CN106253647A - 一种npc三电平逆变器输出电流特性优化的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种NPC三电平逆变器输出电流特性优化的控制方法，本发明通过分析三电平逆变器空间矢量调制策略，得出该策略存在冗余开关状态的占空比分配和开关序列的选择两种自由度，并通过建立电流波动评价模型，当冗余开关状态的占空比比值发生变化和开关序列改变时，对逆变器输出电流波动量进行比较。以逆变器输出电流波动量有效值最小为原则，确定了各开关序列内冗余开关状态作用时间的最优分配方式以及各开关序列作用区域的最优分布，保证了逆变器输出质量最优。最终实现了在不增加开关频率的前提下，降低了逆变器输出电流谐波畸变率。

Description

一种NPC三电平逆变器输出电流特性优化的控制方法

技术领域

本发明属于驱动电机的功率变换器控制领域，其涉及一种空间矢量调制原理的NPC三电平逆变器控制方法，用于解决逆变器输出波形谐波畸变率高的问题。

背景技术

中点箝位型三电平逆变器由于具有输出电压、电流谐波含量少、dv/dt低等优势，在机车牵引、舰船推进等大功率高性能电机驱动场合得到了越来越广泛的应用。作为决定逆变器输入、输出性能的关键因素，三电平逆变器空间矢量调制策略在近些年来得到了深入的研究。

目前应用于三电平逆变器的调制策略主要分为以下三类：①载波层叠PWM；②特定谐波消除PWM；③同步空间矢量PWM。

载波层叠调制策略易于实现，在低频区可充分利用开关频率，但在中高频时逆变器输出谐波含量高，波形质量差，与空间矢量PWM策略相比，直流电压利用率受到限制，且为保证逆变器输出电压波形的同步性与对称性，脉冲数只能为3的奇数倍，由此导致在恒压频比的变速驱动中，开关频率随着基波频率在很宽的范围内变化。

特定谐波消除调制策略(SHEPWM)，通过开关时刻的优化选择，在保证逆变器输出电压波形同步性与对称性的基础上，可以消去预期的某些低次谐波，但优化选择的过程常常伴随着复杂计算，且开关角度固定，难以在线实现，控制灵活性较差，尤其在低频时由于开关角度较多，对存储量要求较高。

空间矢量调制策略(SVPWM)，将逆变器和电机视为一个整体，建立逆变器开关模式与电机定子电压空间矢量的内在联系，通过控制逆变器的开关模式，使电机定子电压空间矢量轨迹逼近理想圆。空间矢量调制策略具有较高的电压利-用率、更易控制的优点。但同时，传统的空间矢量仍然未能很好地解决逆变器输出电流谐波畸变率高的问题。

已有的NPC三电平逆变器空间矢量调制策略中，针对于解决逆变器输出电流谐波畸变率高的解决方案依然存在一些问题：大部分调制策略在一个采样周期内增加了开关管的开关次数，虽然较好地改善了输出电流特性，但造成了开关损耗的增加，考虑到电机驱动系统设计中的散热、开关管的死区时间等问题，实用性比较低。

发明内容

本发明的目的是为了克服现有技术中的不足，提供一种NPC三电平逆变器输出电流特性优化的控制方法，本发明通过分析三电平逆变器空间矢量调制策略，得出该策略存在冗余开关状态的占空比分配和开关序列的选择两种自由度，并通过建立电流波动评价模型，当冗余开关状态的占空比比值发生变化和开关序列改变时，对逆变器输出电流波动量进行比较。以逆变器输出电流波动量有效值最小为原则，确定了各开关序列内冗余开关状态作用时间的最优分配方式以及各开关序列作用区域的最优分布，保证了逆变器输出质量最优。最终实现了在不增加开关频率的前提下，降低了逆变器输出电流谐波畸变率。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种NPC三电平逆变器输出电流特性优化的控制方法，基于空间矢量调制的原理，对输出的PWM波形进行改进，从而改善逆变器的输出特性，具体包括以下步骤：

(1)将空间矢量图分为I～VI六个扇区，将每个扇区再分为7个小区域，该小区域的边界为各个相邻矢量终点的连线及其垂直平分线；根据电压参考矢量位于小区域的位置确定在一个采样周期内的开关序列；

