变换器，本实施例公开了一种电平单相相间混合拓扑变换器的控制方法，可以实现53L-IPHC变换器悬浮电容电压和中点电压的的平衡，并且可以输出高质量的输出电流和电压。
具体地，结合图5，本实施例的一种多电平单相相间混合拓扑变换器的控制方法，具体包括如下步骤：
S1：根据53L-IPHC拓扑结构的特点，分析出53L-IPHC所有的矢量，并且根据输出电平数，划分了8个扇区；
S1-1：
在图1所示的拓扑中，A相为五电平，则A相的输出电压可以表示为：
Figure BDA0003521561350000061
其中，Vdc为直流测电压，Vao是53L-IPHC变换器A相的相电压,Sa则是A相定义的开关状态。
B相为三电平，同理，则B相的输出电压可以表示为：
Figure BDA0003521561350000062
Vbo是53L-IPHC变换器B相的相电压,Sb则是B相定义的开关状态。则[SaSb]为53L-IPHC变换器的矢量。所以53L-IPHC矢量个数总共有15个(5*3)。
S1-2：
53L-IPHC变换器的输出电压Vab定义为：
Vab＝Vao-Vbo (3)
将(1)和(2)代入上式可知，Vab具有九个电平的输出电压，分别为Vdc，3/4Vdc，1/2Vdc，1/4Vdc，0，-1/4Vdc，-1/2Vdc，-3/4Vdc，-Vdc。这九个输出电压可以划分为8个扇区，其扇区以及对应的矢量如图2所示。
S2：建立系统数学模型，并且离散化，通过采样k时刻的电流值以及给定电流值，可以求解k+1时刻的预测电流值和给定电流值；
S2-1：
根据图1，以A相为例，可以得到：
Figure BDA0003521561350000071
其中，ia是53L-IPHC变换器A相的输出电流，La和Lb分别是A相和B相的输出侧滤波电感，RL是负载，Vab为A相与B相输出点之间的电压。
将(4)离散并移项可得：
Figure BDA0003521561350000072
其中，Ts为采样时间，ia(k)为k时刻A相输出电流，ia(k+1)为k+1时刻A相输出电流的预测值，Vab(k)为k时刻A相与B相输出点之间的电压。
S2-2：
根据拉格朗日后推法，k+1时刻A相输出电流的给定电流可以由下列公式计算得出：
i* a(k+1)＝3i* a(k)-3i* a(k-1)+i* a(k-2) (6)
其中，ia *(k+1)为k+1时刻A相输出电流的给定值，ia *(k)为k时刻A相输出电流的给定值，ia *(k-1)为k-1时刻A相输出电流的给定值，ia *(k-2)为k-2时刻A相输出电流的给定值。
对于单相逆变器而言，B相的电流与A相电流是相反的，就是说相位相差180度，所以不需要额外计算。此外，a相的电流是由AB相之间的电压一起形成的，所以对a相电流分析即可实现对AB相的同时分析。
S3：建立悬浮电容电压和中点电压的离散数学模型，分析了S1中所有矢量对电容电压的影响。并且根据S1的扇区划分，为每个扇区选择了合适的候选矢量；
S3-1：
53L-IPHC变换器A相的八种开关状态总结在下表中：
表1 53L-IPHC变换器A相八组开关序列
Figure BDA0003521561350000081
53L-IPHC变换器B相的八种开关状态总结在下表中：
表2 53L-IPHC变换器B相三组开关序列
Figure BDA0003521561350000082
在53L-IPHC变换器中，中点电压是由AB两相共同控制的，结合表1与表2，中点电流在离散域可以表示为：
io(k)＝|Sa2(k)-Sa3(k)|ia(k)+[Sb2(k)-Sb1(k)]ib(k) (7)
而在53L-IPHC变换器中的A相悬浮电容，是由A相单独控制，结合表1悬浮电容电流在离散域可以表示为：
iaf(k)＝[Sa3(k)-Sa4(k)]ia(k) (8)
结合表一与表2的开关序列，代入到(7)与(8)中，可以将S1中的15个矢量根据对悬浮电容电流和中点电流的影响，总结归纳为下表：
表3 53L-IPHC变换器所有矢量分类
Figure BDA0003521561350000091
