CN114142758B - 一种适用于线电压级联型三重化变流器的新型调制方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 31
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims abstract description 290
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 claims abstract description 8
- 238000012216 screening Methods 0.000 claims abstract description 5
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims abstract description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 claims description 15
- 238000009826 distribution Methods 0.000 claims description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 3
- 230000009471 action Effects 0.000 description 16
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 7
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 3
- HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N silicon carbide Chemical compound [Si+]#[C-] HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 3
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 238000011161 development Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 2
- 229910010271 silicon carbide Inorganic materials 0.000 description 2
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
- H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
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Abstract
本发明公开了一种适用于线电压级联型三重化变流器的新型调制方法。优化电压矢量空间，进行扇区和调制度的划分，并在不同调制度区域以不同的矢量选取方式来选择基本电压矢量，最后通过谐波分析确定最优的发波顺序，按照发波顺序对同一扇区中的基本电压矢量进行合成后施加到线电压级联型三重化变流器上进行调制控制。本发明基于筛选过后的有限开关状态进行调制，通过去除冗余状态，保证了在不同调制度下应用不同的调制序列，降低了开关频率的同时兼顾了电流质量，解决了中高压大功率场合要求开关频率低，输出电能质量优和低开关频率运行要求下的控制难题。
Description
技术领域
本发明属于电力电子电路控制领域的一种变流器调制方法，涉及一种适用于线电压级联型三重化变流器的新型调制方法，该方法适用于大功率电机调速、新能源发电等领域。
背景技术
随着电力电子技术的不断发展以及应用场合的不断完善，对功率器件的要求度越来越高，从普通晶闸管(Silicon Controlled Rectifier，简称SCR)发展到具有耐压等级高、承受电流大以及开关特性好的电力晶体管(Giant Transistor，简称GTR)；再到具有驱动电路简单、所需驱动功率小以及开关频率高的电力场效应晶体管(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor，简称MOSFET)；最后到绝缘栅双极型晶体管(Insulated-gate Bipolar Transistor，简称IGBT)、新一代基于碳化硅(SiliconCarbide，简称SiC)等电力电子器件的出现。IGBT自1986年投入使用后因其驱动简单、可靠性高、不用缓冲电路、开关频率高等优点迅速取代传统开关器件，获得最为广泛的使用。但是在一些高电压等级场合，对开关器件的电压承受等级要求很高，通常在数十千伏以上，更高可达十数兆伏，而IGBT目前单管耐压等级仅为6500V，远远不能满足实际应用。最新一代SiC因其具有较低开关损耗，功率密度高的特点虽然能够满足高电压、大功率场合的要求，但由于其成本过高，技术不够成熟无法推广使用，这也成为目前电力电子器件发展的一大难题。
现阶段在功率器件上面的研究难以取得重大突破，为了满足一些功率场合的需求，目前主要的解决方案是以现有功率器件为组成单元，从拓扑结构和控制方式上寻求创新，既可以提高功率变换器的容量，又可以提升其性能。以提升功率变换器的耐压等级和输出功率为目标，学者们提出了很多新的思路，如多路复用技术、变频器组合技术和多重化、多电平变换器技术等。
其中多重化变流技术大致内容是以传统两电平电压源型变换器为基本组成单元，通过串联、并联或级联的方式进行连接提升系统容量及电平数，每个单元以较低的开关频率动作，却能使系统整体开关频率很高，改变了系统输出的容量，最终实现更高的输出电流或电压，同时通过相应的调制方式改善其输出波形的质量。