(2)根据最近三矢量原则和伏秒平衡原理，将电压参考矢量分解得到在最近三矢量方向上的投影，进而得到三个矢量的作用时间，从而确定每种矢量的占空比；

(3)在每二分之一采样周期中，开关序列具有四个开关状态，其中首尾两个开关状态称为冗余开关状态且对应同一个矢量；根据电流波动评价模型，计算得到冗余开关状态的最优作用时间表达式；

(4)根据NPC三电平功率器件的开关状态与每相输出状态的关系，并考虑死区时间，确定出三电平共十二个功率器件的PWM输入信号，通过DSP的运算以及动作寄存器功能，实现PWM信号的输出，实现对三电平逆变器的输出特性的优化。

步骤(1)通过新的分区策略，确定了特定参考矢量下的开关序列；在三电平空间矢量调制中，由于部分电压矢量存在冗余的开关状态，因此在在特定的区间内，同一电压矢量具有多种开关序列；通过建立电流波动评价波形，分析不同开关序列下所对应的电流波动大小，从而对扇区进行了重新划分，以保证每个区域内选取的开关序列所对应的电流波动最小，进而确定最优的开关序列；扇区划分中，每个大扇区划分为7个小区域，其边界的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}m=\frac{\sqrt{3}}{6cos\mathrm{\θ}}\\ m=\frac{\sqrt{3}}{6\cos (\mathrm{\π}/3-\mathrm{\θ})}\\ \mathrm{\θ}=\mathrm{\π}/6\\ m=\frac{1}{2\sin (\mathrm{\π}/3+\mathrm{\θ})}\\ m=\frac{1}{6\cos (\mathrm{\π}/3-\mathrm{\θ})}\\ m=\frac{1}{2\sin \mathrm{\θ}}\end{array}\right.$

式中，θ代表三相电压合成的电压矢量与A相电压矢量正方向的夹角，m为调制度。

步骤(3)中通过改变冗余开关状态的占空比比值，利用电流波动评价模型，确定最优的冗余开关状态分配比例，从而确定各个开关状态的作用时间，实现了输出特性的最优。

与现有技术相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：

(1)本发明对输出电流波动量平均值作为评价指标，优化开关序列和冗余开关状态的最优作用时间。其计算过程更为简便，更易推导得到不同开关序列和不同冗余开关状态作用时间分配方式对输出电流波动量的量化影响表达式。

(2)本发明同时考虑了零矢量和小矢量开关状态的冗余自由度，以及常规“三矢量四状态”中冗余矢量两次作用时间的分配自由度。根据输出电流波动量平均值的评价指标，利用该两种自由度实现逆变器电流输出特性的优化策略。

(3)本发明以逆变器输出电流的谐波畸变率(I_THD)作为评价指标，该发明中的谐波畸变率在全调制度范围内均小于传统策略，并且在一定条件下谐波畸变率可以减小20％以上。

附图说明

图1a为三电平逆变器拓扑结构图；

图1b为三电平逆变器空间矢量图；

图2a为V_ref位于小区域1时的电压误差矢量；

图2b为V_ref位于小区域1时的电流误差矢量三角形；

图2c为V_ref位于小区域1时，λ_{x_1}分别为0,0.5,1时的电流误差矢量三角形；

图3a为当开关序列为Type x时，电流误差矢量三角形与重心的关系；

图3b为当开关序列为Type y时，电流误差矢量三角形与重心的关系；

图3c为当开关序列为Type z时，电流误差矢量三角形与重心的关系；

图4a为在扇区I中关于m和θ的三维map图；

图4b为在扇区I中关于m和θ的三维map图；

图4c为在扇区I中关于m和θ的三维map图；

图4d为在扇区I中的最小值关于m和θ的三维map图；

图5a为在扇区I中m-θ坐标系下混合空间矢量调制策略分区图；

图5b为在空间矢量坐标系下混合空间矢量调制策略分区图；

图6为本发明的控制原理图；

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

本发明实施通过对三电平空间矢量图进行重新分区，并且优化了冗余开关状态的作用时间，从而改善了逆变器的输出特性。具体说明如下：

NPC三电平逆变器的拓扑结构及输出电平与功率开关管开关状态之间的关系如图1a所示。图中，V_dc为直流侧电压，NPC三电平逆变器每一相都有3种开关状态，以a相为例，S_a1和S_a2开通、S_a3和S_a4关断时，输出相电压为V_dc/2，设为状态“P”；S_a2和S_a3开通、S_a1和S_a4关断时，输出相电压为0，设为状态“O”；S_a3和S_a4开通、S_a1和S_a2关断时，输出相电压为V_dc/2，设为状态“N”。三相27种开关状态下的基本矢量如图1b所示，根据矢量幅值不同，将基本矢量分为1个零矢量(存在3种开关状态)、6个小矢量(每个存在2种开关状态)、6个中矢量(每个存在1种开关状态)和6个大矢量(每个存在1种开关状态)。