由图2可以发现，矢量V2和V3与V11和V12分别是1/2Vdc和-1/2Vdc时候的一对冗余矢量。以矢量V2和V3为例，将表2与表3中对应的开关序列代入公式(7)中可以发现，矢量V2对应的中点电流为ia，矢量V3对应的中点电流为ib，而在单相拓扑中，ia＝-ib。所以这对冗余矢量可以实现对中点的电流流入与流出。根中点电压的波动，选择合适的冗余矢量，从而平衡中点电压。
S3-2：
在步骤S1中已经将扇区划分为8个扇区，要实现53L-IPHC的正常工作，则需要在每个扇区之中都必须控制好悬浮电容与中点的电压。
由表3可以发现，所有可以控制悬浮电容电压的矢量也都可以控制中点电压平衡。再由图2可以发现，可以控制悬浮电容电压的矢量都是穿插在不同扇区之间。同时在1/2Vdc和-1/2Vdc时候存在冗余的矢量可以平衡中点电压，所以，通过上述分析可以知道，在每个扇区中都可以实现对悬浮电容电压和中点电压的平衡控制，每个扇区的矢量归纳为下表：
表4扇区以及其候选矢量
Figure BDA0003521561350000092
S4：为了平衡电容电压和确定悬浮电容电压和中点电压平衡的优先级，设定了控制常量，用来限制悬浮电容波动的范围。并建立了中点平衡和悬浮电容平衡两组平衡公式，来选择合适出开关状态；
由表3可以发现，所有可以控制悬浮电容电压的矢量也都可以控制中点电压平衡。所以，必须对控制悬浮电容电压的矢量进行分段控制，即确选择一个合适的临界值来确定此时该部分矢量是控制悬浮电容电压还是中点电压。
由公式(7)和(8)可以发现，A相得悬浮电容电压只能由A相来控制，而中点电压可以由AB两相来控制。所以，悬浮电容电压应该有更优先的控制权。即控制悬浮电容电压的矢量应需将A相得悬浮电容电压控制平衡，再参与中点电压的控制。
建立A相悬浮电容电压的裕度：
|Vaf(k)-Vdc(k)/4|≥K (9)
参数K(K≥0)为悬浮电容电压按需求所决定的控制范围。即悬浮电容电压控制在Vdc/4±K范围之内时，此时上述矢量才参与控制中点电压平衡，否则参与悬浮电容电压的控制。
定义悬浮电容平衡控制方程为：
Fc(k)＝[Vaf(k)-Vdc(k)/4]ia(k) (10)
定义中点电压平衡控制方程为：
Dc(k)＝[VP(k)-VN(k)]Vao(k)ia(k) (11)
其控制框图如图3所示。结合表1，开关序列A2和A6流经悬浮电容的电流与输出电流相反，而开关序列A3和A7与输出电流方向一致.所以，当悬浮电容电压大于要求值，开关序列A2和A6可以用来降低悬浮电容电压；相反，当悬浮电容电压小于要求值，开关序列A3和A7可以用来提高悬浮电容电压。所以，上述四种开关序列可以实现对悬浮电容电压的平衡。
此外，这四种开关序列还能控制中点电压平衡。结合表1，开关序列A2不影响中点电压平衡，而它的另一个冗余开关序列A3的中点电流与输出电流一致，也就是说A3可以实现对中点电压的充放电。开关序列A6和A7也符合上述规律。所以利用该四种开关序列也能控制中点电压平衡。
S5：建立无权重因子的价值函数，通过价值函数的计算结果来计算占空比；
具体地，定义价值函数g(k)为：
g(k)＝|i* a(k+1)-ia(k+1)| (12)
其中，ia *(k+1)和ia(k+1)可以分别由公式(6)和(5)得出。
定义在图2中，在每个扇区中，线电压大的矢量对应的占空比为d1，小的d2。如在扇区Ⅰ中，矢量V0对应的线电压为Vdc，矢量V1对应的线电压是3/4Vdc。所以矢量V0对应的占空比为d1，矢量V1对应的占空比为d2。这两个矢量对应的价值函数计算结果也按照线电压的大小定义为g1(k)与g2(k)。
公式(12)的价值函数计算结果代表着k+1时刻预测电流与给定电流之间的距离，价值函数计算结果越大，意味着此时刻对应矢量的占空比越小。即占空比d与价值函数计算结果g(k)是成反比关系：
Figure BDA0003521561350000111
其中，占空比满足数学公式
d1+d2＝1 (14)
将(14)代入(13)可以解出两个矢量的占空比为：
