CN110957936B - 一种两相对称负载下npc三电平变流器混合dpwm调制方法 - Google Patents

一种两相对称负载下npc三电平变流器混合dpwm调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种两相对称负载下NPC三电平变流器混合DPWM调制方法。该方法针对两相对称负载下NPC三电平变流器的四种传统DPWM调制策略中输出电流波动大的问题，分析此时各相电流的变化情况，由当前中性点电位对各扇区和27个开关状态的幅值与相位重新定义得到改进DPWM调制策略以优化输出电流质量并减小中点电压波动和开关损耗。同时，本发明进一步以输出电流波动量有效值最小为原则，计算参考矢量角θ在‑π/4～π/4范围内正箝位和负箝位状态在各小扇区的电流波动量，并由新得到的空间矢量图的对称性确定各箝位状态在整个空间矢量平面内的最佳作用区域，提出一种新的混合DPWM调制策略，在改进DPWM策略的基础上进一步优化输出电流质量。

Description

一种两相对称负载下NPC三电平变流器混合DPWM调制方法
技术领域
本发明属于驱动电机的功率变换器调制领域，其涉及一种两相对称负载下NPC三电平变流器混合DPWM调制方法，以解决变流器输出电流波动和中点电压较大的问题。
背景技术
与两电平变流器相比，中点箝位型三电平变流器具有相同直流电源供电时单开关器件承受电压应力小、输出电压质量高以及同开关频率下开关损耗小等诸多优点，在中高压大功率工业领域中得到广泛应用，如牵引传动、超深井提升等。
然而，若NPC三电平变流器驱动的三相负载中一相出现短路或驱动如两相异步电机等设备时，若不对调制策略进行改善，电流谐波含量和中点电压会显著上升并影响调制的稳定性。同时，在大功率驱动的场合开关损耗会显著增大，此时需降低开关频率以保证效率。但较低的开关频率会进一步引起电流谐波含量的增加。针对这些问题，调制策略作为改善输入输出性能的一种有效手段，近些年来得到了深入的研究。
Mcgrath B P,Holmes D G,Lipo T首先提出了应用于三电平变流器的四种传统DPWM空间矢量调制策略(DPWM0～DPWM3)并利用各矢量冗余开关状态，使得在一个周期内的一定区间总是只有两相桥臂开关动作，而另一相桥臂箝位于正母线或负母线电压(IEEETransactions on Industrial Electronics,vol.18,no.6,pp.1293-1301,2003年11月)。通过合理设置不同的箝位区间，可分别使这四种策略在不同功率因数下实现减小输出电压与电流的畸变率或减小开关损耗等目标。
针对两相负载下的调制，Tomaselli L C，Lazzarin T B等分析了两电平变流器空间矢量图变化并对传统空间矢量调制进行改进(IEEE Power Electronics SpecialistsConference，Recife，Brazil，2005年6月)。Charumit C，Kinnares V在此基础上分析了两相不对称负载的影响并将其作用效果叠加在各矢量中(Electric Power Systems Research,vol.79,no.7,pp.1127-1135,2009年2月)。Charumit C，Kinnares V结合上述分析，提出了两相负载下的两种DPWM调制策略，并结合开关损耗对传统分区改进，使开关损耗在各区间尽可能均衡(IEEE Transactions on Power Electronics,vol.30,no.4,pp.2191-2204,2015年4月)。
针对输出电流与中点电压的改善，主要是通过调整开关序列作用顺序来抑制其波动。Das S，Narayanan G，Pandey M提出一种混合调制策略，结合连续调制和DPWM调制得到新的开关序列，以减小谐波含量(IEEE Transactions on Power Electronics,vol.29,no.9,pp.4580-4591,2014年9月)。Xia C和Zhang G等较传统四种DPWM调制箝位在正或负母线电压不同，考虑了中点电压的波动，在低调制度下引入了一种零电平箝位状态并与传统DPWM调制策略混合在不同区域采用不同箝位方式及开关序列，减小了中点电压与输出电流谐波(IEEE Transactions on Power Electronics,vol.32,no.7,pp.5109-5121,2017年7月)。
上述研究与工作或只分析了两相负载下两电平变流器空间矢量图变化或只研究了三相负载下如何减小电流谐波，没有对两相负载下三电平变流器四种DPWM调制策略进行优化以及此时该如何选取合适的开关序列减小电流谐波的相关研究分析。
发明内容