将NPC三电平逆变器空间矢量图分为I～VI六个大扇区，每个大扇区再细分为4个区域，如图1b所示。

不失一般性，设参考电压矢量V_ref位于第I扇区，根据最近三矢量原则，在不同区域s内合成V_ref的基本电压矢量V_k(k∈{x,y,z})与空间矢量图中电压矢量V_n(n＝0,1,2,…,18)的对应关系如表1所示。

表1第一扇区内空间矢量和V_X,V_Y,V_Z对应关系

根据伏秒平衡原理，设在单位开关周期内V_x,V_y,V_z的作用时间分别为T_x,T_y,T_z，则它们应满足

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{ref}\·T_s=V_x\·T_x+V_y\·T_y+V_z\·T_z\\ T_s=T_x+T_y+T_z\end{array}\right.---\left(1\right)$

以小区域1为例，由式(1)得到T_x，T_y和T_z的表达式为

$\left\{\begin{array}{c}{T}_x=2{\mathrm{mT}}_s\·sin(\mathrm{\π}/3-\mathrm{\θ})\\ T_y=2{\mathrm{mT}}_s\·sin\mathrm{\θ}\\ T_z=\[1-2msin(\mathrm{\π}/3-\mathrm{\θ})\]\·T_s\end{array}\right.,Z=1,s=1---\left(2\right)$

式中，θ代表参考矢量V_ref与α轴的夹角；m为调制度，定义为

$m=\sqrt{3}{V}_{ref}/V_{dc}.---\left(3\right)$

在一个开关周期内，合成V_ref的开关状态形成的开关序列采用“三矢量四状态”方式。其中一个矢量对应有两种冗余开关状态，这四种开关状态形成的开关序列遵循以下原则：第一，开关序列按照双边对称排列分布，即前T_s/2周期和后T_s/2周期的开关状态相同，但是开关序列方向相反；第二，在每T_s/2内，冗余开关状态被放置在开关序列的首端和尾端。

根据图1b和表1，当参考电压矢量位于第I扇区第1小区域时，该区域中三个基本矢量V_x，V_y和V_z均具有冗余的开关状态。在每T_s/2内，当开关序列的首端和尾端的开关状态对应的矢量为V_x(V₁)时，形成的开关序列为表2的第一行所示，称其为Type x；当该矢量为V_y(V₂)时，形成的开关序列为表2的第二行所示，称其为Type y；当该矢量为V_z(V₀)时，形成的开关序列为表2的第三行所示，称其为Type z。同理，当参考电压矢量分别位于区域2，3，4时，可形成的开关序列如表2所示。

表2前T_S/2内第一扇区各个小区域的开关序列

从表2中可以看出，在第1、3小区间中可以有多种开关序列形式，这一开关序列选择上的自由度，可以有助于改善逆变器的输出特性。此外，对于表2，开关序列中冗余开关状态作用时间的设计也可以为三电平逆变器空间矢量调制性能的改善提供另一个自由度。以表2中区域1的Type x序列为例，冗余状态POO和ONN的作用时间的和为T_x，但他们在T_x中所占的比例是可以调节的。定义λ_{k_s}为区域s(s∈{1,2,3,4})中Type k序列(k∈{x,y,z})的冗余开关状态分布系数，

${\mathrm{\λ}}_{x\_s}=\frac{T_{POO}}{T_x}---\left(2\right)$

${\mathrm{\λ}}_{y\_s}=\frac{T_{PPO}}{T_y}---\left(3\right)$

${\mathrm{\λ}}_{z\_s}=\frac{T_{PPP}}{T_z}---\left(4\right)$

式中，T_POO，T_PPO，T_PPP分别代表开关状态POO，PPO和PPP在单位开关周期内作用的时间。

由于开关序列按照双边对称排列分布，因此以前T_s/2周期为例，对不同开关序列方式下的电流波动量进行分析。

设逆变器输出的电压矢量为V_ref时，所对应的输出电流矢量为I_ref；当逆变器输出的电压矢量为V_j(j∈{x,y,z})时，所对应的输出电流矢量为I_j。定义误差电压、电流矢量为