Figure BDA0003521561350000112
S6：S3中的候选矢量与S5中的占空比可以形成双矢量三段式序列，再将候选矢量与S4中的开关状态对应，最终可以形成合适的PWM信号驱动53L-IPHC正常工作。
下面结合实际仿真图来进一步说明。仿真中直流侧电压大小为100V，给定电流幅值大小为6A，负载电阻为16Ω，滤波电感为3mL。如图4(a)所示，A相电流呈现正弦，且没有畸变。输出的线电压为九电平如图4(b)所示。在FFT中如图4(c)，电流的THD为xx，说明输出电流具有很高的质量。A相的相电压为五电平，B相的相电压为三电平，分别如图4(d)和(e)所示，证明提出的拓扑是相间混合拓扑。A相的悬浮电容电压被控制在25V，中点电压被控制在50V，分别如图4(f)和(g)所示，证明提出的针对该拓扑的电容平衡方法是有效的。扇区呈现8个阶梯波如图4(h)所示，与图2相对应，说明扇区的划分策略是有效的。
本实施例中，为进一步减少电流纹波，将S3中选择出的两个矢量按照一定顺序排列可以形成三段式序列。以扇区Ⅰ为例，根据表4可以知道，扇区Ⅰ中的候选矢量为V0与V1。则形成的三段式序列为V0-V1-V0。其作用的占空比可由S5得到，为d1-d2-d1。所得到的矢量再根据S4步骤中的开关序列选择，最终可以形成合适的PWM信号驱动53L-IPHC正常工作。
不同于传统的双闭环控制，本实施例控制方法不需要PI控制器，从而节省了选取PI参数的时间，也提高了系统的响应速度。除此之外，本实施例方法不含有权重因子，大大减少了计算量，并且省去了选择合适权重参数的工作时间。对于电容电压的控制，分析了全部矢量对电容电流的影响，设计了分段控制函数来对中点和悬浮电电容电压进行了有效的控制。并采用两个矢量，三段式序列来进一步减少电流纹波。
实施例二
在一个或多个实施方式中，公开了一种多电平单相相间混合拓扑变换器的控制系统，包括：
输出电流求解模块，用于根据输出电平数划分扇区；建立系统数学模型，并且离散化，求解k+1时刻的预测电流值和给定电流值；
候选矢量选取模块，用于建立悬浮电容电压和中点电压的离散数学模型，基于各矢量对电容电压的影响，确定每个扇区的候选矢量，以平衡中点电压；
PWM信号驱动模块，用于建立无权重因子的价值函数，通过价值函数的计算结果来计算每个扇区中候选矢量的占空比，形成双矢量三段式序列，结合对应的开关状态序列，形成PWM信号驱动多电平单相相间混合拓扑变换器正常工作。
需要说明的是，上述各模块的具体实施方式已经在实施例一中进行了说明，此处不再详述。
实施例三
在一个或多个实施方式中，公开了一种终端设备，包括服务器，所述服务器包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现实施例一中的多电平单相相间混合拓扑变换器的控制方法。为了简洁，在此不再赘述。
应理解，本实施例中，处理器可以是中央处理单元CPU，处理器还可以是其他通用处理器、数字信号处理器DSP、专用集成电路ASIC，现成可编程门阵列FPGA或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件等。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。
存储器可以包括只读存储器和随机存取存储器，并向处理器提供指令和数据、存储器的一部分还可以包括非易失性随机存储器。例如，存储器还可以存储设备类型的信息。
在实现过程中，上述方法的各步骤可以通过处理器中的硬件的集成逻辑电路或者软件形式的指令完成。
实施例四
在一个或多个实施方式中，公开了一种计算机可读存储介质，其中存储有多条指令，所述指令适于由终端设备的处理器加载并执行实施例一中所述的多电平单相相间混合拓扑变换器的控制方法。
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (10)

1.一种多电平单相相间混合拓扑变换器，其特征在于，包括：
A相桥臂，为五电平有源中点箝位变换器的桥臂；
B相桥臂，为三电平T型桥臂；
