CN112865573A - 基于双调制波的mmc载波调制方法 - Google Patents

基于双调制波的mmc载波调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种基于双调制波的MMC载波调制方法，用于对三相MMC变流器进行调制，包括以下步骤：步骤1，根据三相MMC变流器的拓扑结构，建立相单元内上、下桥臂中投入的子模块电容电压之和与直流母线电压、交流侧输出电压之间的关系式，再根据交流侧理想输出电压，得到任意时刻内每个相单元中的上、下桥臂投入子模块电容电压之和的参考值作为上、下桥臂的原始调制波；步骤2，根据子模块电容电压均衡原则将每个桥臂的原始调制波分成两份，再将下桥臂的原始调制波分为第一调制波和第二调制波，第一调制波采用独立PWM调制，第二调制波采用LSPWM调制，最后将第一调制波和第二调制波所对应的载波进行反相，同时对上桥臂的原始调制波进行相同处理，完成调制。

Description

基于双调制波的MMC载波调制方法
技术领域
本发明涉及一种MMC载波调制技术，具体涉及一种基于双调制波的MMC载波调制方法。
背景技术
模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter,MMC)是由德国慕尼黑联邦国防军大学的A.Lesnicar和R.Marquardt教授于2001年提出的一种新型电压源型变换器。与传统的两电平和三电平换流器相比，其配置灵活，模块化程度高，具有冗余特性良好、输出谐波含量少、开关损耗小等优点，可以实现高电压等级、大功率水平的能量转换，适用于无功补偿、高压直流输电等对功率和电压要求较高的场合，在孤岛供电，风电场并网、电力市场、电网互联和中高压变频调速等方面具有广泛的应用价值。
脉宽调制技术是MMC变流器实现一系列变换控制的基础，是实现控制策略优化的纽带，直接影响变流器的系统性能和输出波形质量。目前所使用的控制策略主要分为以下三种：(1)载波调制，包括载波移相脉宽调制(CPSPWM)、载波层叠脉宽调制(LSPWM)；(2)阶梯波调制，包括最近电平逼近调制(NLM)、特定谐波消去调制(SHE-PWM)；(3)空间矢量调制(SVPWM)。其中，SHEPWM调制策略不适宜实时控制；当电平数较小时，NLM调制难以取得较好的谐波性能；SVPWM具有直流母线利用率高等优点，但随着子模块数的增加，其运算复杂度呈指数形式递增，很难实际应用。相比之下，载波调制更适用于子模块数中等规模的场合。CPSPWM虽然可以得到较高的等效开关频率，但同时会引入N(子模块数)倍的开关损耗，并且每个子模块需要单独设计PI调节器实现电压均衡控制，极大的增加了系统的控制复杂度，且该参数的选取不当极易造成系统振荡。通过子模块电容电压排序实现稳定均压控制的LSPWM调制是目前应用最为广泛的调制策略，但该方法下每个开关周期均只有一个子模块进行PWM投切控制，导致其在大功率场合中功率器件的开关频率较低，无法进一步提升载波频率，且其输出电压THD较高。
发明内容
本发明是为了解决上述问题而进行的，目的在于提供一种基于双调制波的MMC载波调制方法。
本发明提供了一种基于双调制波的MMC载波调制方法，用于对三相MMC变流器进行调制，具有这样的特征，包括以下步骤：
步骤1，根据三相MMC变流器的拓扑结构，建立三相MMC变流器中相单元内上桥臂中投入的子模块电容电压之和upj、相单元内下桥臂中投入的子模块电容电压之和unj与直流母线电压Udc和交流侧输出电压uj之间的关系式：
Figure BDA0002978969450000021
且得到交流侧理想输出电压
Figure BDA0002978969450000031
为：
Figure BDA0002978969450000032
通过公式(1)和公式(2)得到任意时刻内每个相单元中的上桥臂、下桥臂投入子模块电容电压之和的参考值
Figure BDA0002978969450000033
分别为：
Figure BDA0002978969450000034
Figure BDA0002978969450000035
分别作为上桥臂、下桥臂的原始调制波；
步骤2，根据子模块电容电压均衡原则将每个桥臂的原始调制波分成两份，将下桥臂的原始调制波
Figure BDA0002978969450000036
分为第一调制波
Figure BDA0002978969450000037
和第二调制波
Figure BDA0002978969450000038
且