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{rip\_j}=I_j-I_{ref}\\ V_{rip\_j}=V_j-V_{ref}\end{array}\right.---\left(5\right)$

当逆变器驱动异步电机时，忽略定子电阻的影响，误差电压矢量V_{rip_j}与误差电流矢量I_{rip_j}之间的关系可以表示为

$\frac{{\mathrm{dI}}_{rip\_j}}{dt}=\frac{V_{rip\_j}}{L_{\mathrm{\σ}}}=\frac{(V_j-V_{ref})}{L_{\mathrm{\σ}}}---\left(6\right)$

式中，L_σ为电机瞬态电感。

不失一般性，设V_ref位于如图2a所示的扇区I的区域1位置处，当采用Type x开关序列时(如表2第一行所示)，在前T_s/2周期中误差电流矢量终端运动轨迹如图2b所示，该轨迹为三角形ABC。该三角形的形成过程说明如下：在开关周期的开始，假设t＝0时，误差电流矢量为零，该矢量的起点和终点均位于原点O处。当开关状态POO(矢量V_x)作用λ_{x_1}T_x/2后，误差电流矢量的终点M由O点运动到A点；根据式(6)，OA的表达式为

$OA=\frac{{\mathrm{\λ}}_{x\_1}{T}_x}{2L_{\mathrm{\σ}}}(V_x-V_{ref})---\left(9\right)$

当开关状态OOO和OON分别作用T_z/2和T_y/2时，M由A点运动到点C再到点B；当开关状态ONN作用(1-λ_{x_1})T_x/2后，即t＝T_s/2时，误差电流矢量的终点运动回O点(由伏秒平衡保证)，形成三角形轨迹。BA、AC与CB的表达式分别为

$BA=\frac{T_x}{2L_{\mathrm{\σ}}}(V_x-V_{ref})---\left(7\right)$

$AC=\frac{T_z}{2L_{\mathrm{\σ}}}(V_z-V_{ref})---\left(8\right)$

$CB=\frac{T_y}{2L_{\mathrm{\σ}}}(V_y-V_{ref}).---\left(9\right)$

定义误差电流矢量在前T_s/2内的平均值为

$\begin{array}{c}{I}_{rip\_mean}=\frac{2}{T_s}{\∫}_0^{\frac{T_s}{2}}{I}_{rip\_j}\left(t\right)dt=\frac{2}{T_s}\left[\begin{array}{c}{\∫}_0^{\frac{{\mathrm{\λ}}_{x\_1}{T}_x}{2}}{I}_{rip\_x}\left(t\right)dt+{\∫}_{\frac{{\mathrm{\λ}}_{x\_1}{T}_x}{2}}^{\frac{{\mathrm{\λ}}_{x\_1}{T}_x+T_z}{2}}{I}_{rip\_z}\left(t\right)dt+\\ {\∫}_{\frac{{\mathrm{\λ}}_{x\_1}{T}_x+T_z}{2}}^{\frac{{\mathrm{\λ}}_{x\_1}{T}_x+T_z+T_y}{2}}{I}_{rip\_y}\left(t\right)dt+{\∫}_{\frac{T_s-(1-{\mathrm{\λ}}_{x\_1})T_x}{2}}^{\frac{T_s}{2}}{I}_{rip\_x}\left(t\right)dt\end{array}\right]\\ =\frac{{\mathrm{\λ}}_{x\_1}{T}_x}{T_s}{\mathrm{OX}}_1+\frac{T_z}{T_s}OZ+\frac{T_y}{T_s}OY+\frac{(1-{\mathrm{\λ}}_{x\_1})T_x}{T_s}{\mathrm{OX}}_2=\frac{T_x}{T_s}OX+\frac{T_y}{T_s}OY+\frac{T_z}{T_s}OZ\\ ={\mathrm{OG}}_x\end{array}---\left(10\right)$

其中X,Y,Z分别为线段AB,BC,AC的中点，X₁,X₂分别为线段OA,OB的中点，G_x表示开关序列为Type x时三角形ABC的重心。

定义辅助矢量I_j'，则I_j'与误差电流矢量平均值I_{rip_mean}和电流误差矢量I_{rip_j}的关系满足

I_{rip_j}(t)＝I_{rip_mean}+I_j′＝OG_x+G_xM(t) (11)

