JPH11136999A - 誘導機の可変速駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高速域でかつ重負荷時の二次抵抗の推定誤差
を少なくし正確なトルク制御を行う。 【解決手段】 モデル電圧を演算４したフィードフォワ
ード電圧成分と、電流制御アンプ５，６によるフィード
バック電圧成分とを加算する電流制御系を有するベクト
ル制御部と、電流制御アンプのある特徴量が零となるよ
うに、すべり演算部１３の二次抵抗成分を補償する二次
抵抗補償機能１５を有する可変駆動装置において、電流
指令の位相φとこの位相をリミッタした位相φ′との位
相成分△φを演算１７し、アンプ５，６からのγδ軸成
分△Ｖ_1γ、△Ｖ_1δからなる誤差電圧△Ｖ₁を位相△φ
だけ座標変換１８した誤差電圧△Ｖ１φ′を二次抵抗補
償機能１５の入力とする。電圧誤差△Ｖ₁の位相が△φ
分ずれ、重負荷時に電圧誤差△Ｖ₁の位相とδ軸位相差
が９０°に近くことがなくなる。そのため二次抵抗変換
補償が誤って推定・収束することはない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、誘導機の二次抵
抗の変動を補償して誘導電動機速度をベクトル制御す
る、誘導機の可変速駆動装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】誘導機（誘導電動機）の可変速駆動方式
として、ベクトル制御が盛んに利用されている。しか
し、ベクトル制御方式には誘導機の二次時定数が必要で
あるが、温度変動などにより二次抵抗が変動するため、
この二次時定数は常に一定とはならない。そこで、従
来、誘導機の電圧・電流・周波数情報などから二次抵抗
の変動成分を推定して補償する方式について様々な提案
がなされている。

【０００３】本出願人も先にベクトル制御を行う際に二
次抵抗の変動を補償する誘導電動機のベクトル制御装置
について提案を行っている（特願平４−１９３５６３号
（特開平５−１９９７８４号））。この二次抵抗変動補
償方式のブロック図を図５に示す。なお、上記先の提案
では鉄損補償成分や励磁インダクタンスの変動補償まで
含んでいるが、これらについては、この発明とは直接関
係がないので省略してある。

【０００４】磁束指令F1ux＊とトルク指令Torque＊がベ
クトル制御の入力指令である。ベクトル制御では、これ
らを励磁電流指令成分ｉ_1d＊と、トルク電流成分ｉ_1q＊
に変換したのち電流制御により誘導機に出力する電流を
制御する。この際電流指令成分ｉ_1d＊とｉ_1q＊およびモ
ータ定数からすべりω_s＊を計算して、検出速度ω_rに加
算して出力周波数ω₁としている。

【０００５】このベクトル制御の電流とすべりを実現す
るために、図５では電流制御や速度検出および位相演算
などにより構成されている。ここで、この方式は電流指
令ベクトルを基準とするγδ座標上で電流制御系を構成
している点が特徴である。また、電流制御アンプの出力
電圧成分のうちδ軸成分をフィードバックして二次抵抗
の変動補償を形成している。

【０００６】図５の各部の機能は次のとおりである。１
は磁束指令F1ux＊から、励磁電流指令ｉ_1d＊に変換する
変換器。２はトルク指令Torque＊からトルク電流指令ｉ
_1q＊に変換する変換器。

【０００７】３は電流指令ｉ_1d＊，ｉ_1q＊の合成ベクト
ルを、振幅成分ｉ_1γ＊（γ成分）とｄ軸（磁束軸）と
の位相角（φ）に変換する極座標変換器。

【０００８】４は電流指令ｉ_1γ＊，位相角φ，出力角
周波数ω₁および設定したモータ定数から、誘導機の端
子電圧成分をγδ軸成分Ｖ_1γ＊，Ｖ_1δ＊として演算す
るモデル電圧演算部。５はγ軸成分の電流指令と電流検
出との差をフィードバック制御し、電圧成分△Ｖ_1γを
出力する電流制御アンプ。６はδ軸成分の電流指令と電
流検出との差をフィードバック制御し、電圧成分△Ｖ
_1δを出力する電流制御アンプ。