本发明是为了克服两相对称负载下NPC三电平变流器下传统DPWM调制策略作用下输出电流谐波含量高的问题，首先分析了两相负载下NPC三电平变流器空间矢量图变化，并对传统四种DPWM调制策略中扇区重新划分得到改进DPWM调制策略。同时，进一步以输出电流波动量有效值作为评价指标，通过定量计算分析各箝位状态下的作用效果，将正负两种箝位状态的作用区域在整个空间矢量平面内进行划分，在不同子区域选择合适的备选开关序列作用，从而减小输出电流谐波并得到一种混合调制策略。本发明所提出的改进DPWM调制与混合调制策略在减小电流谐波含量的同时降低了中点电压波动与开关损耗，详见下文描述：
一种两相对称负载下NPC三电平变流器混合DPWM调制方法，根据当前中性点电位重新计算大中小矢量幅值与相位，并优化正负箝位状态作用区间，从而改善输出电流质量并减小中点电压及开关损耗，所述方法具体包含以下步骤：
1)分析两相对称负载下NPC三电平变流器空间矢量图变化，对各大小扇区重新划分并依据当前中性点电位计算大中小矢量的幅值与相位；
2)计算正负箝位状态在新划分扇区下-π/4～π/4参考矢量角范围内对应的电流波动量并绘制map图进行对比分析；
3)根据map图的结果，选择最小电流波动量对应的箝位方式作用与整个空间矢量平面内的各区域，以达到整个空间矢量平面内的电流波动量最小；根据正负箝位状态对应的开关序列，确定十二路PWM信号，利用dSPACE作为主控模块，输出PWM信号，实现两相对称负载下NPC三电平变流器混合DPWM调制，以优化输出性能并减小开关损耗。
步骤1)中对于短路相而言(以B相为例)，此时其输出电位就等同于中性点电位，因此在Vdc/2、0和-Vdc/2三种电平之间变化，而其它正常的A、C两相相对其电位则变为αβ轴下的分量并重新构成新的大中小矢量，所围成的空间矢量图也会发生变化，对应的线性调制区也有所增大。此时大中小矢量Vn'的合成公式如下所示：
Figure GDA0002683754680000031
其中vAO′和vCO′分别为A相和C相相对于B相的电压；Vα和Vβ分别代表两相对称负载下各基本电压矢量在αβ轴下的分量。
步骤2)中在新得到的空间矢量图下，原来四种DPWM调制中正负箝位状态所作用的固定角度与区间也将发生变化，并通过建立电流评价指标模型计算此时正负箝位状态各自作用区域对应的电流波动量，再根据空间矢量图的对称性得到整个空间矢量平面内正负箝位状态对应的电流波动量。
步骤3)中在新划分扇区下-π/4～π/4参考角范围内确定正负箝位状态合理的作用区域并利用小矢量的冗余开关状态得到新的开关序列从而根据对称性得到整个空间矢量平面内正负箝位状态的作用区间以优化输出电流质量并降低中点电压和开关损耗。
与现有技术相比，本发明技术方案带来的有益效果是：
(1)本发明针对两相对称负载下传统连续空间矢量调制策略输出电流波动较大的问题提出了适用于NPC三电平变流器的改进以及混合DPWM调制策略。
(2)本发明分析了两相对称负载下传统NPC三电平变流器空间矢量图的变化，对各矢量幅值和相位以及扇区进行重新划分，进而对传统DPWM调制策略中选择的不合适的开关状态加以调整。
(3)本发明在重新划分扇区的基础上以输出电流波动量最小的原则对整个空间矢量平面进行进一步划分，确定正负两种箝位状态的最佳作用区域进而选择合适的开关序列得到一种混合DPWM调制策略。与传统DPWM调制策略相比，本发明所提相关方法在减小输出电流波动与中点电压的同时降低了开关损耗，其中混合DPWM调制策略在改进DPWM调制策略的基础上进一步优化了系统的性能。
附图说明
图1为NPC三电平变流器拓扑结构；
图2为NPC三电平变流器空间矢量图；
图3a为传统DPWM策略在对应扇区内A相调制波；
图3b为改进IDPWM策略在对应扇区内A相调制波；
图4为两相对称负载下传统DPWM2与DPWM3对应输出电压、输出电流及中点电压；
图5为两相对称负载下NPC三电平变流器空间矢量图；
图6a为-π/4～π/4参考角范围内正箝位状态下的输出电流波动均值；
图6b为-π/4～π/4参考角范围内负箝位状态下的输出电流波动均值；
图6c为-π/4～π/4参考角范围内混合箝位状态下的输出电流波动均值；
图7为-π/4～π/4参考角范围内正负箝位交界线示意图；
图8为混合DPWM调制策略结构框图；
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明技术方案作进一步详细描述：
NPC三电平变流器拓扑结构如图1所示，每相由4个功率开关器件组成，以A相为例，功率开关器件开通关断可形成P(SA1＝1，SA2＝1，SA3＝0，SA4＝0)、O(SA1＝0，SA2＝1，SA3＝1，SA4＝0)、N(SA1＝0，SA2＝0，SA3＝1，SA4＝1)三种开关状态，对应的输出电压分别为Vdc/2、0、－Vdc/2。三相共可形成33＝27个开关状态组合，对应空间矢量平面中19个基本电压矢量Vn(n∈1,2,…,19)，按照矢量幅值的不同可分为大矢量、中矢量、小矢量和零矢量，基本电压矢量分布及扇区划分如图2所示。
