DE4227176C2

DE4227176C2 - Verfahren zur indirekten feldorientierten Steuerung eines Drehstrom-Asynchronmotors

Info

Publication number: DE4227176C2
Application number: DE4227176A
Authority: DE
Inventors: Kim Dong-Il
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Rockwell Samsung Automation Ltd
Priority date: 1991-08-17
Filing date: 1992-08-17
Publication date: 1997-04-30
Anticipated expiration: 2012-08-18
Also published as: KR930005332A; JP2708332B2; DE4227176A1; FR2681194B1; JPH05219775A; US5278486A; FR2681194A1; KR940004959B1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur indirekten feldorientierten Steuerung eines Drehstrom-Asynchronmotors, bei dem ein dem Schlupf proportionales Signal und ein drehzahlproportionales Signal zur Bildung des Feldwinkels addiert und integriert werden.

Ein Drehstrom-Asynchronmotor ist ein typischer bürstenloser Wechselstrommotor, bei dem entweder am Rotor oder am Stator die Versorgungsspannung liegt, während das jeweils andere Bauteil über eine induzierte Spannung betrieben wird.

Ein derartiges Verfahren zum Steuern eines Motors ist in der JP-SO 57-180387 beschrieben und in Fig. 3 der zugehörigen Zeichnung dargestellt.

Diese Vorrichtung weist auf:

Einen Frequenzumrichter VVVF für einen Asynchronmotor IM, einen Drehzahlregler SOP, der den Unterschied zwischen einem Drehzahlsollwert NR für den Asynchronmotor IM und einem Drehzahlistwert NF berechnet und ausregelt,
einen Betragsbildner IOP, der den Betrag des Stromvektors des Asynchronmotors IM aus der drehmomentbildenden Komponente I₂ des Stromvektors, die vom Drehzahlregler SOP ausgegeben wird, und aus der feldbildenden Komponente IO bildet,
einen Stromregler OP, der den Frequenzumrichter VVVF steuert,
einen Addierer ADD, der den Drehzahlistwert NF und ein zur drehmomentbildenden Komponente I₂ proportionales Signal (als schlupfproportionales Signal) vom Drehzahlregler SOP addiert, um die Ausgangsfrequenz eines Spannungsfrequenzwandlers VFC zu steuern, der seine Ausgangsfrequenz an einen Frequenzsteuerteil FCT legt,
einen Komparator CP, der ein Signal für den Klemmenstrom IF zum Drehzahlregler SOP abhängig von einem Ausgangssignal einer Polaritätsdetektorschaltung PD rückkoppelt, wenn der am Ausgang des Frequenzumrichters VVVF gemessene Klemmenstrom IF über einem bestimmten Sollwert liegt, und
eine Differentialschaltung DF, die das Ausgangssignal des Addierers ADD differenziert und den differenzierten Wert an den Drehzahlregler SOP legt.

Aus der Diss. Pollmann: "Ein Beitrag zur digitalen Pulsbreitenmodulation . . ." 1984, TU Braunschweig, Seiten 8, 9, 89 bis 95, ist eine weitere Vorrichtung zum Steuern eines Asynchronmotors nach dem Verfahren der indirekten Feldorientierung bekannt, die aufweist:
einen Drehzahlregler,
einen Feldregler,
einen Integrierer für die Schlupfwinkelgeschwindigkeit und einen anschließenden Summierer für Schlupfwinkel und Läuferdrehwinkel,
einen Koordinatentransformator, der die Stromsollwerte am Ausgang des Fluß- und Drehmomentreglers in das ständerfeste Koordinatensystem überführt,
Regler für die Stromkomponenten im ständerfesten Koordinatensystem und
einen Softwaremodulator, der die Modulation mit Hilfe einer Dreieckswelle durchführt und der als Mikrorechner ausgebildet ist und somit die Modulation sequentiell für die einzelnen Komponenten, also im Zeitmultiplex, ausführt.

Alle Regler sind bei dieser Vorrichtung als Proportional- Integral-Regler ausgeführt.