【０００９】７はγ、δの各軸成分について、演算部４
のモデル電圧成分とアンプ５，６の電流制御出力電圧を
加算してＶ_1γ，Ｖ_1δを求め、そしてこの電圧指令と等
価なＰＷＭ電圧パターンを出力するＰＷＭ制御部。ここ
で、このブロック内でγδ軸の直交２相電圧成分を３相
交流電圧成分に変換している。

【００１０】８は３相（または２相）の出力電流検出セ
ンサ。９は電流センサによる３相（または２相）電流成
分を位相積分器１４の出力する位相角θと前述の極座標
変換器出力φとの合成位相θ_φにより、３相交流成分を
γδ軸の直交２相成分ｉ_1γ，ｉ_1δに変換する座標変換
部。

【００１１】１０は負荷誘導電動機。１１は速度を計測
するための速度検出器。１２は速度検出器出力の計測結
果よりω_rを演算する速度演算器。１３はすべり演算
部。

【００１２】１４はすべりω_sと速度検出ω_rとを加算し
た出力周波数ω₁を積分してｄ軸の位相角θを演算する
位相積分器で、さらに、ｄ軸位相θとγ軸の位相角φを
加算して固定座標に対する電流指令の位相角θ_φを演算
する。

【００１３】１５はδ軸の電流制御出力△Ｖ_1δが零と
なるように、すべり演算部の二次抵抗Ｒ₂′成分の補償
係数Ｋを演算する二次抵抗補償制御部。

【００１４】次にこの従来の方式の動作原理と特徴を説
明する。こでは、図６に示すＴ−Ｉ形等価回路と、図７
に示す定常時のフェザーベクトル図とを使用する。

【００１５】Ｒ１は一次抵抗、Ｌσは等価漏れインダク
タンス、Ｍ′は等価励磁インダクタンス、Ｒ₂′は等価
二次抵抗、ｓはすべりである。また、出力角周波数をω
₁としている。

【００１６】また、端子から流入する電流成分を電流ベ
クトルＩ₁，Ｍ′に流れる電流成分を電流ベクトルＩ
₀（過渡時はｉ_1dに相当）、Ｒ₂″に流れる電流成分を電
流ベクトルＩ_T（過渡時はｉ_1qに相当）としている。

【００１７】図７は電流ベクトルＩ₀，Ｉ_Tと出力周波数
ω₁を設定した場合の電圧電流ベクトル図である。電流
ベクトルＩ₀成分をｄ軸に、電流ベクトルＩ_T成分をｑ軸
にとっている。ここで、新たにγ軸を電流ベクトルＩ₁
のベクトル方向にとり、δ軸はそれに直交させる。ここ
でｄ軸とγ軸との位相差をφとする。したがって、指令
に応じて電流ベクトルＩ₀とＩ_Tの比が変化すると、位相
差φも変化することになる。

【００１８】この図７の電圧成分のうち、等価励磁イン
ダクタンスＭ′の両端の電圧成分であるベクトルＥ₂は
（１）式で得られる。

【００１９】

【数１】

【００２０】さらに、一次抵抗Ｒ₁と等価漏れインダク
タンスＬ_σの電圧降下成分を電圧ベクトルＥ₂に加算し
たものが（２）式の端子電圧ベクトルＶ₁となる。

【００２１】

【数２】

【００２２】図７の端子電圧ベクトルＶ₁をγとδ軸成
分に分離してみると、一時抵抗Ｒ₁による電圧降下成分
はγ軸のみに発生し、δ軸成分には発生しないことにな
る。従って、このδ軸成分の電圧を用いて二次抵抗変動
補償を構成すれば、一次抵抗Ｒ₁の温度変動に影響を受
けない制御系を構成することができる。

【００２３】さらに図７の二次抵抗回路の電圧成分は
（３）式の関係が成立する。

【００２４】

【数３】

【００２５】これをすべり角周波数ω_sを求める式に変
形すると（４）式となる。

【００２６】

【数４】 ω_s＝（ｓ・ω₁）＝（Ｒ₂′／Ｍ′）・Ｉ_T／Ｉ₀ ……（４） ここで、電流指令により演算したすべり演算部１３の出
力すべりは設定したモータ定数を＊記号で表すと（５）
式となる。

