CN116896285A - 一种多电平变换器的混合载波调制方法 - Google Patents

一种多电平变换器的混合载波调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种多电平变换器的混合载波调制方法，包括以下步骤：（1）、基于最近电平逼近调制策略，计算所有子模块投入时刻对应的开关角α j ，固定各功率器件的导通宽度为π，得到初始脉冲信号；（2）、在初始脉冲信号阶跃前后，宽度为δ d 的区间内进行二次调制，其中对上升沿区域进行载波层叠调制，对下降沿区域进行对称性逻辑运算；（3）、将步骤（1）中得到的脉冲信号与步骤（2）中得到的脉冲信号叠加，获得最终输入多电平变换器的驱动脉冲Ti；（4）、采样输出电压并计算其与参考电压之间误差的积分，针对不同调制度确定最佳δ d ，减少输出谐波含量。本发明减小了对最高开关频率的要求且具有较好的波形输出质量。

Description

一种多电平变换器的混合载波调制方法
技术领域
本发明涉及多电平变换器技术领域，尤其涉及一种多电平变换器的混合载波调制方法。
背景技术
与传统两电平变换器相比，在同样开关频率及滤波参数下，多电平变换器能够输出更多电平数，从而改善了输出波形的质量。另一方面，多电平变换器采用的级联结构使功率器件承受的电压电流应力要求减小，能够满足大功率应用需求，因而在工业、能源等领域得到广泛的研究与应用。
除了通过增加输出电平数减少谐波含量，调制方式对多电平变换器的输出波形质量也具有重要影响。根据器件开关频率的高低，多电平调制策略可以分为三类：高频调制，低频调制以及混合调制。高频调制主要包括多载波SPWM调制，载波层叠调制等，该类方法通过高载波比实现对参考信号的近似，器件开关次数多但具有较好的输出波形质量。低频调制包括最近电平逼近调制，特定谐波消除等，其开关器件多工作于基频，功率损耗小但谐波含量较大，适用于MMC等级联模块数较多的拓扑。混合调制将高频调制和低频调制方法进行结合，是对器件损耗和输出波形质量进行综合优化的一种方法。
现有的混合调制方法大多基于多载波SPWM调制和最近电平逼近调制。在该策略中，一部分子模块工作在基频，根据最近电平逼近调制计算开关角，形成初始阶梯波。另一部分子模块采用PWM调制，调制波为参考信号与初始阶梯波的误差，由于载波频率较高，这部分子模块的开关频率也较高。需要注意的是，应用这种混合调制策略时，两部分子模块中器件开关频率存在差异，极易造成功率分布不均衡的现象，往往需设计附加的功率平衡控制算法，导致控制难度增加。因此提出一种新型的混合载波调制方法，使得功率器件的开关次数更加均衡，减小了对器件最高开关频率的要求，并具有较好的谐波抑制效果。
名词解释：
参考电压：指希望逆变器输出的理想正弦波，即附图图2中的u ref。
发明内容
为解决上述问题，本发明公开了一种多电平变换器的混合载波调制方法。
为实现上述目的，本发明的技术方案为：
一种多电平变换器的混合载波调制方法，包括如下步骤：
步骤一、获得多电平变换器投入时刻所有子模块对应的开关角α j，固定各子模块功率器件的导通宽度为π，得到2n个初始脉冲信号；α j 表示第j个子模块对应的开关角；n为子模块的数量；
步骤二、设第i个初始脉冲信号阶跃的时间点为，则在第i个初始脉冲信号的的区间内进行二次调制得到调制脉冲信号；/>为预设的调制宽度区间；
二次调制的方法为：对上升沿区域进行载波层叠调制，对下降沿区域进行对称性逻辑运算；
步骤三、将初始脉冲信号与调制脉冲信号叠加，获得最终输入多电平变换器第i个子模块的驱动脉冲；
步骤四、采样输出电压并计算输出电压与参考电压之间的累计误差积分，调整直至累计误差积分最小，即得到最佳的/>，利用最佳的/>得到各初始脉冲信号对应的最终驱动脉冲。