根据图2b，I_j'在图中等效为矢量G_xM。

定义误差电流矢量在T_s/2内的有效值为

$I_{rip\_rms}=\sqrt{\frac{2}{T_s}{\∫}_0^{\frac{T_s}{2}}{\left|I_{rip\_k}\right|}^{2}dt}---\left(12\right)$

将式(11)代入式(12)，电流波动量的有效值可以表示为

$\begin{array}{c}{I}_{rip\_rms}=\sqrt{\frac{2}{T_s}{\∫}_0^{\frac{T_s}{2}}{({\mathrm{OG}}_x+G_{x}M(t\left)\right)}^{2}dt}\\ =\sqrt{{\left|{\mathrm{OG}}_x\right|}^2+\frac{4{\mathrm{OG}}_x}{T_s}{\∫}_0^{\frac{T_s}{2}}{G}_{x}M\left(t\right)dt+\frac{2}{T_s}{\∫}_0^{\frac{T_s}{2}}{\left|G_{x}M\left(t\right)\right|}^{2}dt}\end{array}---\left(13\right)$

根据图2b，由于M在[0,T_s/2]内从O点运动回O点，因此式(16)中根号内第二项为0。

图2c给出了序列为Type x时，当λ_{x_1}在[0,1]取不同值时，三角形ABC及其重心G_x的变化情况，由图中以及式(9)可以看到，当λ_{x_1}取值变化时，|OG_x|的值随着O点与A点的相对位置而变化，而三角形ABC的形状和大小不变(由式(10)～式(12)可知)，因此当λ_{x_1}取值不同时，式(16)中根号下第一项|OG_x|会发生变化，而第三项始终恒定。综合上述内容，电流波动量的大小可以由|OG_x|的大小来比较。

同理，图3a～图3c为当采用不同的序列Type x，Type y和Type z时，三角形ABC及其重心G_x，G_y或G_z的变化情况。由图可得，当序列类型不同时，三角形ABC过O点的边会发生变化，即当序列为Type x时，AB边过O点；当序列为Type y时，BC边过O点；当序列为Type z时，AC边过O点。但对于任意序列Type k以及冗余矢量分布系数λ_{k_s}，经过推导可以证明是相同的，因此通过计算不同序列以及冗余矢量分布系数下的|OG_k|的数值，并将它们进行比较，就可以得到输出电流波动量最低的开关序列及其开关序列分布方式。

不失一般性，以参考矢量位于第I扇区区域1，采用Type x序列进行分析。图2c画出了当λ_{x_1}分别为0，0.5和1所对应的矢量误差三角形A₁B₁C₁，A₂B₂C₂和A₃B₃C₃，其重心分别为G_x1，G_x2和G_x3。可以证明当λ_{x_1}连续变化时，误差矢量三角形重心在线段G_x1G_x3之间运动，且该线段G_x1G_x3//AB，因此当OG_x⊥AB时，|OG_x|值最小，从而得到使电流波动量最小的最优分布系数为

${\mathrm{\λ}}_{x\_1}^{opt}=\frac{T_{POO}}{T_{POO}+T_{ONN}}=\frac{\left|AG\right|\·cos\mathrm{\δ}}{\left|AB\right|}=\frac{AG\·AB}{AB\·AB}---\left(14\right)$

式中，δ表示AB与AG的夹角，AG·AB表示矢量AG和AB的矢量乘积。

由式(10)，根据向量关系可以得到

OG_x＝γ₁·OA+γ₂·OB+γ₃·OC (15)

其中，比例系数γ₁，γ₂和γ₃分别为

${\mathrm{\γ}}_1=\frac{T_x+T_z}{2T_s},{\mathrm{\γ}}_2=\frac{T_x+T_y}{2T_s},{\mathrm{\γ}}_3=\frac{T_y+T_z}{2T_s}---\left(16\right)$

将式(15)中A代替O可得到

AG_x＝γ₂·AB+γ₃·AC (17)

将式(17)代入式(14)，可得

${\mathrm{\λ}}_{x\_1}^{opt}={\mathrm{\γ}}_2+{\mathrm{\γ}}_3\frac{AC\·AB}{AB\·AB}---\left(18\right)$