【００２７】

【数５】 ω_s＊＝（ｓ・ω₁）＝（Ｒ₂′＊／Ｍ′＊）・Ｉ_T＊／Ｉ₀＊ ……（５） Ｍ′＝Ｍ′＊の場合に、二次抵抗の設定値Ｒ₂′＊と実
際の誘導機のＲ₂′とに誤差が存在すると、（４）式と
（５）式より（６）式のようになり、すべりω_sと電流
成分Ｉ₁が指令通りに制御されている場合には、電流ベ
クトルＩ_T，Ｔ₀の分流比（Ｉ_T／Ｉ₀）が設定通りに流れ
ず正確なベクトル制御条件からずれることになる。

【００２８】

【数６】 ω_s／ω_s＊＝１＝（Ｒ₂′／Ｒ₂′＊）（Ｉ_T／Ｉ₀）／（Ｉ_T＊／Ｉ₀＊） …… （６） そのため、図７の電圧電流ベクトル図は図８のような電
圧電流ベクトル図となってしまう。

【００２９】ここで、電流制御を行っているため実電流
ベクトルＩ₁は電流指令ベクトルＩ₁＊に等しくベクトル
Ｉ₁＊が成立しており、さらにＩ₀，Ｉ_Tが直交している
ため、二次抵抗が変化した場合に電流ベクトルＩ₀成分
が変化する軌跡は、ちょうど電流Ｉ₁を半径とする円周
上を移動することになる。

【００３０】そうすると、二次回路の誘起起電力ベクト
Ｅ₂成分はｊω₁Ｍ′Ｉ₀であるため、Ｅ２はちょうど電
流ベクトルＩ₀から９０度進んだ位相でかつ電流ベクト
ルＩ₀と比例した大きさになる。このことから、Ｉ₀とＥ
₂とが対応するように、ちょうどＩ₁を半径とする円に対
して９０度位相の進んだ相似形の円上を誘起起動ベクト
ルＥ₂は移動することになる。図８（ａ）はＲ₁′＜Ｒ₂'
＊のときの電圧ベクトルと（ｂ）Ｒ₂′＞Ｒ₂'＊のとき
の電圧ベクトルの例を示す。

【００３１】また、一次抵抗Ｒ₁と等価漏れインダクタ
ンスＬ_σ成分のモデル定数が実機の値と一致していれ
ば、電流ベクトル１₁が同一であるのでこれらの電圧降
下成分は常に一定となる。つまり、二次抵抗の設定誤差
は直接的には電流ベクトルＩ_T，Ｔ₀の分流比（Ｉ_T／
Ｉ₀）の誤差となるが、間接的には誘起起電力ベクトル
Ｅ₂の誤差となり、そのベクトルＥ₂の誤差成分は端子電
圧部分のモデル電圧と実電圧の差として検出することが
できる。そこで、このモデル電圧と実電圧のベクトル電
圧差△Ｖ₁を利用して、二次抵抗の変動を推定し補償す
る構成を採用している。

【００３２】しかし、実際にはＲ₁も温度により変動す
るため、この変動要素を排除しないと正確な二次抵抗の
推定はできない。そこで、γδ軸成分のうち、δ軸成分
の電圧は一次抵抗Ｒ₁の影響を受けないことを利用し
て、ベクトル電圧差△Ｖ₁から特徴量として電流制御ア
ンプ６の電流制御の出力電圧△Ｖ_1δを選択し、この電
圧△Ｖ_1δが零となるように二次抵抗補償制御部１５の
フィードバック制御を追加する方式を採用している。こ
うすると電圧△Ｖ_1δが零になったときに、すべり演算
に使用する二次抵抗Ｒ₂'＊が補正され実機の二次抵抗Ｒ
₂′と一致するようになる。

【００３３】上記図５の方式における第１の特徴は、ま
ず電流制御系自体をγδ軸で構成していることである。

【００３４】これにより電流検出を直接γδ軸に変換し
ており、一度の座標変換のみでよい。これは一旦ｄｑ軸
などに変換後、さらにγδ軸変換するような場合に比
べ、座標変換回数が少なく精度がよい。第２の特徴は、
誤差電圧成分から特徴量をδ軸電圧成分として抽出して
から、二次抵抗を推定していることである。そのため、
一次抵抗Ｒ₁の温度変化により一次抵抗Ｒ₁の電圧降下成
分が変化してもその影響を受けない。とくに、速度が低
速となって出力周波数ω₁が小さくなり、誘起起電力Ｅ₂
成分に対して一次抵抗Ｒ₁の電圧降下成分が無視できな
くなるような場合に、一次抵抗Ｒ₁の影響を受けないこ
の方式は精度の劣化を避けることができるという利点が
ある。