因此，随着风力发电系统功率等级的不断提升，受器件性能的限制，传统拓扑结构构成的功率变换器，已难以满足大功率风力发电系统的需求。对于中压大功率场合而言，变流器中功率器件开关频率较低，通常限制在几百赫兹左右。线电压级联型变流器的传统调制方法存在大量冗余状态，简单地降低载波比则会造成控制性能严重下降，系统失稳。
发明内容
针对三重化拓扑传统调制方式开关状态复杂，模块间耦合严重而无法在中高压大功率场合取得良好的调制问题，本发明提出了一种可实现低开关频率下良好运行的调制方法，该方法具有简单有效、可靠性高的优势，尤其适用于三重化变流器处于低开关频率运行要求的工况。
本发明的技术方案如下：
对于电压矢量空间，进行扇区和调制度的划分，并在不同调制度区域以不同的矢量选取方式来选择作用在线电压级联型三重化变流器上的基本电压矢量，最后通过谐波分析确定最优的发波顺序，按照发波顺序对同一扇区中的基本电压矢量进行合成后施加到线电压级联型三重化变流器上进行调制控制，解决了中高压大功率场合下要求开关频率低电流质量高的难题。
所述的线电压级联型三重化变流器是由三个两电平电压源型变流器单元通过线电压级联的方式组合而成，三个两电平电压源型变流器单元通过限流电感Lx连接。
以第一个两电平电压源型变流器单元的a相作为线电压级联型三重化变流器的A相，以第二个两电平电压源型变流器单元的b相作为线电压级联型三重化变流器的B相，以第三个两电平电压源型变流器单元的c相作为线电压级联型三重化变流器的C相。
所述的三个两电平电压源型变流器单元通过限流电感Lx连接，具体连接方式为，第一个两电平电压源型变流器单元的b相通过限流电感Lx连接至第二个两电平电压源型变流器单元的a相，第二个两电平电压源型变流器单元的c相通过限流电感Lx连接至第三个两电平电压源型变流器单元的b相，第三个两电平电压源型变流器单元的a相通过限流电感Lx连接至第一个两电平电压源型变流器单元的c相。
每个两电平电压源型变流器单元的交流侧都有a、b、c三相，设置第一个两电平电压源型变流器单元的三相为a1、b1和c1相，第二个两电平电压源型变流器单元的三相为a2、b2和c2相，第三个两电平电压源型变流器单元的三相为a3、b3和c3相，从而以a1相作为线电压级联型三重化变流器的A相，以b2相作为线电压级联型三重化变流器的B相，以c3相作为线电压级联型三重化变流器的C相；b1相通过限流电感Lx连接至a2相，c2相通过限流电感Lx连接至b3相，a3相通过限流电感Lx连接至c1相。
所述方法具体包含以下步骤：
1)筛选优化并重构线电压级联型三重化变流器的电压矢量空间，获得无环流不短路的理想开关状态所构成的电压矢量空间，对电压矢量空间进行扇区划分，再将所有扇区划分到不同调制度下，构成不同的调制区域；
2)以三个两电平电压源型变流器单元整体的一种开关状态作为一种基本电压矢量，将基本电压矢量根据不同的调制区域优化赋予到各个扇区上；
3)确定能使电流波动最小的发波顺序，以此发波顺序进行合成获得所需的交流侧参考电压矢量进而实现调制，实现了在保证开关频率最小的同时兼顾电流品质。
所述1)中，从三个两电平电压源型变流器单元所有种可能的开关状态中，以模块间无环流、不短路、相邻矢量开关次数最少的处理方式从中筛选出部分开关状态优化电压矢量空间，具体为：每个开关状态对应一个电压矢量，根据电压矢量的长度，将其分为小矢量、中矢量、大矢量、零矢量，由所有电压矢量重新构成电压矢量空间，小矢量的矢量长度为2×Udc/3，中矢量的矢量长度为
大矢量的矢量长度为4×Udc/3，零矢量的矢量长度为0，其中，Udc为每个两电平电压源型变流器单元的直流母线电压值。/>
每个两电平电压源型变流器单元均包括上、下桥臂，每个桥臂具有三个功率器件，共计具有六个功率器件，每个功率器件均有一个开关状态，且同一相上、下桥臂开关状态互补；单个两电平电压源型变流器单元的所有功率器件的所有可能开关状态进行排列组合，使得单个两电平电压源型变流器单元具有8种开关状态，并对8种开关状态进行编号，进而使得三个两电平电压源型变流器单元形成了83＝512种可能的开关状态。
所述1)中，根据其在αβ两相坐标系中分布位置，将筛选过后获得的无环流不短路的理想开关状态所构成的电压矢量空间分为36个扇区，再将36个扇区按照调制度大小划分到不同的调制度区域，具体将整个电压矢量空间图中的36个扇区按照不同调制度分成以下三个区域：高调制度区、低调制度区、调制死区；
每个扇区的调制度按照以下公式计算获得：
其中，m是调制度，Vs是交流侧参考电压矢量，Umax是线电压级联型三重化变流器最大输出电压，vd、vq为交流侧参考电压矢量Vs在dq坐标系下分量，Udc表示三个两电平电压源型变流器单元对应的直流母线电压平均值；
然后根据扇区的调制度进行以下判断：
若扇区的调制度m≥0.577时，则扇区位于调制死区；
若扇区的调制度0.5≤m≤0.577时，则扇区位于高调制度区；
若扇区的调制度m≤0.5时，则扇区位于低调制度区。
具体实施中，
定义第一个两电平电压源型变流器单元中的六个功率器件的开关状态如下：a1相上桥臂的开关状态sa1u，a1相下桥臂的开关状态sa1d，b1相上桥臂的开关状态sb1u，b1相下桥臂的开关状态sb1d，c1相上桥臂的开关状态sc1u，c1相下桥臂的开关状态sc1d；
定义第二个两电平电压源型变流器单元中的六个功率器件的开关状态如下：a2相上桥臂的开关状态sa2u，a2相下桥臂的开关状态sa2d，b2相上桥臂的开关状态sb2u，b2相下桥臂的开关状态sb2d，c2相上桥臂的开关状态sc2u，c2相下桥臂的开关状态sc2d；
定义第三个两电平电压源型变流器单元中的六个功率器件的开关状态如下：a3相上桥臂的开关状态sa3u，a3相下桥臂的开关状态sa3d，b3相上桥臂的开关状态sb3u，b3相下桥臂的开关状态sb3d，c3相上桥臂的开关状态sc3u，c3相下桥臂的开关状态sc3d。
由于同一相上、下桥臂开关状态互补，第一、第二、第三个两电平电压源型变流器单元的开关状态S1、S2、S3用各自的上桥臂开关状态组成的上桥臂开关信号进行表示，分别为[sa1u sb1u sc1u]、[sa2u sb2u sc2u]、[sa3u sb3u sc3u]；