进一步的改进，所述子模块为多电平变换器中的H桥。
进一步的改进，第j个H桥投入工作时刻的开关角α j 通过下式计算：
其中，m表示调制度。
进一步的改进，第i个调制脉冲信号T i 的获得方法如下：
将区间内的初始脉冲信号进行二次调制的调制结果记为T bi ，初始脉冲信号剩余部分保持最近电平逼近调制的计算结果，记为T ai ，则/>。
进一步的改进，所述二次调制的调制结果T bi 的获得方法如下：
在各初始脉冲信号区间的上升沿区域正弦波进行同相载波层叠调制，结果记为T p ；
采用对称性逻辑运算将各初始脉冲信号中区间的上升沿区域的调制结果延时半个输出周期后取反，作为/>区间的下降沿区域调制结果，记为/>；
。
进一步的改进，所述步骤四中，输出电压与参考电压之间的最小累计误差积分error min 的计算方法如下：
其中，T表示输出电压的周期，u ref 表示参考电压，表示受到/>的影响的实际输出电压，（）min表示取最小值。
进一步的改进，所述H桥的两个桥臂分别对应一个初始脉冲信号；所述功率器件为MOS管。
本发明的优点：
本发明技术方案带来的有益效果：
本发明将最近电平逼近调制与载波层叠调制相结合。首先利用最近电平逼近调制计算得到初始开关角，缩小最优开关角的范围；而后在开关角附近的小区间内进行二次调制，获得更多的调制波信息；最后通过积分方法确定二次调制的区间宽度，优化输出效果。有效均衡了功率器件的开关次数，减少对器件最高开关频率的要求；并且实现较低的THD输出，减少抑制变换器输出电压中的波形畸变量。
与传统的混合调制策略相比，本发明各功率器件的开关次数较为均衡，降低对功率器件开关特性的要求，不需要附加复杂的平衡控制算法；在最近电平逼近计算出的开关角附近进行二次调制，减少无效开关次数，获得更加精确的调制波信息，具有较好的波形输出效果。
附图说明
图1a为七电平拓扑结构图。
图1b为图1a的等效电路图。
图2为最近电平逼近调制原理图，其中横坐标为一个输出周期所对应的开关角，纵坐标为输出阶梯波的电平数。
图3a为二次调制构造过程图。
图3b为二次调制输出结果，其中横坐标为一个输出周期所对应的开关角，纵坐标为输出阶梯波的电平数。
图4为本发明所提出的混合载波调制方法的调制结果图，其中横坐标为一个输出周期所对应的开关角，纵坐标为输出阶梯波的电平数。
图5为二次调制区间宽度寻优原理图。
图6a为七电平变换器在m=1.0时的驱动脉冲图。
图6b为七电平变换器在m=1.0时的输出波形图。
图7a为七电平变换器在m=0.9时的输出频谱图。
图7b为七电平变换器在m=0.9时的各次谐波占比图。
图8为本发明的流程示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地说明。
本发明的流程示意图如图8所示，七电平变换器的拓扑结构如图1a所示，直流输入电压ui经功率器件TLi(i=1,2,…,6),TRi(i=1,2,…,6)构成的六桥臂并联拓扑后，输出多电平阶梯波，此阶梯波经LC滤波后，得到输出电压uo，其中,C f 为输出滤波电容，Z o 为输出负载，该拓扑由3个H桥并联构成，为防止直流侧短路，各H桥输出点均串联桥臂电感L f。 图中，u i 为直流母线电压，i c 为电容电流。
主电路中各电压电流的正方向如图1a所示，对该拓扑进行建模，可得到输出电压u o 的表达式为：
（1）
式中：S Lj ，S Rj 为第j个H桥左，右桥臂的开关函数，当上管开通，下管关断时取值为1，反之为-1。u step 为各并联H桥桥臂中点的等效电压；u l 为桥臂等效电感上压降，等效电感值为2L f /N。