Figure BDA0002978969450000039
和
Figure BDA00029789694500000310
满足如下关系：
Figure BDA00029789694500000311
第一调制波
Figure BDA00029789694500000312
采用独立PWM调制，第二调制波
Figure BDA00029789694500000313
采用LSPWM调制，并将第一调制波
Figure BDA00029789694500000314
和第二调制波
Figure BDA00029789694500000315
所对应的载波进行反相，得到桥臂电平两倍的等效开关频率输出，并对上桥臂的原始调制波进行相同处理，完成调制；
其中，公式(1)中，upj和unj分别表示相单元内上桥臂、下桥臂中投入的子模块电容电压之和，Udc为直流母线电压，表示为每个相单元内投入的子模块电容电压之和，
公式(2)中，M(0≤M≤1)为调制比，ω为角频率，
公式(4)中，N为子模块的数量。
在本发明提供的基于双调制波的MMC载波调制方法中，还可以具有这样的特征：其中，步骤2中，第一调制波
Figure BDA0002978969450000041
采用独立PWM调制，通过确定偏离目标均压值最大的子模块，并为其定量精准分配第一调制波
Figure BDA0002978969450000042
包括以下步骤：
根据原始调制波
Figure BDA0002978969450000043
对桥臂内所有电容电压在载波周期内的变化值ΔVSUM_SM进行预估：
Figure BDA0002978969450000044
公式(5)中DSUM_SM为该载波周期中桥臂内所有功率单元子模块的PWM脉冲驱动信号的占空比之和，计算公式如下：
Figure BDA0002978969450000045
并得到该载波周期调制后当前桥臂内的所有子模块的电容电压平均值
Figure BDA0002978969450000046
为：
Figure BDA0002978969450000047
再通过求取当前桥臂子模块电容电压值VSMi与
Figure BDA0002978969450000048
之间的差值ΔVSMi，根据最大绝对值偏离max(|ΔVSMi|)求得偏离最大的子模块在该载波周期内的理想投入时间即为该功率单元的理想驱动脉冲占空比Dref1_SM，即可求得第一调制波
Figure BDA0002978969450000049
为：
Figure BDA0002978969450000051
公式(5)中，inj为桥臂电流，Cval为子模块的电容值，fDMW为桥臂电平等效开关频率。
在本发明提供的基于双调制波的MMC载波调制方法中，还可以具有这样的特征：其中，步骤2中，第二调制波
Figure BDA0002978969450000052
采用LSPWM调制，第二调制波
Figure BDA0002978969450000053
根据LSPWM传统定性均压策略进行排序分配，包括以下步骤：在LSPWM调制中对第二调制波
Figure BDA0002978969450000054
进行取整层叠分配，所有子模块在任意载波周期内均只存在多路01电平和一路PWM脉冲三种形式的驱动信号，三相MMC变流器中各功率单元完全独立，根据电容元件的储能特性，对各个子模块的电容电压值进行排序，根据不同子模块的电容电压值将驱动信号分配于相应的子模块完成电容电压的动态均衡，在桥臂电流inj＞0时，投入电容电压最小的子模块，桥臂电流inj＜0时，投入电容电压最大的子模块。
发明的作用与效果
根据本发明所涉及的基于双调制波的MMC载波调制方法，因为根据子模块电容电压均衡原则将每个桥臂的调制波一分为二，并将两个调制波的载波信号进行反相，能够实现桥臂两倍的等效开关频率输出，降低了输出电平的低频谐波分量，有效解决了运行在低开关频率下MMC在传统载波调制中存在输出电压谐波畸变率高的弊端；并且本发明针对低载波频率下排序均压控制过程中所导致的子模块电容电压过充及过放问题，根据无差拍的控制思想确定偏离目标均压值最大的子模块，并为其定量精准分配第一调制波，且第二调制波根据LSPWM传统定性均压策略进行排序分配，本发明通过控制误差最大的子模块的充放电投切时间有效减小了电压幅值波动，实现了电压均衡。
附图说明
图1是本发明的实施例中的一种基于双调制波的MMC载波调制方法的流程图；
图2是本发明的实施例中的三相MMC变流器的拓扑结构图；
图3是本发明的实施例中LSPWM调制子模块均压原理图；