所以每个两电平电压源型变流器单元的开关状态有以下8种：[0 0 0]、[0 0 1]、[0 1 0]、[0 1 1]、[1 0 0]、[1 0 1]、[1 1 0]、[1 1 1]，将每种状态看成一个二进制数，并以每个二进制对应的十进制数将其进行编号：将[0 0 0]对应0，[0 0 1]对应1，[0 1 0]对应2，[0 1 1]对应3，[1 0 0]对应4，[1 0 1]对应5，[1 1 0]对应6，[1 1 1]对应7。对于一个功率器件而言有两个开关状态，开通表示为0，关断表示为1。
进一步用这8个十进制数来表示每个两电平电压源型变流器单元对应的开关状态，即第一、第二、第三个两电平电压源型变流器单元的开关状态S1、S2、S3均有0～7八种状态，第一、第二、第三个两电平电压源型变流器单元构成的整体线电压级联型三重化变流器的所有开关状态用(S1 S2 S3)来表示，一共有83＝512种开关状态；
以模块间无环流、不短路、相邻矢量开关次数最少的处理方式从筛选出了19个开关状态，重新优化建立一个电压矢量空间。
19个开关状态及矢量分布具体如下：
小矢量的矢量长度为2×Udc/3，对应开关状态为(044)、(667)、(202)、(733)、(110)、(575)；
中矢量的矢量长度为
对应开关状态为(464)、(266)、(332)、(131)、(155)、(445)；
大矢量的矢量长度为4×Udc/3，对应开关状态为(444)、(666)、(222)、(333)、(111)、(555)；
零矢量的矢量长度为0，对应开关状态为(000)。
所述2)中，在保证伏秒平衡方程具有有效解的前提下按照相邻矢量开关次数最少的原则，针对不同调制区域中的扇区，在扇区的三角形的三个角上均要设置一个基本电压矢量，共计设置三个基本电压矢量，以不同的矢量选取方式来选择三个基本电压矢量，在矢量能够有效合成的基础上实现最小的开关动作次数；具体实现方法如下：
首先，在不同的调制度区域建立不同的矢量选取方式，
当矢量位于低调制度区和高调制度区时，按照最近三矢量方式选取基本电压矢量并进行矢量合成获得交流侧电压矢量；
当矢量位于调制死区时，依据最近三矢量法无法合成目标矢量，重新选取矢量，用与交流侧参考电压矢量距离最近的中矢量替换其中一个不是位于当前扇区边界的小矢量，使得在后面合成矢量的同时保证最低的开关频率。
所述用与交流侧参考电压矢量距离最近的中矢量替换换其中一个不是位于当前扇区边界的小矢量，具体详细替换方式如下：
25扇区中基本电压矢量(667)替换为基本电压矢量(464)；
26扇区中基本电压矢量(044)替换为基本电压矢量(464)；
27扇区中基本电压矢量(202)替换为基本电压矢量(266)；
28扇区中基本电压矢量(667)替换为基本电压矢量(266)；
29扇区中基本电压矢量(733)替换为基本电压矢量(332)；
30扇区中基本电压矢量(202)替换为基本电压矢量(332)；
31扇区中基本电压矢量(110)替换为基本电压矢量(131)；
32扇区中基本电压矢量(733)替换为基本电压矢量(131)；
33扇区中基本电压矢量(575)替换为基本电压矢量(155)；
34扇区中基本电压矢量(110)替换为基本电压矢量(155)；
35扇区中基本电压矢量(044)替换为基本电压矢量(445)；
36扇区中基本电压矢量(575)替换为基本电压矢量(445)。
按照所述2)，获得不同调制度对应的扇区以及每个扇区选择的基本电压矢量如下：
低调制度区：
扇区1：(044)、(667)、(000)；扇区5：(667)、(202)、(000)；
扇区9：(202)、(733)、(000)；扇区13：(733)、(110)、(000)；
扇区17：(110)、(575)、(000)；扇区21：(575)、(044)、(000)；
高调制度区：
扇区2：(444)、(464)、(044)；扇区3：(464)、(667)、(044)；
扇区4：(464)、(666)、(667)；扇区6：(666)、(266)、(667)；
扇区7：(266)、(202)、(667)；扇区8：(266)、(222)、(202)；
扇区10：(222)、(332)、(202)；扇区11：(332)、(733)、(202)；
扇区12：(332)、(333)、(733)；扇区14：(333)、(131)、(733)；
扇区15：(131)、(110)、(733)；扇区16：(131)、(111)、(110)；
扇区18：(111)、(155)、(110)；扇区19：(155)、(575)、(110)；
扇区20：(155)、(555)、(575)；扇区22：(555)、(445)、(575)；
扇区23：(445)、(044)、(575)；扇区24：(445)、(444)、(044)；
调制死区：
扇区25：(464)、(000)、(044)；扇区26：(464)、(667)、(000)；
扇区27：(266)、(000)、(667)；扇区28：(266)、(202)、(000)；
扇区29：(332)、(000)、(202)；扇区30：(332)、(733)、(000)；
扇区31：(131)、(000)、(733)；扇区32：(131)、(110)、(000)；
扇区33：(155)、(000)、(110)；扇区34：(155)、(575)、(000)；
扇区35：(445)、(000)、(575)；扇区36：(445)、(044)、(000)；
其中，一个圆括号整体作为一个基本电压矢量；
圆括号中，第一位数字代表了第一个两电平电压源型变流器单元的开关状态，第二位数字代表了第二个两电平电压源型变流器单元的开关状态，第三位数字代表了第三个两电平电压源型变流器单元的开关状态，均用两电平电压源型变流器单元上桥臂的三个功率器件表示，圆括号中的数字分别对应表示为：0表示三个功率器件的开关状态[0 0 0]，1表示三个功率器件的开关状态信号[0 0 1]1，2表示三个功率器件的开关状态[0 1 0]，3表示三个功率器件的开关状态[0 1 1]，4表示三个功率器件的开关状态[1 0 0]，5表示三个功率器件的开关状态[1 0 1]，6表示三个功率器件的开关状态[1 1 0]，7表示三个功率器件的开关状态[1 1 1]；