根据式（1），多电平拓扑可等效为图1b所示电路。多桥臂输出波形可等效为一多电平阶梯波u step ，各桥臂等效电感值为2L f /N，经电容C f 滤波后，得到输出电压uo。通过对S Lj ，S Rj 进行合理控制，桥臂输出波形等效为一多电平阶梯波u step ，对于3个H桥并联拓扑，u step 的阶梯电压为U dc /3，最大输出电平数为7。
为防止桥臂直通，将各桥臂上管的驱动信号（TL1,TL3,TL5,TR1,TR3,TR5）取反并设置死区时间作为桥臂下管（TL2,L4,TL6,TR2,TR4,TR6）的驱动信号，针对图1a所示拓扑，需确定TL1,TL3,TL5,TR1,TR3,TR5共6个开关管的驱动信号。
依据最近电平逼近调制传统算法，第j个H桥投入工作，输出U dc 时的开关角α j 可计算为：
（2）
由于最近电平逼近调制的输出波形满足四分之一周期对称性，第j个H桥结束调制，输出0电平时的开关角记为α 3+i ，可根据下式计算得到：
(3)
在并联结构下，需要注意桥臂间电感电流的分布。为此，进一步约束各功率器件的导通宽度均为π，对脉冲信号的叠加没有影响。脉冲序列及初始阶梯波的构造如图2所示。
为改善谐波优化效果，对上一步骤中得到的各脉冲信号做如下处理：对以脉冲阶跃时刻为中心，宽度为的区域（即脉冲信号上升沿及下降沿前后/>区域）进行二次调制，以获得更多调制波信息；其余区域仍保持最近电平逼近调制结果，将此部分脉冲信号记为T ai （i=1，2，…，6）。
由于各脉冲信号的阶跃时刻不同，用表示各脉冲信号在上升沿区域进行二次调制的开始时刻。
在区域内对正弦调制波进行载波层叠调制，获得一组高频切换的断续脉冲信号，由于最近电平逼近调制对脉冲宽度的约束，该调制只在正弦调制波的半周期内进行。
为保证最后合成的多电平波形维持四分之一周期对称性，下降沿区域根据对称性对上升沿的调制结果进行处理及分配，具体为将上升沿的调制结果延时半个输出周期后取反。
将二次调制的输出结果记为T bi ，其构造过程如图3a所示，包括载波层叠调制部分和脉冲逻辑运算部分。在载波层叠调制中，标准正弦波与高频的层叠载波送入运算放大器中进行比较，得到一高频PWM脉冲，此脉冲仅在此前所述的上升沿区域时间内（图中以/>进行表示）输出脉冲逻辑运算电路接收上升沿的调制结果并保存，为得到下降沿的载波层叠调制结果，将上升沿的调制结果延时半个输出周期并取反，两路脉冲经或门作用后输出为T bi 。二次调制后的输出如图3b所示。
由于在两段调制区域内脉冲结果为互补关系，故在一个完整输出周期中，各功率器件的平均占空比仍为0.5，导通时间仍为π，有利于维持桥臂电感电流的伏秒平衡。
将最近电平逼近产生的脉冲信号T ai 与二次调制后的信号T bi 进行叠加，获得最终输入多电平变换器的驱动信号T i ，如图4所示。
分析图4的驱动信号可知，二次调制区域的宽度将影响最终的输出效果。本发明给出一种确定最佳/>的方法。
如图5所示，在的不同取值下，实时采样输出电压/>与参考电压/>进行比较得到其差值，对二者差值的绝对值进行积分，积分值记为error，error的大小表示了/>作用下输出与参考之间的累计误差的大小，累计误差越小，代表具有更低的输出THD,故可将error的最小值error min 所对应的/>选为最佳/>输入到多电平拓扑中。
为均衡两段二次调制区域占空比不同对桥臂电感电流带来的微小发散，在寻优到最佳后的稳定输出阶段，对同一侧桥臂的驱动脉冲进行周期性轮换，使桥臂电感电流处于动态均衡状态，且输出的多电平不受影响。