所述A相桥臂和B相桥臂共用一个直流源。
2.一种如权利要求1所述的多电平单相相间混合拓扑变换器的控制方法，其特征在于，包括：
根据输出电平数划分扇区；建立系统数学模型，并且离散化，求解k+1时刻的预测电流值和给定电流值；
建立悬浮电容电压和中点电压的离散数学模型，基于各矢量对电容电压的影响，确定每个扇区的候选矢量，以平衡中点电压；
建立无权重因子的价值函数，通过价值函数的计算结果来计算每个扇区中候选矢量的占空比，形成双矢量三段式序列，结合对应的开关状态序列，形成PWM信号驱动多电平单相相间混合拓扑变换器正常工作。
3.如权利要求2所述的一种多电平单相相间混合拓扑变换器的控制方法，其特征在于，确定每个扇区的候选矢量之后，还包括：
建立A相悬浮电容电压的裕度，悬浮电容电压在裕度范围之内时，控制悬浮电容电压的矢量再参与控制中点电压平衡。
4.如权利要求2所述的一种多电平单相相间混合拓扑变换器的控制方法，其特征在于，求解k+1时刻A相的预测电流值，具体为：
Figure FDA0003521561340000011
其中，Ts为采样时间，ia(k)为k时刻A相输出电流，ia(k+1)为k+1时刻A相输出电流的预测值，Vab(k)为k时刻A相与B相输出点之间的电压；La和Lb分别是A相和B相的输出侧滤波电感，RL是负载。
5.如权利要求2所述的一种多电平单相相间混合拓扑变换器的控制方法，其特征在于，求解k+1时刻的给定电流值，具体为：
i* a(k+1)＝3i* a(k)-3i* a(k-1)+i* a(k-2)
其中，ia *(k+1)为k+1时刻A相输出电流的给定值，ia *(k)为k时刻A相输出电流的给定值，ia *(k-1)为k-1时刻A相输出电流的给定值，ia *(k-2)为k-2时刻A相输出电流的给定值。
6.如权利要求2所述的一种多电平单相相间混合拓扑变换器的控制方法，其特征在于，建立无权重因子的价值函数，具体为：根据k+1时刻的预测电流值和给定电流值确定价值函数。
7.如权利要求2所述的一种多电平单相相间混合拓扑变换器的控制方法，其特征在于，根据输出电平数划分扇区，具体为：
基于多电平单相相间混合拓扑变换器的A相相电压和B相相电压，计算所述变换器的输出电压；
基于所述输出电压划分扇区，并确定每个扇区对应的矢量。
8.一种多电平单相相间混合拓扑变换器的控制系统，其特征在于，包括：
输出电流求解模块，用于根据输出电平数划分扇区；建立系统数学模型，并且离散化，求解k+1时刻的预测电流值和给定电流值；
候选矢量选取模块，用于建立悬浮电容电压和中点电压的离散数学模型，基于各矢量对电容电压的影响，确定每个扇区的候选矢量，以平衡中点电压；
PWM信号驱动模块，用于建立无权重因子的价值函数，通过价值函数的计算结果来计算每个扇区中候选矢量的占空比，形成双矢量三段式序列，结合对应的开关状态序列，形成PWM信号驱动多电平单相相间混合拓扑变换器正常工作。
9.一种终端设备，其包括处理器和存储器，处理器用于实现各指令；存储器用于存储多条指令，其特征在于，所述指令适于由处理器加载并执行权利要求1-7任一项所述的多电平单相相间混合拓扑变换器的控制方法。
10.一种计算机可读存储介质，其中存储有多条指令，其特征在于，所述指令适于由终端设备的处理器加载并执行权利要求1-7任一项所述的多电平单相相间混合拓扑变换器的控制方法。
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Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103746585A (zh) * 2014-01-10 2014-04-23 南京理工大学 基于混合调制的多电平逆变器中点电压平衡控制方法
US20140376294A1 (en) * 2013-06-24 2014-12-25 Huawei Technologies Co., Ltd. Single-Phase Inverter and Three-Phase Inverter