方括号中，第一位数字代表了上桥臂的第一个功率器件的开关状态，第二位数字代表了上桥臂的第二个功率器件的开关状态，第三位数字代表了上桥臂的第三个功率器件的开关状态，方括号中的数字分别对应表示为：0表示为功率器件开通，1表示为功率器件关断。例如方括号中的第一位数字0代表了上桥臂的第一个功率器件为开通、下桥臂的第一个功率器件为关断的开关状态。
所述3)中根据划分后的扇区，结合控制算法计算得到的计算选定的三个基本电压矢量在一个控制周期内的占空比，最后以最优的矢量作用顺序发波，保证开关频率最小的同时兼顾了电流品质。
所述3)具体实现方法如下：针对每个扇区中的三个基本电压矢量，以其中最靠近右侧的基本电压矢量开始，以逆时针顺序依次经过各个基本电压矢量，依次将三个基本电压矢量进行合成，获得一个所需的交流侧参考电压矢量。
这样将电压矢量空间中每个扇区的基本电压矢量作用顺序固定，不随时间而变化。
具体实施中，将每个扇区的三个基本电压矢量按照以最靠右开始、逆时针方式编号为V1、V2、V3，选定(V1、V2、V3)为发波顺序，实现了电流谐波最小。
具体实施中，定义基本电压矢量V1、V2、V3在α轴分量分别为：V1α、V2α、V3α；在β轴分量分别为：V1β、V2β、V3β，交流侧参考电压矢量Vs在αβ轴分量分别为：Vsα、Vsβ，按照以下方程式计算占空比：
式中，T1、T2、T3分别对应一个控制周期内V1，V2，V3的作用时间，Ts_control为控制周期，D1、D2、D3分别为V1、V2、V3在单个控制周期内占空比；
得到上述占空比之后，按照对称性原则，将电压矢量空间中每个扇区的矢量作用顺序固定，不随时间而变化；
将每个扇区对应的基本电压矢量逆时针记为通用的表达型式，即V1、V2、V3，并根据电流谐波最小评判标准，选用(V1、V2、V3)的顺序进行发波，V1、V2、V3的作用时长即为T1、T2、T3。
一个控制周期内三个基本电压矢量V1、V2、V3在不同扇区内三个电压矢量与开关状态具体对应关系如下：
扇区1：V1对应(044)、V2对应(667)、V3对应(000)；
扇区2：V1对应(444)、V2对应(464)、V3对应(044)；
扇区3：V1对应(464)、V2对应(667)、V3对应(044)；
扇区4：V1对应(464)、V2对应(666)、V3对应(667)；
扇区5：V1对应(667)、V2对应(202)、V3对应(000)；
扇区6：V1对应(666)、V2对应(266)、V3对应(667)；
扇区7：V1对应(266)、V2对应(202)、V3对应(667)；
扇区8：V1对应(266)、V2对应(222)、V3对应(202)；
扇区9：V1对应(202)、V2对应(733)、V3对应(000)；
扇区10：V1对应(222)、V2对应(332)、V3对应(202)；
扇区11：V1对应(332)、V2对应(733)、V3对应(202)；
扇区12：V1对应(332)、V2对应(333)、V3对应(733)；
扇区13：V1对应(733)、V2对应(110)、V3对应(000)；
扇区14：V1对应(333)、V2对应(131)、V3对应(733)；
扇区15：V1对应(131)、V2对应(110)、V3对应(733)；
扇区16：V1对应(131)、V2对应(111)、V3对应(110)；
扇区17：V1对应(110)、V2对应(575)、V3对应(000)；
扇区18：V1对应(111)、V2对应(155)、V3对应(110)；
扇区19：V1对应(155)、V2对应(575)、V3对应(110)；
扇区20：V1对应(155)、V2对应(555)、V3对应(575)；
扇区21：V1对应(575)、V2对应(044)、V3对应(000)；
扇区22：V1对应(555)、V2对应(445)、V3对应(575)；
扇区23：V1对应(445)、V2对应(044)、V3对应(575)；
扇区24：V1对应(445)、V2对应(444)、V3对应(044)；
扇区25：V1对应(464)、V2对应(000)、V3对应(044)；
扇区26：V1对应(464)、V2对应(667)、V3对应(000)；
扇区27：V1对应(266)、V2对应(000)、V3对应(667)；
扇区28：V1对应(266)、V2对应(202)、V3对应(000)；
扇区29：V1对应(332)、V2对应(000)、V3对应(202)；
扇区30：V1对应(332)、V2对应(733)、V3对应(000)；
扇区31：V1对应(131)、V2对应(000)、V3对应(733)；
扇区32：V1对应(131)、V2对应(110)、V3对应(000)；
扇区33：V1对应(155)、V2对应(000)、V3对应(110)；
扇区34：V1对应(155)、V2对应(575)、V3对应(000)；
扇区35：V1对应(445)、V2对应(000)、V3对应(575)；
扇区36：V1对应(445)、V2对应(044)、V3对应(000)。
本发明的有益效果是：
本发明以线电压级联型三重化变流器为研究对象，提出了一种低开关频率下的三矢量调制方式，该方式基于筛选过后的有限开关状态进行调制，降低了开关频率的同时兼顾了电流质量，解决了中高压大功率场合要求开关频率低，输出电能质量优的控制难题。
本发明调制方法基于有限开关状态的矢量关系，通过去除冗余状态，并根据调制度筛选出最优的开关序列，从而保证了在不同调制度下应用不同的调制序列，在开关频率最小的基础上保证了电流品质，有效地解决了低开关频率运行要求下的控制难题。
附图说明
图1为线电压级联型三重化变流器主电路及控制系统原理图；
图2为开关状态(444)下的通路图及等效电路模型图；