由图2可知，零矢量对应三种开关状态组合、小矢量对应两种开关状态组合。在参考矢量Vref合成过程中，通过合理选择零矢量与小矢量对应的开关状态，可以使某一相桥臂开关状态保持于P或N，定义为正箝位状态或负箝位状态。在单位基波周期内，通过调制正、负箝位的分布位置，可在不同功率因数条件下减小变流器开关损耗或输出电流波动。
对于四种传统DPWM调制策略，即DPWM0～DPWM3，表1所示为上述四种调制策略在第I扇区各三角形区域内对应的开关序列。DPWM0～DPWM3作用下单位基波周期内A相调制波的标么值
Figure GDA0002683754680000051
以及对应的正箝位状态A+的分布区域分别如图3(a)与表2所示。
表1传统DPWM策略中Ⅰ扇区第1～6三角形区域开关序列
Figure GDA0002683754680000061
表2各DPWM调制策略中A+分布范围
Figure GDA0002683754680000062
当三相变流器驱动两相对称负载时，空间矢量平面内各基本电压矢量幅值与相位均会发生变化，图4给出了上述工况下DPWM2与DPWM3作用下变流器输出相电压vAO，输出线电压vAB，输出电流iA以及中点电压vO的波形。可以看出，输出电流发生明显畸变且中点电压波动较大。因此，需通过基本电压矢量幅值与相位的修正，改善变流器输出性能。
不失一般性，以B相输出直接与负载中性点N相连为例，与异步机等效电路相同，其它两相两绕组空间上呈π/2放置。此时B相电压即为中性点电压，基本矢量Vn'表达式为
Figure GDA0002683754680000063
其中vAO′和vCO′分别为A相和C相相对于B相的电压；Vα和Vβ分别代表两相对称负载下各基本电压矢量在αβ轴下的分量。
以开关状态PNO为例，B相开关状态为N，对应电压-Vdc/2。以B相电压为参考电压，A相电压为Vdc，C相电压为Vdc/2。同时，B相电压即为中性点处电压，而A、C相电压分别对应基本矢量的α轴与β轴分量。所以两相对称负载下扇区需重新进行划分并命名为
Figure GDA0002683754680000064
Figure GDA0002683754680000071
扇区，将它们一并画在空间矢量平面中，如图5所示。仍然以大矢量为边界将平面划分为6个扇区，其中
Figure GDA0002683754680000072
扇区的间隔为π/4，
Figure GDA0002683754680000073
扇区的间隔为π/2。
此时的线性调制区较三相对称负载时有所增大，由原六边形的内切圆变为图5中的阴影圆部分，其半径也由V2对应的幅值
Figure GDA0002683754680000074
变为V2'对应的幅值
Figure GDA0002683754680000075
增大了22.5％。定义此时的调制度
Figure GDA0002683754680000076
对应于DPWM0～DPWM3，以图5所示基本电压矢量及伏秒平衡原则为依据，对合成参考矢量的各基本矢量作用时间重新计算，可形成适用于两相对称负载下的DPWM调制策略IDPWM0～IDPWM3。以IDPWM0策略下参考矢量Vref位于
Figure GDA0002683754680000077
扇区第①三角形区域为例，此时参考矢量由V13'、V1'、V2'合成，其作用时间分别为T1、T2、T0，Ts为PWM开关周期，有
Figure GDA0002683754680000078
表3为
Figure GDA0002683754680000079
扇区第1～6三角形区域各基本电压矢量作用时间。同理可得其他各扇区内基本电压矢量作用时间。IDPWM作用下的变流器A相调制波的标么值
Figure GDA00026837546800000710
如图3(b)所示，对应的正箝位状态分布如表2所示。
表3 IDPWM0策略下
Figure GDA00026837546800000711
扇区第①～⑥三角形区域中基本电压矢量作用时间
Figure GDA00026837546800000712
需要补充的是，IDPWM策略与传统DPWM策略一样，均以扇区或扇区中心线作为箝位区间(开关序列作用区间)的分界线，虽然对基本电压矢量幅值与相位进行了修正并重新划分扇区，但正、负箝位状态在空间矢量平面内每个小三角形区域对应的电流波动量不同，变流器在整个基波周期内输出电流的性能仍无法保证。同时可以发现，变流器输出电流波动随调制度与参考矢量角发生变化，若以输出电流波动量有效值为评价指标来确定正、负箝位状态分布以及DPWM调制开关序列作用区域，则可进一步提升变流器输出波形质量。