图4是本发明的实施例中基于双调制波的MMC载波调制方法的调制波形图；
图5是本发明的实施例中各个子模块调制信号波形与载波信号波形；
图6是本发明的实施例中各个子模块驱动脉冲信号与输出电平叠加波形图；
图7是本发明的实施例中子模块数量为16的17电平MMC实验平台；
图8是本发明的实施例中调制度M＝0.9时传统LSPWM调制桥臂相电压频谱图；
图9是本发明的实施例中调制度M＝0.9时基于双调制波的MMC载波调制方法调制桥臂相电压频谱图；
图10是本发明的实施例中基于双调制波的MMC载波调制方法和LSPWM调制度M变化时的桥臂相电压THD图；
图11是本发明的实施例中调制度M＝0.9时传统LSPWM调制桥臂线电压波形图；
图12是本发明的实施例中调制度M＝0.9时基于双调制波的MMC载波调制方法调制桥臂线电压波形图；
图13是本发明的实施例中调制度M＝0.9时传统LSPWM调制负载线电压实验波形图；
图14是本发明的实施例中调制度M＝0.9时基于双调制波的MMC载波调制方法调制负载线电压实验波形图；
图15是本发明的实施例中LSPWM调制负载线电压THD；
图16是本发明的实施例中基于双调制波的MMC载波调制方法调制负载线电压THD图；
图17为调制度M＝0.9时，由传统LSPWM调制切换至DMWPWM调制时子模块电容电压脉动波形图；
图18为由传统LSPWM调制切换至DMWPWM调制时通过高速DA输出的桥臂内子模块电容电压实时值的方差有效值变化曲线。
具体实施方式
为了使本发明实现的技术手段与功效易于明白了解，以下结合实施例及附图对本发明作具体阐述。
<实施例>
图1是本发明的实施例中的一种基于双调制波的MMC载波调制方法的流程图。
如图1所示，本实施例的一种基于双调制波的MMC载波调制方法，用于对三相MMC变流器进行调制，本实施例的基于双调制波的MMC载波调制方法简称为DMWPWM，包括以下步骤：
步骤1，如图2所示，根据三相MMC变流器的拓扑结构，建立三相MMC变流器中相单元内上桥臂中投入的子模块电容电压之和upj、相单元内下桥臂中投入的子模块电容电压之和unj与直流母线电压Udc和交流侧输出电压uj之间的关系式：
Figure BDA0002978969450000081
且得到交流侧理想输出电压
Figure BDA0002978969450000082
为：
Figure BDA0002978969450000083
公式(2)中，M(0≤M≤1)为调制比，ω为角频率。
通过公式(1)和公式(2)得到任意时刻内每个相单元中的上桥臂、下桥臂投入子模块电容电压之和的参考值
Figure BDA0002978969450000084
分别为：
Figure BDA0002978969450000085
Figure BDA0002978969450000086
分别作为上桥臂、下桥臂的原始调制波。
公式(1)中，upj和unj分别表示相单元内上桥臂、下桥臂中投入的子模块电容电压之和，通过改变upj和unj的差值即可实现对交流侧输出电压uj的控制，Udc为直流母线电压，表示为每个相单元内投入的子模块电容电压之和，通过控制任意时刻的Udc，可抑制桥臂相间环流。
步骤2，根据子模块电容电压均衡原则将每个桥臂的原始调制波分成两份，将下桥臂的原始调制波
Figure BDA0002978969450000091
分为第一调制波
Figure BDA0002978969450000092
和第二调制波
Figure BDA0002978969450000093
且
Figure BDA0002978969450000094
和
Figure BDA0002978969450000095
满足如下关系：
Figure BDA0002978969450000096
公式(4)中，N为子模块的数量。
本实施例中，子模块电容电压均衡原则的控制目标是使各个电容电压尽可能小的偏离所有子模块的电容电压平均值，即使桥臂内子模块电容电压方差值s2尽可能小，其中s2为：
Figure BDA0002978969450000097
Figure BDA0002978969450000098
为当前桥臂内所有子模块的电容电压平均值，公式如下：
Figure BDA0002978969450000099
本实施例的基于双调制波的MMC载波调制方法根据MMC模型特性，由无差拍的控制思想首先确定偏离目标均压值最大的子模块，并为其定量精准分配第一调制波，第二调制波则根据LSPWM传统定性均压策略进行排序分配。