【００３５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記図５の方
式では定出力範囲が広い場合に、高速域で運転すると問
題が生じてくる。

【００３６】図９は図８の電圧電流ベクトル図のうち電
圧ベクトルＥ₂成分を抽出したものである。ここで、前
述の説明より二次抵抗Ｒ₂′の変動により生じる誤差電
圧ベクΔＶ₁は、電圧ベクトルＥ２が接する円の接線方
向に生じている。

【００３７】図９（ａ）では電流ベクトル比｜Ｉ_T／Ｉ₁
｜＜１の場合を、また図９（ｂ）は電流ベクトル比Ｉ_T
／Ｉ₀｜≫１のように励磁電流に対してトルク電流成分
の比が極端に大きくなった場合を示している。

【００３８】図９（ａ）と（ｂ）より次のことが分か
る。δ軸の位相φ_δは（７）式のようになり、軽負荷時
はｑ軸方向と平行な位相角に位置するが、負荷が大きく
なるにつれて−ｄｑ軸方向に回転していく。

【００３９】

【数７】 φ_δ＝π／２＋φ＝π／２＋ｔａｎ^-1（Ｉ_T／Ｉ₀） ……（７） 電圧誤差成分の発生する位相（π／２＋η）は（８）式
のようになり、軽負荷時には一ｄ軸方向に位置するが、
負荷が大きくなると次第にｑ軸方向に回転するようにな
る。これはφ_δの回転方向と逆になる。

【００４０】

【数８】 π／２＋η＝π／２＋ｔａｎ^-1（Ｉ₀／Ｉ_T） ……（８） この電流ベクトルＩ_T／Ｉ₀比と位相角φ_δ，ηを図で表
したものが図１０である。ここでは力行から回生までの
範囲において示してある。

【００４１】この特性から、次の問題点が発生すること
が分かる。電圧誤差ベクトルΔＶ₁の発生方向（π／２
＋η）と、δ軸の位相（π／２＋φ）とが同一方向とな
るのは、電流ベクトル｜Ｉ_T｜＝｜Ｉ₀｜のときだけであ
り、無負荷と重負荷時は（π／２＋η）と（π／２＋
φ）の位相差が９０度に近づくため、δ軸に投影される
誤差分が小きくなってしまい、電圧の誤差の影響を受け
やすくなる。そのため、二次抵抗の推定誤差が大きくな
る欠点が存在する。

【００４２】この発明は、従来のこのような問題点を解
決すべくなされたものであり、その目的とするところ
は、高速域でかつ重負荷時における二次抵抗の推定誤差
を少なくし正確なトルク制御を可能にする誘導機の可変
速駆動装置を提供することにある。

【００４３】

【課題を解決するための手段】上記のように二次抵抗の
推定誤差が大きくなるのは、重負荷時でもδ軸の誤差成
分を利用して二次抵抗補償を行っているためである。そ
こで、電圧ベクトルＥ₂に対して一次抵抗Ｒ₁の電圧降下
成分が小さくなる高速域では、一次抵抗Ｒ₁が温度によ
り変動してもＥ₂に比較すると電圧降下成分の変動の影
響が少ないことから、無理にδ軸に固執する必要はな
い。そこで、δ軸以外の位相に電圧誤差ベクトル△Ｖ₁
投影した成分を採用する。

【００４４】そのためには誤差電圧との位相角｜η−φ
｜が９０度にならないようにすればよく、図３のように
重負荷領域で誤差電圧成分から等価二次抵抗Ｒ２′変動
補償成分を抽出する角度（π／２＋φ）に適正な位相角
（π／２＋θ_LIMIT）でリミッタを掛けることにより新
たに（π／２＋φ′）位相を求め、電圧誤差成分ベクト
ルΔＶ₁をこの位相に投影した成分で二次抵抗変動補償
すればよい。