由空间矢量调制原理可知，单位采样周期内，矢量合成过程中基本电压矢量与参考电压矢量之间存在误差，导致变流器输出电流波形存在波动。针对任意调制度m与参考矢量角θ，不同的开关序列作用下变流器输出电流波动量有效值Irip_rms各不相同，Irip_rms定义如下：
Figure GDA0002683754680000081
其中i1,err，i2,err，i3,err分别为各基本矢量作用下的误差电流矢量。
由于Irip_rms可等效为采样周期内误差电流矢量终端轨迹三角形重心到坐标原点的距离，即平均误差电流矢量幅值|imean|，故本发明以|imean|最小原则确定各DPWM调制开关序列作用区域，并将正、负箝位状态共同作用形成的状态定义为混合箝位状态。
图6(a)与图6(b)分别为空间矢量平面-π/4～π/4区间内正、负箝位状态对应的开关序列作用下平均误差电流矢量幅值|imean|变化趋势，以|imean|最小值为原则，可得正、负箝位状态开关序列分界线，如图6(c)所示。同理，由对称性可得整个空间矢量平面内正、负箝位状态分界线，如图7所示。各扇区内的分界线方程如表4所示。
表4各扇区内的分界线方程
Figure GDA0002683754680000082
根据图7所示正、负箝位状态分布方式，可得两相对称负载工况下混合DPWM调制策略。该策略框图如图8所示，实现步骤如下：
1)以参考矢量Vref对应的调制度m与矢量角θ为输入确定参考矢量所处大扇区和小三角形区域；
2)根据表4所示分界线方程确定参考矢量所处区域的箝位状态；
3)根据表2选取合成参考矢量的开关序列；
4)依据伏秒平衡原则，计算合成参考矢量的各基本电压矢量作用时间；
5)由步骤3)与步骤4)得到的开关序列与占空比生成三相桥臂各开关管的脉冲信号。
本发明并不限于上文描述的实施方式。以上对具体实施方式的描述旨在说明本发明的技术方案，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，并不是限制性的。在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，本领域的普通技术人员在本发明的启示下还可做出很多形式的具体变换，这些均属于本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种两相对称负载下NPC三电平变流器混合DPWM调制方法，其特征在于，根据当前中性点电位重新计算大中小矢量幅值与相位，并合理选择正负箝位状态作用区间，从而改善输出电流质量并减小中点电压及开关损耗，所述方法具体包含以下步骤：
1)分析两相对称负载下NPC三电平变流器空间矢量图变化，对各大小扇区重新划分并依据当前中性点电位计算大中小矢量的幅值与相位；
2)计算正负箝位状态在新划分扇区下-π/4～π/4参考矢量角范围内对应的电流波动量并绘制map图进行对比分析；
3)根据map图的结果，选择最小电流波动量对应的箝位方式作用于整个空间矢量平面内的各区域，以达到整个空间矢量平面内的电流波动量最小；根据正负箝位状态对应的开关序列，确定十二路PWM信号，利用dSPACE作为主控模块，输出PWM信号，实现两相对称负载下NPC三电平变流器混合DPWM调制，以优化输出性能并减小开关损耗。
2.根据权利要求1所述的一种两相对称负载下NPC三电平变流器混合DPWM调制方法，其特征在于，步骤1)中对于以B相作为短路相而言，此时其输出电位就等同于中性点电位，因此在输出电压Vdc/2、0和-Vdc/2三种电平之间变化，而其它正常的A、C两相相对其电位则均变为αβ轴下的分量并重新构成新的大中小矢量，所围成的空间矢量图也会发生变化，对应的线性调制区也有所增大，此时大中小矢量Vn'的合成公式如下所示：
Figure FDA0002683754670000011
其中vAO′和vCO′分别为A相和C相相对于B相的电压；Vα和Vβ分别代表两相对称负载下各基本电压矢量在αβ轴下的分量。
3.根据权利要求1所述的一种两相对称负载下NPC三电平变流器混合DPWM调制方法，其特征在于，步骤2)中在新得到的空间矢量图下，原来四种DPWM调制中正负箝位状态所作用的固定角度与区间也将发生变化，并通过建立电流评价指标模型计算此时正负箝位状态各自作用区域对应的电流波动量，再根据空间矢量图的对称性得到整个空间矢量平面内正负箝位状态对应的电流波动量。
4.根据权利要求1所述的一种两相对称负载下NPC三电平变流器混合DPWM调制方法，其特征在于，步骤3)中在新划分扇区下-π/4～π/4参考角范围内确定正负箝位状态合理的作用区域并利用小矢量的冗余开关状态得到新的开关序列从而根据对称性得到整个空间矢量平面内正负箝位状态的作用区间以优化输出电流质量并降低中点电压和开关损耗。
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