第一调制波
Figure BDA0002978969450000101
采用独立PWM调制，第二调制波
Figure BDA0002978969450000102
采用LSPWM调制，并将第一调制波
Figure BDA0002978969450000103
和第二调制波
Figure BDA0002978969450000104
所对应的载波进行反相，得到桥臂电平两倍的等效开关频率输出，并对上桥臂的原始调制波进行相同处理，完成调制。
本实施例中，与LSPWM调制方法相比，基于双调制波的MMC载波调制方法在每个载波周期内，有两个功率单元进行开关动作，所以最终能够得到桥臂电平两倍的等效开关频率输出。
步骤2中，第一调制波
Figure BDA0002978969450000105
采用独立PWM调制，通过确定偏离目标均压值最大的子模块，并为其定量精准分配第一调制波
Figure BDA0002978969450000106
包括以下步骤：
在MMC中，由于桥臂电感L的存在，桥臂电流inj不会突变，且在一般情况下，每个子模块的电容值Cval相同，因此可以根据原始调制波
Figure BDA0002978969450000107
对桥臂内所有电容电压在载波周期内的变化值ΔVSUM_SM进行预估，根据原始调制波
Figure BDA0002978969450000108
对桥臂内所有电容电压在载波周期内的变化值ΔVSUM_SM进行预估：
Figure BDA0002978969450000109
公式(5)中DSUM_SM为该载波周期中桥臂内所有功率单元子模块的PWM脉冲驱动信号的占空比之和，计算公式如下：
Figure BDA00029789694500001010
并得到该载波周期调制后当前桥臂内的所有子模块的电容电压平均值
Figure BDA0002978969450000111
为：
Figure BDA0002978969450000112
再通过求取当前桥臂子模块电容电压值VSMi与
Figure BDA0002978969450000113
之间的差值ΔVSMi，根据最大绝对值偏离max(|ΔVSMi|)求得偏离最大的子模块在该载波周期内的理想投入时间即为该功率单元的理想驱动脉冲占空比Dref1_SM，即可求得第一调制波
Figure BDA0002978969450000114
为：
Figure BDA0002978969450000115
公式(5)中，inj为桥臂电流，Cval为子模块的电容值，fDMW为桥臂电平等效开关频率。
图3是本发明的实施例中LSPWM调制子模块均压原理图。
如图3所示，步骤2中，第二调制波
Figure BDA0002978969450000116
采用LSPWM调制，第二调制波
Figure BDA0002978969450000117
根据LSPWM传统定性均压策略进行排序分配，包括以下步骤：在LSPWM调制中对第二调制波
Figure BDA0002978969450000118
进行取整层叠分配，所有子模块在任意载波周期内均只存在多路01电平和一路PWM脉冲三种形式的驱动信号，三相MMC变流器中各功率单元完全独立，根据电容元件的储能特性，对各个子模块的电容电压值进行排序，根据不同子模块的电容电压值将驱动信号分配于相应的子模块完成电容电压的动态均衡，在桥臂电流inj＞0时，投入电容电压最小的子模块，桥臂电流inj＜0时，投入电容电压最大的子模块。
本实施例中，根据如图2所示的三相MMC变流器拓扑结构图，当子模块数N＝4时，如图4展示了N＝4时基于双调制波的MMC载波调制方法的调制波形，其载波频率＝800Hz，如图5为简化分析后的各个子模块的调制信号和载波信号波形图，其中每个载波周期内包括两个调制信号，同时施加两路PWM驱动脉冲于N＝4个功率单元模块，如图6为各个子模块的驱动脉冲信号及输出电平叠加图。
本实施例中还搭建了半桥型MMC仿真和实验平台实验平台如图7所示，具体参数如表1所示，主要器件选型如表2所示，通过该实验平台对传统LSPWM与本实施例的基于双调制波的MMC载波调制方法(DMWPWM)进行仿真测试。
表1仿真及实验参数表
Figure BDA0002978969450000121
表2主要器件选型
Figure BDA0002978969450000122
Figure BDA0002978969450000131