【００４５】しかし、無負荷時は電圧誤差成分ベクトル
△Ｖ_lの振幅自体が零となるため、どの位相を採用して
も二次抵抗の変動による誤差電圧成分は抽出できない。
また、軽負荷時は電圧誤差成分ベクトル△Ｖ₁の振幅自
体が小さいため、高速域でもＲ₁の変動の影響を受けや
すいこと、また、少しでも負荷がかかるとすぐに誤差電
圧との位相角｜η−φ｜も９０度から離れることから、
軽負荷時は従来のδ軸の位相のままとしておき、重負荷
時のみ検出位相の改良を行う。

【００４６】また、抽出位相角単にリミッタをかけたの
ではリミッタ動作前後の挙動が不連続になることがあ
り、トルクの直線性が悪くなることがある。そこで、図
４のように全域をリミッタ値以下となるように係数Ｋ_φ
倍することにより９０度位相にならないような位相φ″
を求めることもできる。

【００４７】

【数９】 （π／２＋Ｋ_φ・φ″）＝（π／２＋Ｋ_φ・φ） Ｋ_φ・φ″＝Ｋ_φ・φ ……（９） ここで、係数Ｋ_φを、

【００４８】

【数１０】Ｋ_φ＝θ_LIMIT／２π ……（１０） とすれば（π／２±θ_LIMIT）を越えないようにするこ
とができる。

【００４９】そこで、従来図５のδ軸位相を利用した二
次抵抗補償方式に対して、高速域でかつ重負荷時におい
て、二次抵抗補償に利用する誤差電圧成分の位相角を、
従来のδ軸位相に対して補正を掛ける。

【００５０】この補正を実現するために、補正した位相
とδ軸位相との差であるφ一φ′またはφ一φ″の位相
成分△φを演算する位相補正部と、γδ軸成分の電圧△
Ｖ₁を△φ位相分だけ座標変換する座標変換部を設け、
この変換後のφ′またはφ″位相と直交な誤差電圧成分
△Ｖ₁φ′を二次抵抗温度補償制御部の入力とする。

【００５１】また、図５のようにγδ座標ではなく、ｄ
ｑ座標で電流制御やモデル演算をしているものでは、電
流制御出力のｄｑ軸電圧成分△Ｖ_1d，△Ｖ_1qから直接位
相φ′またはφ″と直交な誤差電圧△Ｖ_1φに座標変換
する座標変換回路を設け、この誤差電圧△Ｖ_1φを二次
抵抗温度補償制御部の入力とする。

【００５２】

【発明の実施の形態】

実施の形態１ 図１に実施の形態１にかかる二次抵抗変動補償方式の制
御ブロック図を示す。図中、１は磁束指令Flux＊を励磁
電流指令ｉ_1dに変換する指令変換器、２はトルク指令Ｔ
_orque＊をトルク電流指令に変換する指令変換器、３は
電流指令ｉ_1d＊，ｉ_1q＊の合成ベクトルを、振幅成分
（γ成分）ｉ_1γ＊とｄ軸（磁束軸）との位相角φに変
換する極座標変換器。４は電流指令ｉ_1γ＊，位相角
φ，出力角周波数ω₁および設定したモータ定数から、
誘導機の端子電圧成分をγ、δ軸成分Ｖ_1γ＊，Ｖ_1δ＊
として演算するモデル電圧演算部、５はγ軸成分の電流
成分の電流指令と電流検出との差をフィードバック制御
し、電圧成分△Ｖ_1γを出力する電流制御アンプ、６は
δ軸成分の電流指令と電流検出との差をフィードバック
制御し、電圧成分△_1δを出力する電流制御アンプ。

【００５３】７はγ、δの各軸成分について、モデル電
圧演算部４のモデル電圧成分とアンプ５，６からの電流
制御出力電圧を加算して電圧Ｖ_1γ，Ｖ_1δを求め、この
電圧指令と等価なＰＷＭ電圧パターンを出力するＰＷＭ
制御部、８は３相（または２相）の出力電流検出セン
サ、９は電流検出センサによる３相電流成分を位相積分
器１４の出力する位相角θ_φにより、３相交流成分を
γ、δ軸の直交２相成分ｉ_1γ，ｉ_1δに変換する座標変
換部。