图3为每组开关组合及其约束状态图；
图4为一种约束状态下电路连接图
图5为线电压级联型三重化变流器由19个电压矢量构成的矢量空间图及扇区划分情况；
图6为交流侧参考电压矢量位于第一扇区合成矢量图；
图7为第一扇区矢量在A相投影图；
图8为单个控制周期理想电流偏移方式图；
图9为电周期理想电流偏移方式图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施对本发明作进一步说明。
具体实施的线电压级联型三重化变换器拓扑结构如图1所示，做如下定义：Lx为功率单元间限流电感，Lg为网侧滤波储能电感，C为直流母线电容。Ub1a2为单元1与单元2模块间限流电感电压、Ua1b1为单元1的A、B相线电压、Ua2b2为单元2的A、B相线电压。UAB为整个三重化结构A、B相线电压，EAB为电网A、B相之间电动势值，Udc为单个两电平电压源变流器单元直流母线电压值，Udc1、Udc2、Udc3分别为单元1、单元2、单元3的直流母线电压值。
线电压级联型逆变器开关组合状态较多，将它们分别用三位数(S1 S2 S3)来表示，其中S1、S2、S3均为任意0～7之间的数字，共有83＝512种组合方式，分别代表单元1、单元2、单元3三相上桥臂开关管所对应的开关状态，每个数字和两电平电压源逆变器开关状态关系如表1所示，例如(S1 S2 S3)＝(1 2 3)则表示单元1的三相上桥臂开关管状态为001；单元2的三相上桥臂开关管状态为010；单元3的三相上桥臂开关管状态为011。
表1.单个两电平电压源变流器对应的开关状态
对不同开关状态对应的等效电路进行分析，进而筛选即可得到想要的无环流，不短路的理想开关状态，以(444)为例，每个单元的开关状态均为100，其通路如图2中左图所示，右图为该状态下通路的等效化模型。
其他开关状态分析同上，图3为筛选出的符合条件的等效电路连接图。等效电路下面是该种电路的约束状态，一共筛选出的开关状态有96种，被分为以下6组。其中⊙表示同或逻辑，如果逻辑为1，图3(a)中端口3和端口4对应的电源负极相连，图3(b)中端口1和端口2对应的电源正极相连，如果逻辑为0，上述两组端口均不相连。
以图3(a)中的第一组开关约束为例，此时约束为sb1u＝sc1u＝0；sa2u＝sa3u＝1；sc2u⊙sb3u＝1，剩余状态sa1u、sb2u、sc3u的状态与电路连接方式如图4。
根据上述开关状态可以得到一个新的电压矢量空间，如图5所示。其中包含18个基本电压矢量，将其按照长短分为大、中、小三种矢量，大矢量长度为4×Udc/3，中矢量长度为
小矢量长度为2×Udc/3。每一个矢量对应多个开关状态，为保证相邻矢量切换时开关次数最少，选取了20种开关状态，其中有效矢量对应18种，零矢量对应两种。零矢量对应两种实际为一种，从而获得了19种开关状态。分别为：
小矢量的矢量长度为2×Udc/3，对应开关状态为(044)、(667)、(202)、(733)、(110)、(575)；
中矢量的矢量长度为
对应开关状态为(464)、(266)、(332)、(131)、(155)、(445)；/>
大矢量的矢量长度为4×Udc/3，对应开关状态为(444)、(666)、(222)、(333)、(111)、(555)。
当矢量位于低调制度区和高调制度区时，按照最近三矢量选取基本电压矢量并进行矢量合成，从空间矢量图中矢量切换时开关管动作次数可以计算出，以此原则来选取矢量可以在高调制度区将开关频率降低至载波频率的1/3；在低调制度区将开关频率降低至载波频率的1/2。
而当矢量位于调制死区时，依据最近三矢量法无法合成目标矢量，需要重新选取矢量，此时可以用最近的中矢量替换其中较远的小矢量，在合成矢量的同时保证最低的开关频率。以第25扇区为例，由于(000)、(044)、(667)无法合成目标矢量，则选取(464)替换(667)完成矢量合成。
详细替换方式如下：
25扇区中基本电压矢量(667)替换为基本电压矢量(464)；
26扇区中基本电压矢量(044)替换为基本电压矢量(464)；
27扇区中基本电压矢量(202)替换为基本电压矢量(266)；
28扇区中基本电压矢量(667)替换为基本电压矢量(266)；
29扇区中基本电压矢量(733)替换为基本电压矢量(332)；
30扇区中基本电压矢量(202)替换为基本电压矢量(332)；
31扇区中基本电压矢量(110)替换为基本电压矢量(131)；
32扇区中基本电压矢量(733)替换为基本电压矢量(131)；
33扇区中基本电压矢量(575)替换为基本电压矢量(155)；
34扇区中基本电压矢量(110)替换为基本电压矢量(155)；
35扇区中基本电压矢量(044)替换为基本电压矢量(445)；
36扇区中基本电压矢量(575)替换为基本电压矢量(445)。
与传统两电平SVPWM调制算法类似，利用伏秒平衡的原则合成交流侧参考电压矢量，以第一扇区为例：当交流侧参考电压矢量位于第一扇区时，由最近三矢量，选取的三个矢量为(044)、(667)、(777)，零矢量的选择以开关次数最少为准，图6为伏秒平衡合成电压矢量图，V1、V2、V3为选取的三个矢量，V1α、V2α分别为矢量1和矢量2在α轴分量，V1β、V2β为矢量1和矢量2在β轴分量，Vs、Vsα、Vsβ分别为交流侧参考电压矢量以及交流侧参考电压矢量在α轴、β轴分量。
最终获得的不同调制度对应的扇区以及每个扇区选择的基本电压矢量如下：
低调制度区：
扇区1：(044)、(667)、(000)；扇区5：(667)、(202)、(000)；
扇区9：(202)、(733)、(000)；扇区13：(733)、(110)、(000)；
扇区17：(110)、(575)、(000)；扇区21：(575)、(044)、(000)；
高调制度区：
扇区2：(444)、(464)、(044)；扇区3：(464)、(667)、(044)；
扇区4：(464)、(666)、(667)；扇区6：(666)、(266)、(667)；