CN105577012A (zh) * 2016-03-15 2016-05-11 东南大学 一种混合五电平变流器及其控制方法
CN105720853A (zh) * 2016-04-12 2016-06-29 中国科学院电工研究所 五电平有源中点箝位型h桥变流器
CN106787891A (zh) * 2017-03-06 2017-05-31 云南电网有限责任公司电力科学研究院 一种五电平逆变器
CN108233402A (zh) * 2018-01-11 2018-06-29 上海交通大学 适用于煤矿的远距离中压直流输电系统
CN108306535A (zh) * 2018-04-13 2018-07-20 江苏固德威电源科技股份有限公司 单相十一电平逆变器
CN110829908A (zh) * 2019-11-26 2020-02-21 西南交通大学 一种基于混合多电平逆变器的永磁牵引电机控制方法
CN111092553A (zh) * 2019-10-21 2020-05-01 华中科技大学 一种基于隔离式全桥anpc和h桥的双向dc/dc变换器
CN112332682A (zh) * 2021-01-06 2021-02-05 中国人民解放军海军工程大学 五电平有源中点钳位h桥变流器的叠层母排结构布局

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140376294A1 (en) * 2013-06-24 2014-12-25 Huawei Technologies Co., Ltd. Single-Phase Inverter and Three-Phase Inverter
CN103746585A (zh) * 2014-01-10 2014-04-23 南京理工大学 基于混合调制的多电平逆变器中点电压平衡控制方法
CN105577012A (zh) * 2016-03-15 2016-05-11 东南大学 一种混合五电平变流器及其控制方法
CN105720853A (zh) * 2016-04-12 2016-06-29 中国科学院电工研究所 五电平有源中点箝位型h桥变流器
CN106787891A (zh) * 2017-03-06 2017-05-31 云南电网有限责任公司电力科学研究院 一种五电平逆变器
CN108233402A (zh) * 2018-01-11 2018-06-29 上海交通大学 适用于煤矿的远距离中压直流输电系统
CN108306535A (zh) * 2018-04-13 2018-07-20 江苏固德威电源科技股份有限公司 单相十一电平逆变器
CN111092553A (zh) * 2019-10-21 2020-05-01 华中科技大学 一种基于隔离式全桥anpc和h桥的双向dc/dc变换器
CN110829908A (zh) * 2019-11-26 2020-02-21 西南交通大学 一种基于混合多电平逆变器的永磁牵引电机控制方法
CN112332682A (zh) * 2021-01-06 2021-02-05 中国人民解放军海军工程大学 五电平有源中点钳位h桥变流器的叠层母排结构布局

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
YONG YANG，等: "Double-Vector Model Predictive Control for Single-Phase Five-Level Actively Clamped Converters", IEEE TRANSACTIONS ON TRANSPORTATION ELECTRIFICATION, vol. 5, no. 4, 30 October 2019 (2019-10-30), pages 1202, XP011765631, DOI: 10.1109/TTE.2019.2950510 *

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