【００５４】１０は３相の出力電流により駆動される負
荷誘導電動機（誘導機）、１１は速度検出器、１２は速
度検出器の計測結果から速度ω_γを演算する速度演算
器、１３は電流指令ｉ_1d＊，ｉ_1q＊から誘導機のすべり
ω_sを演算するすべり演算部、１４はすべりω_sと速度検
出ω_rとを加算した出力周波数ω₁を積分してｄ軸の位相
角θを演算し、更に位相角φを加算し固定座標に対する
電流指令の位相角θ_φを演算する位相積分器。

【００５５】Ａ（１５〜１７）は二次抵抗変換補償回路
で、すべり演算部１３に二次抵抗の変動を補償するフィ
ードバック係数Ｋを出力し、すべり演算部１３が出力す
るすべり指令ω_s＊を二次抵抗温度補償されたすべり指
令とする二次抵抗変動補償部１５と。

【００５６】δ軸とｄ軸（磁束軸）との位相角（π／２
＋φ）と図３又は図４に示すようにリミッタをかけて補
正した位相角（π／２＋φ′）または（２π十φ″）と
の差であるφ一φ′またはφ一φ″の位相分△φを演算
する位相補正部１７と。

【００５７】電流制御アンプ５，６の出力電圧成分△Ｖ
_1γ，△Ｖ_1δの電圧△Ｖ₁を位相分△φだけ座標変換
し、変換後の位相φ′またはφ″位相と直交な誤差電圧
を二次抵抗温度制御部１５に出力する座標変換部１８と
で構成される。この制御ブロックは、二次抵抗変動補償
回路Ａを除き従来図５のものと変わりがない。

【００５８】二次抵抗変動補償回路Ａは、座標変換部１
８において、電流制御アンプ５，６からのγδ軸の電圧
△Ｖ_1γ，△Ｖ_1δからなる誤差電圧ベクトル△Ｖ₁を、
位相補正部１７で求めた位相差φ一φ′またはφ一φ″
の位相分△φに投影した誤差電圧△Ｖ₁φ′を二次抵抗
変動補償部１５のに入力に利用する構成となっているの
で、重負荷時でも誤差電圧成分△Ｖ₁φ′があまり小き
くなることがない。

【００５９】したがって、高速域でかつ重負荷時におい
て、二次抵抗変動補償部１５に入力する誤差電圧が小き
くなり、二次抵抗変動補償が誤って推定・収束すること
が無くなり、正確なトルク制御が可能となる。

【００６０】実施の形態２図２に実施の形態２にかかる
二次抵抗変動補償方式の制御ブロック図を示す。なお、
上記従来図５に示したものと同一構成部分は、同一符号
を付してその重複する説明を省略する。

【００６１】図２において、４′は励磁電流指令ｉ
_1d＊，位相角φ，出力角周波数ω_iおよび設定したモー
タ定数から誘導機の端子電圧成分をｄ，ｑ軸成分Ｖ
_1d＊，Ｖ_1q＊として演算するモデル電圧演算部、５＊は
電流指令ｉ_1d＊と電流検出ｉ_1dの差をフィードバック制
御し、電圧成分△Ｖ_1dを出力する電流制御アンプ、６′
は電流指令ｉ_1q＊と電流検出ｉ_1qとの差をフィードバッ
ク制御し、電圧成分△Ｖ_1qを出力する電流制御アンプ、
９′は電流センサ８による３相電流成分を位相積分器の
出力する位相角θにより、３相交流成分をｄ，ｑ軸の直
交２相成分ｉ_1d，ｉ_1qに変換する座標変換部。

【００６２】Ａは二次抵抗変動補償部で、すべり演算部
１３に二次抵抗の変動を補償するフィードバック係数Ｋ
を出力し、すべり演算部１３が出力するすべり指令ω_s
＊を二次抵抗温度補償されたすべり指令とする二次抵抗
変動補償部１５と、励磁電流指令ｉ_1d＊とトルク電流指
令ｉ_1q＊を座標変換し、ｒ軸とｄ軸（磁束軸）との位相
角（φ）を出力する極座標変換器１６と、この位相角
（φ）に図３又は図４に示すようにリミッタをかけ位相
角（π／２十φ′）または（π／２＋φ″）の位相φ′
またはφ″を出力する位相補正部１７と。