将式(7)、式(8)代入式(18)可得的表达式如表3中第1行第1列所示。同理，在第1区域中，采用Type y和Type z序列时，得到的最优分布系数和表达式分别见表3中第1行的第2列和第3列。

同理，当电压参考矢量位于区域2,3,4时，均可以通过改变冗余开关状态的占空比实现电流波形的优化。其中区域2和4只有一种开关序列，对应的最优分布系数分别为和区域3中具有Type x和Type y两种序列，最优分布系数分别为和具体表达式见表3。

表3在第一扇区内不同小区域内表达式

同理，当电压参考矢量位于区域2,3,4时，均可以通过改变冗余开关状态的占空比实现电流波形的优化。其中区域2和4只有一种开关序列，对应的最优分布系数分别为和区域3中具有Type x和Type y两种序列，最优分布系数分别为和具体表达式见表3。

图3a～图3c为当参考矢量位于图2a所示区域时，开关序列为Type k，且分布系数为最优值时误差电流矢量构成的三角形ABC及其重心G_k的关系。不失一般性，以Type x序列，分布系数为最优值对误差电流矢量三角形ABC及其重心G_x的关系进行分析。由图中几何

关系可以得到，该序列所对应的|OG_k|的最小值可以表示为

式中，角为AB和AC的夹角，又由三角形ABC几何关系可知

式中，S_ABC为三角形ABC面积。将式(20)代入式(19)可得

${\left|{\mathrm{OG}}_x\right|}_1^{\min }={\mathrm{\γ}}_3\·\frac{2S_{ABC}}{\left|AB\right|}---\left(21\right)$

根据欧拉定理，S_ABC可由AB、BC、CA表示，将式(7)、式(8)带入式(21)可得表达式如表4中第1行第1列所示。

同样地，当参考电压矢量位于区域1，选择开关序列Type y或Type z时，两个序列所对应的|OG_k|最小值分别为G到边BC和AC最短距离，即和具体表达式分别见表4第1行第2，3列所示。

当电压参考矢量位于第2、3和4区域时，当各自序列的冗余开关状态作用时间分布系数取最优解时，序列k所对应的误差电流矢量三角形的重心G_k与起点O的距离即为该序列下最小的|OG_k|值，其中第2和第4区域只有一种开关序列，对应的|OG_k|最小值分别为和第3区域中Type x和Type y两种序列所对应的最小距离分别为和其表达式如表4所示。

表4扇区I内不同区域的表达式

由表4可以看出各序列下的最小距离是关于m和θ的函数，其中L_σ为公共项，其大小变化仅会使各种开关序列下对应的值以L_σ为比例进行缩放，不影响其对比效果。即使当电机处于饱和状态时，仍不影响其对比效果。所以为计算简便，令L_σ＝1。此外，通过式(7)～式(9)以及S_ABC的表达式可知，S_ABC与T_s的平方成正比，因此T_s也为公共项，为使计算简便，在比较时令T_s＝1。图4a～图4c分别为当m和θ发生变化时，开关序列Type x，Type y和Type z作用下的和值。图4d为在第一大扇区的任意位置时，取和三者最小值得到的关于m和θ的三维图，且图中注明了当取三种序列最小值时，所对应的三种序列的分布情况。

对于每种开关序列，利用冗余开关状态作用时间的自由度，可以确定冗余开关状态的最优分布系数。在此基础上，对于合成同一参考矢量的不同开关序列(均采用最优分布系数)，即当开关序列的选择存在自由度时，可以通过比较|OG_k|的大小，确定使输出电流波动最小的最优开关序列。因此，可以得到一种混合调制策略，当参考电压矢量位于空间矢量平面任意位置时，所选的序列所对应的|OG_k|最小，即该序列作用下逆变器的输出电流波动最小。

根据此原则，图4d中得到了|OG_k|为最小值的开关序列类型的分布情况，结合原有的区域分布，在空间矢量平面上进行进一步区域划分，子区域号用一位数字和一位字母组合表示，如图5a和图5b所示，其中每个分区内第1位数字为区域编号s，第2位为开关序列的类型Type k。其分区的边界为相邻两个区域所对应的|OG_k|相等时的解。例如在第1区域的边界a为时的解，该解为关于m和θ的函数，根据表4中二者的表达式，可以求得曲面交线a的表达式为