图6a和图6b是在多电平变换器中应用本发明所提的混合载波移相调制方法后，七电平变换器的驱动脉冲及输出电压示意图。如图6a所示，各驱动信号整体保持0.5占空比，在上升沿和下降沿前后进入二次调制，驱动信号高频切换，各功率器件的开关次数较均衡，且最大开关次数不超过10次。如图6b所示，叠加的多电平阶梯波形经过LC低通滤波器后，输出波形逼近正弦波。
图7a和图7b为m=0.9时输出电压与各次谐波分布图，其中图7a为输出频谱分布，图7b为各次谐波与基波比值，总谐波失真THD按下式计算，为根号下各次谐波Un（n=2，3，…）有效值的平方和与基波U1的比值。分析图7b可知，受死区及控制器延时影响，偶次谐波并未完全消除，但除2次谐波外基本较小，主要谐波含量仍为奇次谐波。
尽管本发明的实施方案已公开如上，但并不仅仅限于说明书和实施方案中所列运用，它完全可以被适用于各种适合本发明的领域，对于熟悉本领域的人员而言，可容易地实现另外的修改，因此在不背离权利要求及等同范围所限定的一般概念下，本发明并不限于特定的细节和这里所示出与描述的图例。

Claims (7)

1.一种多电平变换器的混合载波调制方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤一、获得多电平变换器投入时刻所有子模块对应的开关角α j，固定各子模块功率器件的导通宽度为π，得到2n个初始脉冲信号；α j 表示第j个子模块对应的开关角；n为子模块的数量；
步骤二、设第i个初始脉冲信号阶跃的时间点为δ i ，则在第i个初始脉冲信号的[δ i -δ d /2,δ i +δ d /2]的区间内进行二次调制得到调制脉冲信号；δ d 为预设的调制宽度区间；
二次调制的方法为：对上升沿区域进行载波层叠调制，对下降沿区域进行对称性逻辑运算；
步骤三、将初始脉冲信号与调制脉冲信号叠加，获得最终输入多电平变换器第i个子模块的驱动脉冲；
步骤四、采样输出电压并计算输出电压与参考电压之间的累计误差积分，调整δ d 直至累计误差积分最小，即得到最佳的δ d ，利用最佳的δ d 得到各初始脉冲信号对应的最终驱动脉冲。
2.如权利要求1所述的多电平变换器的混合载波调制方法，其特征在于，所述子模块为多电平变换器中的H桥。
3.如权利要求2所述的多电平变换器的混合载波调制方法，其特征在于，所述H桥的两个桥臂分别对应一个初始脉冲信号；所述功率器件为MOS管。
4.如权利要求2所述的多电平变换器的混合载波调制方法，其特征在于，第j个H桥投入工作时刻的开关角α j 通过下式计算：
其中，m表示调制度。
5.如权利要求1所述的多电平变换器的混合载波调制方法，其特征在于，第i个调制脉冲信号T i 的获得方法如下：
将[δ i -δ d /2,δ i +δ d /2]区间内的初始脉冲信号进行二次调制的调制结果记为T bi ，初始脉冲信号剩余部分保持最近电平逼近调制的计算结果，记为T ai ，则。
6.如权利要求5所述的多电平变换器的混合载波调制方法，其特征在于，所述二次调制的调制结果T bi 的获得方法如下：
在各初始脉冲信号[δ i -δ d /2,δ i +δ d /2]区间的上升沿区域正弦波进行同相载波层叠调制，结果记为T p ；
采用对称性逻辑运算将各初始脉冲信号中δ d 区间的上升沿区域的调制结果延时半个输出周期后取反，作为δ d 区间的下降沿区域调制结果，记为；
。
7.如权利要求1所述的多电平变换器的混合载波调制方法，其特征在于，所述步骤四中，输出电压与参考电压之间的最小累计误差积分error min 的计算方法如下：
其中，T表示输出电压的周期，u ref 表示参考电压，u o （δ d ）表示受到δ d 的影响的实际输出电压，（）min表示取最小值。/>
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