【００６３】電流制御アンプ５′と６′からのｄ，ｑ軸
電圧成分△Ｖ_1d，△Ｖ_1qから直接位相補正部１７からの
位相φ′またはφ″と直交なγδ軸の誤差電圧ベクトル
△Ｖ_1φ′または△Ｖ_1φ″に座標変換して二次抵抗変動
補償部１５に出力する座標変換部１８で構成されてい
る。

【００６４】この二次抵抗変動補償回路Ａは、座標変換
部１８′がｄ，ｑ軸電圧成分△Ｖ_1d，△Ｖ_1qを直接γδ
軸の誤差電圧ベクトル△Ｖ_1φ′にまたは△Ｖ_1φ″変換
しているが、実施例１同様に二次抵抗補償することがで
きる。

【００６５】

【発明の効果】この発明は、上述のとおり構成されてい
るので、以下に記載する効果を奏する。

【００６６】（１）高速域でかつ重負荷時において、電
圧制御誤差などにより二次抵抗変動補償が誤って推定・
収束することにより正確なトルク制御ができなくなるこ
とを防止することができる。

【００６７】（２）等価励磁インダクタンスに流れる電
流成分Ｉ₀も正確に制御できるようになり、端子電圧も
設計通りの値に収束するようになる。その結果、二次抵
抗が大きくなることによりＩ₀成分が増大し、端子電圧
も増加して可変速装置の出力電圧限界に達してしまい、
そのために電流制御機能が効かなくなるといった異常現
象も防止することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施の形態１にかかる誘導機の可変速駆動装置
の制御ブロック図。

【図２】実施の形態２にかかる誘導機の可変速駆動装置
の制御ブロック図。

【図３】誘導電圧ベクトルの直線リミッタ方式による特
徴量抽出位相角を示すグラフ。

【図４】誤差電圧ベクトルの相似波形リミッタ方式によ
る特徴量抽出位相角を示すグラフ。

【図５】従来例にかかるら誘導機の可変速駆動装置の制
御ブロック図。

【図６】誘導電動機のＴ−Ｉ形等価回路図。

【図７】Ｔ−Ｉ形等価回路の電圧電流ベクトル図。

【図８】Ｔ−Ｉ形等価回路の電圧ベクトル図。

【図９】二次抵抗設定誤差時の電圧電流ベクトル図。

【図１０】誤差電圧ベクトルとδ軸との位相角の関係を
示すグラフ。

【符号の説明】

１…磁束指令一励磁電流指令変換器 ２…トルク指令一トルク電流指令変換器 ３…ｄｑ軸電流をγ成分とｄ軸との位相角に変換する極
座標変換器 ４…モデル電圧演算部 ５，６…電流制御アンプ ７…ＰＷＭ制御部 ８…出力電流検出センサ ９…座標変換部 １０…負荷誘導電動機 １１…速度検出器 １２…速度演算器 １３…すべり演算部 １４…位相積分器 １５…二次抵抗補償制御部 １６…ｄｑ軸電流をγ成分とｄ軸との位相角に変換する
極座標変換器 １７…位相補償部 １８…ｄｑ軸誤差電圧を位相φ′と直交な誤差電圧に変
換する座標変換部。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電源周波数と同期した回転座標系上でモ
   デル電圧を演算したフィードフォワード電圧成分と、電
   流制御アンプによるフィードバック電圧成分とを加算し
   て出力する電流制御系を有するベクトル制御部と、前記
   電流制御アンプの出力電圧のある特徴量が零となるよう
   に、すべり演算部の二次抵抗成分を補正することができ
   る二次抵抗補償部機能を有する誘導機の可変速駆動装置
   において、 電流指令のベクトル位相φをリミッタした位相角φ′ま
   たは電流指令のベクトル位相φを係数倍した位相角φ″
   を演算する機能と、 前記電流制御アンプの出力電圧から前記位相角φ′また
   はφ″に直交した軸に投影した電圧成分を求める機能と
   を設け、 前記投影した電圧成分を前記二次抵抗変動補償機能の入
   力としたことを特徴とする誘導機の可変速駆動装置。
2. 【請求項２】 請求項１において、 前記リミッタの値または前記計数倍の係数を、 低速域では電流指令のベクトル位相φを殆ど補正しない
   値とし、高速域では電流指令のベクトル位相φが９０度
   とならないように、速度に応じて可変としたことを特徴
   とする誘導機の可変速駆動装置。