图8是本发明的实施例中调制度M＝0.9时传统LSPWM调制桥臂相电压频谱图，图9是本发明的实施例中调制度M＝0.9时基于双调制波的MMC载波调制方法调制桥臂相电压频谱图，图10是本发明的实施例中基于双调制波的MMC载波调制方法和LSPWM调制度M变化时的桥臂相电压THD图。
如图8-图10所示。由于MMC拓扑特性，桥臂电压在未进行有效的环流抑制时都会存在大量的基波偶倍频分量，传统LSPWM调制和DMWPWM调制的主要谐波频率成分均为载波频率附近的边带谐波，但DMWPWM调制在载波2kHz处的谐波分量更低，经同样幅频特性的滤波网络后能够体现出更好的输出电压THD特性。此外两种调制方式的THD在全调制范围内均接近，说明DMWPWM调制方式的高频成分更多，经滤波网络后可以更加容易滤除。
图11是本发明的实施例中调制度M＝0.9时传统LSPWM调制桥臂线电压波形图，图12是本发明的实施例中调制度M＝0.9时基于双调制波的MMC载波调制方法调制桥臂线电压波形图。
如图11和图12所示，通过比较可知桥臂线电压的开关次数明显增加，为传统LSPWM调制的两倍，本实施例的基于双调制波的MMC载波调制方法实现桥臂两倍的等效开关频率输出。
图13是本发明的实施例中调制度M＝0.9时传统LSPWM调制负载线电压实验波形图，图14是本发明的实施例中调制度M＝0.9时基于双调制波的MMC载波调制方法调制负载线电压实验波形图。
如图13和图14所示，通过比较可知DMWPWM调制负载线电压的开关纹波频率为传统LSPWM调制的两倍。
图15是本发明的实施例中LSPWM调制负载线电压THD，图16是本发明的实施例中基于双调制波的MMC载波调制方法调制负载线电压THD图。
如图15-图16所示，通过比较可知在相同的滤波网络下，DMWPWM调制的输出电压THD为2.0％，比LSPWM调制减小了0.6％。
图17为调制度M＝0.9时，由传统LSPWM调制切换至DMWPWM调制时子模块电容电压脉动波形图。
如图17所示，子模块电压波动幅值由3.6V降到2.8V，脉动幅值减小了22％，说明本实施例的基于双调制波的MMC载波调制方法的均压控制策略可以有效抑制因低载波频率所导致的子模块电压过充及过放问题，有效抑制子模块电压幅值脉动。
图18为由传统LSPWM调制切换至DMWPWM调制时通过高速DA输出的桥臂内子模块电容电压实时值的方差有效值变化曲线图。
如图18所示，桥臂内子模块方差有效值由300mV减小至200mV，桥臂内各个子模块的均压效果更好，充分说明了本实施例的基于双调制波的MMC载波调制方法提出的无差拍定量控制子模块投切充放电时间策略的有效性。
实施例的作用与效果
根据本实施例所涉及的基于双调制波的MMC载波调制方法，因为根据子模块电容电压均衡原则将每个桥臂的调制波一分为二，并将两个调制波的载波信号进行反相，能够实现桥臂两倍的等效开关频率输出，降低了输出电平的低频谐波分量，有效解决了运行在低开关频率下MMC在传统载波调制中存在输出电压谐波畸变率高的弊端；并且本实施例针对低载波频率下排序均压控制过程中所导致的子模块电容电压过充及过放问题，根据无差拍的控制思想确定偏离目标均压值最大的子模块，并为其定量精准分配第一调制波，且第二调制波根据LSPWM传统定性均压策略进行排序分配，本实施例通过控制误差最大的子模块的充放电投切时间有效减小了电压幅值波动，实现了电压均衡。
上述实施方式为本发明的优选案例，并不用来限制本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种基于双调制波的MMC载波调制方法，用于对三相MMC变流器进行调制，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1，根据所述三相MMC变流器的拓扑结构，建立所述三相MMC变流器中相单元内上桥臂中投入的子模块电容电压之和
Figure FDA00029789694400000115
相单元内下桥臂中投入的子模块电容电压之和
Figure FDA00029789694400000114
与直流母线电压Udc和交流侧输出电压uj之间的关系式：
Figure FDA0002978969440000011
且得到交流侧理想输出电压
Figure FDA0002978969440000012
为：
Figure FDA0002978969440000013
通过公式(1)和公式(2)得到任意时刻内每个所述相单元中的所述上桥臂、所述下桥臂投入子模块电容电压之和的参考值
Figure FDA0002978969440000014
Figure FDA0002978969440000015