扇区7：(266)、(202)、(667)；扇区8：(266)、(222)、(202)；
扇区10：(222)、(332)、(202)；扇区11：(332)、(733)、(202)；
扇区12：(332)、(333)、(733)；扇区14：(333)、(131)、(733)；
扇区15：(131)、(110)、(733)；扇区16：(131)、(111)、(110)；
扇区18：(111)、(155)、(110)；扇区19：(155)、(575)、(110)；
扇区20：(155)、(555)、(575)；扇区22：(555)、(445)、(575)；
扇区23：(445)、(044)、(575)；扇区24：(445)、(444)、(044)；
传统调制死区：
扇区25：(464)、(000)、(044)；扇区26：(464)、(667)、(000)；
扇区27：(266)、(000)、(667)；扇区28：(266)、(202)、(000)；
扇区29：(332)、(000)、(202)；扇区30：(332)、(733)、(000)；
扇区31：(131)、(000)、(733)；扇区32：(131)、(110)、(000)；
扇区33：(155)、(000)、(110)；扇区34：(155)、(575)、(000)；
扇区35：(445)、(000)、(575)；扇区36：(445)、(044)、(000)；
然后按照伏秒平衡的原则，得到如下方程式：
式中，T1、T2、T3分别对应一个控制周期内V1，V2，V3的作用时间，Ts_control为控制周期，D1、D2、D3分别为V1、V2、V3在单个控制周期内占空比；
得到上述占空比之后，按照对称性原则，将电压矢量空间中每个扇区的矢量作用顺序固定，其不随时间而变化；
将每个扇区对应的基本电压矢量逆时针记为一种通用的表达型式，即V1、V2、V3；
并根据电流谐波最小评判标准，选用(V1、V2、V3)的顺序进行发波，V1、V2、V3的作用时长即为T1、T2、T3；控制一个控制周期，采用平均等效的原则，使三矢量总的作用效果等于调制矢量作用的效果。
一个控制周期内三个基本电压矢量V1、V2、V3在不同扇区内三个电压矢量与开关状态具体对应关系如下：
扇区1：V1对应(044)、V2对应(667)、V3对应(000)；
扇区2：V1对应(444)、V2对应(464)、V3对应(044)；
扇区3：V1对应(464)、V2对应(667)、V3对应(044)；
扇区4：V1对应(464)、V2对应(666)、V3对应(667)；
扇区5：V1对应(667)、V2对应(202)、V3对应(000)；
扇区6：V1对应(666)、V2对应(266)、V3对应(667)；
扇区7：V1对应(266)、V2对应(202)、V3对应(667)；
扇区8：V1对应(266)、V2对应(222)、V3对应(202)；
扇区9：V1对应(202)、V2对应(733)、V3对应(000)；
扇区10：V1对应(222)、V2对应(332)、V3对应(202)；
扇区11：V1对应(332)、V2对应(733)、V3对应(202)；
扇区12：V1对应(332)、V2对应(333)、V3对应(733)；
扇区13：V1对应(733)、V2对应(110)、V3对应(000)；
扇区14：V1对应(333)、V2对应(131)、V3对应(733)；
扇区15：V1对应(131)、V2对应(110)、V3对应(733)；
扇区16：V1对应(131)、V2对应(111)、V3对应(110)；
扇区17：V1对应(110)、V2对应(575)、V3对应(000)；
扇区18：V1对应(111)、V2对应(155)、V3对应(110)；
扇区19：V1对应(155)、V2对应(575)、V3对应(110)；
扇区20：V1对应(155)、V2对应(555)、V3对应(575)；
扇区21：V1对应(575)、V2对应(044)、V3对应(000)；
扇区22：V1对应(555)、V2对应(445)、V3对应(575)；
扇区23：V1对应(445)、V2对应(044)、V3对应(575)；
扇区24：V1对应(445)、V2对应(444)、V3对应(044)；
扇区25：V1对应(464)、V2对应(000)、V3对应(044)；
扇区26：V1对应(464)、V2对应(667)、V3对应(000)；
扇区27：V1对应(266)、V2对应(000)、V3对应(667)；
扇区28：V1对应(266)、V2对应(202)、V3对应(000)；
扇区29：V1对应(332)、V2对应(000)、V3对应(202)；
扇区30：V1对应(332)、V2对应(733)、V3对应(000)；
扇区31：V1对应(131)、V2对应(000)、V3对应(733)；
扇区32：V1对应(131)、V2对应(110)、V3对应(000)；
扇区33：V1对应(155)、V2对应(000)、V3对应(110)；
扇区34：V1对应(155)、V2对应(575)、V3对应(000)；
扇区35：V1对应(445)、V2对应(000)、V3对应(575)；
扇区36：V1对应(445)、V2对应(044)、V3对应(000)；
具体实施总结了整个电周期开关级电流谐波的几点影响因素，有利于优化三矢量发波序列：
1.单个控制周期内
基本电压矢量的选择，其影响了电压误差的大小，是最直接的影响因素；
2.相邻控制周期间
前一个控制周期末矢量与当前控制周期初矢量切换时电流偏移；当前控制周期末矢量与下一个控制周期初电压矢量；
3.相邻扇区切换时
上一个扇区最后一个矢量与当前扇区第一个矢量切换时电流偏移；当前扇区最后一个矢量与下一个扇区第一个矢量切换时电流偏移。
对于传统两电平的调制方式来说，常采用五段式，七段式等对称发波方式，而这类发波方式的特点是首尾均是零矢量，这样一来影响因素2与影响因素3就不需要考虑了，此时可以说单个控制周期内电流波动最小与整个电周期电流波动最小基本是一致的。