$m=\frac{\sqrt{3}}{6cos\mathrm{\θ}}---\left(22\right)$

同理可得边界b，c以及区域的边界d，e，f的表达式分别为

$m=\left\{\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{3}}{6cos(\mathrm{\π}/3-\mathrm{\θ})},& borderb\\ \mathrm{\θ}=\mathrm{\π}/6,& borderc\\ \frac{1}{2sin(\mathrm{\π}/3+\mathrm{\θ})},& borderd\\ \frac{1}{6\cos (\mathrm{\π}/3-\mathrm{\θ})},& bordere\\ \frac{1}{2\sin \mathrm{\θ}},& borderf\end{array}\right.---\left(23\right)$

图6为本发明的原理图，不失一般性，当参考电压位于图5b所示位置时，该发明的实现步骤如下：

(1)根据式(22)和式(23)确定参考电压矢量所在的子区域号，此时参考电压位于1y区域内；

(2)由表1确定最近三矢量V_x，V_y和V_z，并根据伏秒平衡求出每个矢量的占空比T_x，T_y和T_z；

(3)通过表2得到开关序列为PPO-POO-OOO-OON，其中冗余开关状态为PPO和OON，根据矢量与开关状态的对应关系可以得到T_PPO+T_OON，T_POO和T_PON的大小；

(4)根据式(3)以及表3中的表达式求出T_PPO和T_OON的大小，从而最终确定序列中开关序列以及每种开关状态对应的占空比，从而确定开关状态的分布。

本发明并不限于上文描述的实施方式。以上对具体实施方式的描述旨在描述和说明本发明的技术方案，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，并不是限制性的。在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，本领域的普通技术人员在本发明的启示下还可做出很多形式的具体变换，这些均属于本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种NPC三电平逆变器输出电流特性优化的控制方法，其特征在于，基于空间矢量调制的原理，对输出的PWM波形进行改进，从而改善逆变器的输出特性，具体包括以下步骤：

(1)将空间矢量图分为I～VI六个扇区，将每个扇区再分为7个小区域，该小区域的边界为各个相邻矢量终点的连线及其垂直平分线；根据电压参考矢量位于小区域的位置确定在一个采样周期内的开关序列；

(2)根据最近三矢量原则和伏秒平衡原理，将电压参考矢量分解得到在最近三矢量方向上的投影，进而得到三个矢量的作用时间，从而确定每种矢量的占空比；

(3)在每二分之一采样周期中，开关序列具有四个开关状态，其中首尾两个开关状态称为冗余开关状态且对应同一个矢量；根据电流波动评价模型，计算得到冗余开关状态的最优作用时间表达式；

(4)根据NPC三电平功率器件的开关状态与每相输出状态的关系，并考虑死区时间，确定出三电平共十二个功率器件的PWM输入信号，通过DSP的运算以及动作寄存器功能，实现PWM信号的输出，实现对三电平逆变器的输出特性的优化。

2.根据权利要求1所述的一种NPC三电平逆变器输出电流特性优化的控制方法，其特征在于，步骤(1)通过新的分区策略，确定了特定参考矢量下的开关序列；在三电平空间矢量调制中，由于部分电压矢量存在冗余的开关状态，因此在在特定的区间内，同一电压矢量具有多种开关序列；通过建立电流波动评价波形，分析不同开关序列下所对应的电流波动大小，从而对扇区进行了重新划分，以保证每个区域内选取的开关序列所对应的电流波动最小，进而确定最优的开关序列；扇区划分中，每个大扇区划分为7个小区域，其边界的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}m=\frac{\sqrt{3}}{6cos\mathrm{\θ}}\\ m=\frac{\sqrt{3}}{6\cos (\mathrm{\π}/3-\mathrm{\θ})}\\ \mathrm{\θ}=\mathrm{\π}/6\\ m=\frac{1}{2\sin (\mathrm{\π}/3+\mathrm{\θ})}\\ m=\frac{1}{6\cos (\mathrm{\π}/3-\mathrm{\θ})}\\ m=\frac{1}{2\sin \mathrm{\θ}}\end{array}\right.$

式中，θ代表三相电压合成的电压矢量与A相电压矢量正方向的夹角，m为调制度。

3.根据权利要求1所述的一种NPC三电平逆变器输出电流特性优化的控制方法，其特征在于，步骤(3)中通过改变冗余开关状态的占空比比值，利用电流波动评价模型，确定最优的冗余开关状态分配比例，从而确定各个开关状态的作用时间，实现了输出特性的最优。