分别为：
Figure FDA0002978969440000016
Figure FDA0002978969440000017
分别作为所述上桥臂、所述下桥臂的原始调制波；
步骤2，根据子模块电容电压均衡原则将每个桥臂的所述原始调制波分成两份，将所述下桥臂的所述原始调制波
Figure FDA0002978969440000018
分为第一调制波
Figure FDA0002978969440000019
和第二调制波
Figure FDA00029789694400000110
且
Figure FDA00029789694400000111
和
Figure FDA00029789694400000112
满足如下关系：
Figure FDA00029789694400000113
所述第一调制波
Figure FDA0002978969440000021
采用独立PWM调制，所述第二调制波
Figure FDA0002978969440000022
采用LSPWM调制，并将所述第一调制波
Figure FDA0002978969440000023
和所述第二调制波
Figure FDA0002978969440000024
所对应的载波进行反相，得到桥臂电平两倍的等效开关频率输出，并对所述上桥臂的所述原始调制波进行相同处理，完成调制；
其中，公式(1)中，
Figure FDA00029789694400000210
和
Figure FDA0002978969440000029
分别表示相单元内上桥臂、下桥臂中投入的子模块电容电压之和，Udc为直流母线电压，表示为每个相单元内投入的子模块电容电压之和，
公式(2)中，M(0≤M≤1)为调制比，ω为角频率，
公式(4)中，N为子模块的数量。
2.根据权利要求1所述的基于双调制波的MMC载波调制方法，其特征在于：
其中，所述步骤2中，所述第一调制波
Figure FDA0002978969440000025
采用独立PWM调制，通过确定偏离目标均压值最大的子模块，并为其定量精准分配所述第一调制波
Figure FDA0002978969440000026
包括以下步骤：
根据所述原始调制波
Figure FDA0002978969440000027
对桥臂内所有电容电压在载波周期内的变化值ΔVSUM_SM进行预估：
Figure FDA0002978969440000028
公式(5)中DSUM_SM为该载波周期中桥臂内所有功率单元子模块的PWM脉冲驱动信号的占空比之和，计算公式如下：
Figure FDA0002978969440000031
并得到该载波周期调制后当前桥臂内的所有子模块的电容电压平均值
Figure FDA0002978969440000032
为：
Figure FDA0002978969440000033
再通过求取当前桥臂子模块电容电压值VSMi与
Figure FDA0002978969440000034
之间的差值ΔVSMi，根据最大绝对值偏离max(|ΔVSMi|)求得偏离最大的子模块在该载波周期内的理想投入时间即为该功率单元的理想驱动脉冲占空比Dref1_SM，即可求得所述第一调制波
Figure FDA0002978969440000035
为：
Figure FDA0002978969440000036
公式(5)中，inj为桥臂电流，Cval为子模块的电容值，fDMW为桥臂电平等效开关频率。
3.根据权利要求1所述的基于双调制波的MMC载波调制方法，其特征在于：
其中，所述步骤2中，所述第二调制波
Figure FDA0002978969440000037
采用LSPWM调制，所述第二调制波
Figure FDA0002978969440000038
根据LSPWM传统定性均压策略进行排序分配，包括以下步骤：
在所述LSPWM调制中对所述第二调制波
Figure FDA0002978969440000039
进行取整层叠分配，所有子模块在任意载波周期内均只存在多路01电平和一路PWM脉冲三种形式的驱动信号，所述三相MMC变流器中各功率单元完全独立，根据电容元件的储能特性，对各个子模块的电容电压值进行排序，根据不同子模块的电容电压值将所述驱动信号分配于相应的子模块完成电容电压的动态均衡，在桥臂电流inj＞0时，投入电容电压最小的子模块，桥臂电流inj＜0时，投入电容电压最大的子模块。
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