而对于本发明所述调制方式来说，为了充分利用相邻矢量切换时开关次数最少的优势，采用三矢量顺序发波，而非传统五段式、七段式发波，后者虽然一定程度上减少了电流波动，但是会大大增加开关频率，这与中高压大功率场合开关频率低的要求相悖。
本发明具体实施的工况是一种低载波比下工况，载波比通常在10以内，此时影响因素2和影响因素3必须被充分考虑。尤其在较高的调制度下，共有12个扇区，相邻控制周期电压矢量所在的扇区都不相同。因此，在保证较低开关频率的同时，选择矢量作用顺序时应充分考虑相邻控制周期的电流波动。最终通过对矢量作用顺序的最优选择可以解决大功率传输时开关频率低电流质量高的难题。下面以低载波比下A相波动为例，总结了低载波比下，顺序发波在单个控制周期电流偏移量最小与整个电周期电流偏移量最小的理想波动方式。
1)单个控制周期电流波动分析
图7表示当交流侧参考电压矢量位于第一扇区时各个电压矢量关系，图中，Vs为交流侧参考电压矢量，VA为交流侧参考电压矢量在A相上的分量，V1、V2、V3分别表示第一扇区的三个基本电压矢量。其中V1、V2在A相投影分别为2×Udc/3、Udc/3，因此，三者之间的位置关系有以下两种，如图8所示，其下分别对应每种位置关系下单个控制周期内最优的矢量序列(U代表向上偏移；D代表向下偏移)。其中，V1、V2、V3对应图7中的基本电压矢量，由谐波分析可以看出矢量以(V2 V1 V3)或者(V3 V2 V1)的顺序发波可以使该控制周期内的电流波动量最小。
2)整个电周期电流波动分析
此时以交流侧参考电压矢量位于高调制度区为例，在一个电周期之内，交流侧参考电压矢量将会经过12个扇区。综合考虑切换扇区时的电流波动，分析出在此过程中存在如下规律：因为在一个控制周期内存在三个基本电压矢量作用，所以矢量必然会发生三次偏移。即会出现以下两种情况：
情况1.向上偏移一次、向下偏移两次；
情况2.向下偏移一次、向上偏移两次。
矢量在逆时针旋转过程中，在当前控制周期如果向上偏移一次，向下偏移两次，那么相邻控制周期必然向下偏移一次，向上偏移两次。为了保证在整个电周期波动最小，最后发现基波电流以如下方式进行偏移是最理想的：
UDD-UUD-UDD------UDD-UUD或DUU-DDU-DUU------DUU-DDU
图9是矢量位于高调制度区时以上述方式进行偏移的电流波动图。
由于算法的控制精度为一个控制周期，无法直接对整个电周期进行控制，因此上述理想偏移方式只能作为一个评价标准。按照对称性原则，将每个扇区的矢量作用顺序固定，其不随时间而变化。按照图7中Vector1、Vector2、Vector3的作用顺序将每个扇区矢量逆时针编号V1、V2、V3，最终固定后的顺序有以下6种：
表2.三矢量开关序列
通过谐波分析理论对其进行筛选，最终分析出N1的作用顺序下电流偏移最接近理想情况，而且不受调制度影响。
本发明并不限于上文描述的实施方式。以上对具体实施方式的描述旨在说明本发明的技术方案，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，并不是限制性的。在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，本领域的普通技术人员在本发明的启示下还可做出很多形式的具体变换，这些均属于本发明的保护范围之内。
Claims (4)
1.一种适用于线电压级联型三重化变流器的新型调制方法，其特征在于：
对于电压矢量空间，进行扇区和调制度的划分，并在不同调制度区域以不同的矢量选取方式来选择作用在线电压级联型三重化变流器上的基本电压矢量，最后通过谐波分析确定最优的发波顺序，按照发波顺序对同一扇区中的基本电压矢量进行合成后施加到线电压级联型三重化变流器上进行调制控制，解决了中高压大功率场合下要求开关频率低电流质量高的难题；
所述方法具体包含以下步骤：
1)筛选优化并重构线电压级联型三重化变流器的电压矢量空间，对电压矢量空间进行扇区划分，再将所有扇区划分到不同调制度下，构成不同的调制区域；
2)以三个两电平电压源型变流器单元整体的一种开关状态作为一种基本电压矢量，将基本电压矢量根据不同的调制区域优化赋予到各个扇区上；
3)确定能使电流波动最小的发波顺序，以此发波顺序进行合成获得所需的交流侧参考电压矢量进而实现调制；
所述1)中，从三个两电平电压源型变流器单元所有种可能的开关状态中，以模块间无环流、不短路、相邻矢量开关次数最少的处理方式从中筛选出部分开关状态优化电压矢量空间，具体为：每个开关状态对应一个电压矢量，根据电压矢量的长度，将其分为小矢量、中矢量、大矢量、零矢量，由所有电压矢量重新构成电压矢量空间，小矢量的矢量长度为2×Udc/3，中矢量的矢量长度为
大矢量的矢量长度为4×Udc/3，零矢量的矢量长度为0，其中，Udc为每个两电平电压源型变流器单元的直流母线电压值；
所述1)中，根据其在αβ两相坐标系中分布位置，将电压矢量空间分为36个扇区，再将36个扇区按照调制度大小划分到不同的调制度区域，具体将整个电压矢量空间图中的36个扇区按照不同调制度分成以下三个区域：高调制度区、低调制度区、调制死区；
每个扇区的调制度按照以下公式计算获得：
其中，m是调制度，Vs是交流侧参考电压矢量，Umax是线电压级联型三重化变流器最大输出电压，vd、vq为交流侧参考电压矢量Vs在dq坐标系下分量，Udc表示三个两电平电压源型变流器单元对应的直流母线电压平均值；
然后根据扇区的调制度进行以下判断：
若扇区的调制度m≥0.577时，则扇区位于调制死区；
若扇区的调制度0.5<m<0.577时，则扇区位于高调制度区；
若扇区的调制度m≤0.5时，则扇区位于低调制度区；
所述2)中，针对不同调制区域中的扇区，以不同的矢量选取方式来选择三个基本电压矢量，具体实现方法如下：
首先，在不同的调制度区域建立不同的矢量选取方式，
当矢量位于低调制度区和高调制度区时，按照最近三矢量方式选取基本电压矢量；
当矢量位于调制死区时，用与交流侧参考电压矢量距离最近的中矢量替换其中一个不是位于当前扇区边界的小矢量；
按照所述2)，获得不同调制度对应的扇区以及每个扇区选择的基本电压矢量如下：
低调制度区：
扇区1：(044)、(667)、(000)；扇区5：(667)、(202)、(000)；
扇区9：(202)、(733)、(000)；扇区13：(733)、(110)、(000)；
扇区17：(110)、(575)、(000)；扇区21：(575)、(044)、(000)；
高调制度区：
扇区2：(444)、(464)、(044)；扇区3：(464)、(667)、(044)；
扇区4：(464)、(666)、(667)；扇区6：(666)、(266)、(667)；
扇区7：(266)、(202)、(667)；扇区8：(266)、(222)、(202)；
扇区10：(222)、(332)、(202)；扇区11：(332)、(733)、(202)；
扇区12：(332)、(333)、(733)；扇区14：(333)、(131)、(733)；
扇区15：(131)、(110)、(733)；扇区16：(131)、(111)、(110)；
扇区18：(111)、(155)、(110)；扇区19：(155)、(575)、(110)；
扇区20：(155)、(555)、(575)；扇区22：(555)、(445)、(575)；
扇区23：(445)、(044)、(575)；扇区24：(445)、(444)、(044)；
调制死区：
扇区25：(464)、(000)、(044)；扇区26：(464)、(667)、(000)；
扇区27：(266)、(000)、(667)；扇区28：(266)、(202)、(000)；
扇区29：(332)、(000)、(202)；扇区30：(332)、(733)、(000)；
扇区31：(131)、(000)、(733)；扇区32：(131)、(110)、(000)；
扇区33：(155)、(000)、(110)；扇区34：(155)、(575)、(000)；
扇区35：(445)、(000)、(575)；扇区36：(445)、(044)、(000)；
其中，一个圆括号整体作为一个基本电压矢量；
圆括号中，第一位数字代表了第一个两电平电压源型变流器单元的开关状态，第二位数字代表了第二个两电平电压源型变流器单元的开关状态，第三位数字代表了第三个两电平电压源型变流器单元的开关状态，均用两电平电压源型变流器单元上桥臂的三个功率器件表示，圆括号中的数字分别对应表示为：0表示三个功率器件的开关状态[0 0 0]，1表示三个功率器件的开关状态信号[0 01]1，2表示三个功率器件的开关状态[0 1 0]，3表示三个功率器件的开关状态[0 11]，4表示三个功率器件的开关状态[1 0 0]，5表示三个功率器件的开关状态[1 01]，6表示三个功率器件的开关状态[1 1 0]，7表示三个功率器件的开关状态[1 11]；
方括号中，第一位数字代表了上桥臂的第一个功率器件的开关状态，第二位数字代表了上桥臂的第二个功率器件的开关状态，第三位数字代表了上桥臂的第三个功率器件的开关状态，方括号中的数字分别对应表示为：0表示为功率器件开通，1表示为功率器件关断；方括号中的第一位数字0代表了上桥臂的第一个功率器件为开通、下桥臂的第一个功率器件为关断的开关状态；
所述3)具体实现方法如下：针对每个扇区中的三个基本电压矢量，以其中最靠近右侧的基本电压矢量开始，以逆时针顺序依次经过各个基本电压矢量，依次将三个基本电压矢量进行合成，获得一个所需的交流侧参考电压矢量。
2.根据权利要求1所述的一种适用于线电压级联型三重化变流器的新型调制方法，其特征在于：所述的线电压级联型三重化变流器是由三个两电平电压源型变流器单元通过线电压级联的方式组合而成，三个两电平电压源型变流器单元通过限流电感Lx连接。
3.根据权利要求2所述的一种适用于线电压级联型三重化变流器的新型调制方法，其特征在于：以第一个两电平电压源型变流器单元的a相作为线电压级联型三重化变流器的A相，以第二个两电平电压源型变流器单元的b相作为线电压级联型三重化变流器的B相，以第三个两电平电压源型变流器单元的c相作为线电压级联型三重化变流器的C相。
4.根据权利要求2所述的一种适用于线电压级联型三重化变流器的新型调制方法，其特征在于：所述的三个两电平电压源型变流器单元通过限流电感Lx连接，具体连接方式为，第一个两电平电压源型变流器单元的b相通过限流电感Lx连接至第二个两电平电压源型变流器单元的a相，第二个两电平电压源型变流器单元的c相通过限流电感Lx连接至第三个两电平电压源型变流器单元的b相，第三个两电平电压源型变流器单元的a相通过限流电感Lx连接至第一个两电平电压源型变流器单元的c相。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| CN202111485258.1A CN114142758B (zh) | 2021-12-07 | 2021-12-07 | 一种适用于线电压级联型三重化变流器的新型调制方法 |
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN114142758A CN114142758A (zh) | 2022-03-04 |
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| CN202111485258.1A Active CN114142758B (zh) | 2021-12-07 | 2021-12-07 | 一种适用于线电压级联型三重化变流器的新型调制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN114142758B (zh) |
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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