Die Schlupffrequenz wird dabei als Quotient aus der drehmomentbildenden Stromkomponente (q-Achsen-Strom) und der feldbildenden Stromkomponente, stellvertretend für die entsprechende Flußkomponente, gebildet.

Aus der EP 34 808 A2 ist es weiterhin zu entnehmen, daß bei derartigen Vorrichtungen der Stromregler dreiphasig arbeitet.

Bei einer Vorrichtung zum Steuern eines Asynchronmotors mit dem oben beschriebenen Aufbau wird der Motor mit einem bestimmten Schlupf nach Maßgabe der Frequenz der Versorgungsspannung gedreht. Bei einer Änderung der Drehzahl, beispielsweise bei einer Beschleunigung oder Verzögerung, ist es allerdings schwierig, den Schlupf des Motors konstant zu halten, was zur Folge hat, daß die Drehzahl des Motors instabil wird. In diesem Zusammenhang wurde bereits daran gedacht, ein Vektorsteuerverfahren zu verwenden, um einen variablen Schlupf und eine instabile Drehzahl des Motors bei einer Änderung der Drehzahl zu vermeiden.

Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht darin, ein Verfahren der eingangs genannten Art anzugeben, das für die indirekte feldorientierte Steuerung eine Schlupfermittlung gewährleistet, in der der temperaturabhängige Läuferwiderstand keinen Einfluß hat.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß das schlupfproportionale Signal nach der Gleichung:

W_s1 = V_qs-i_qsR_s/Φ_ds-W_r

ermittelt wird, wobei W_s1 die Schlupfwinkelgeschwindigkeit, V_qs die Statorspannung der q-Achse, R_s den Statorwiderstand, Φ_ds den Magnetfluß der d-Achse des Stators und W_r die Drehzahl bezeichnen.

Im folgenden wird anhand der zugehörigen Zeichnung ein besonders bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild einer Schaltung zur Durchführung des Ausführungsbeispiels,

Fig. 2 das Ausführungsbeispiel in einem Flußdiagramm und

Fig. 3 das schematische Blockschaltbild einer herkömmlichen Vorrichtung zum Steuern eines Drehstrom-Asynchronmotors.

In Fig. 1 sind ein Drehstrom-Asynchronmotor 1, ein Kodierer 2, der die vorliegende Drehgeschwindigkeit des Motors 1 erfaßt und Impulswellenformen erzeugt, die der vorliegenden Geschwindigkeit entsprechen, und ein Impulszähler 3 dargestellt, der die Anzahl der Impulse vom Kodierer 2 zählt.

Ein Geschwindigkeits-Proportional/Integral(PI)-Regelteil 4 integriert proportional einen Fehler e1, der dadurch erhalten wird, daß die Solldrehzahl W*_r des Rotors und die Istdrehzahl W_r des Rotors vom Impulszähler 3 verglichen werden. Ein Magnetflußgenerator erzeugt einen Magnetfluß-Sollwert nach Maßgabe der Geschwindigkeit des Motors 1 und ermöglicht es, daß der Motor 1 mit einer höheren Drehzahl als seiner Istdrehzahl betrieben wird. Ein "Koordinatenwandler" 6 wandelt Dreiphasenströme i_a, i_b und i_c auf den drei festen Achsen des Stators in Ströme i_ds und i_qs auf den Achsen d und q um.

Ein Koordinatenwandler 7 wandelt Dreiphasenspannungen V_a, V_b und V_c auf den drei festen Achsen des Stators in Spannungen V_ds und V_qs auf den Achsen d und q um. Ein Magentflußregulierteil 8 errechnet den Magnetfluß Φ_dr aus den die Strömen i_ds und i_qs auf den d-q-Achsen vom Koordinatenwandler 6 und den Spannungen V_ds und V_qs auf den d-q-Achsen vom Koordinatenwandler 7. Ein Schlupfwinkelgeschwindigkeitsregulierteil 9 errechnet die Schlupfwinkelgeschwindigkeit W_s1 des Motors 1, indem er den Strom i_qs und die Spannung V_qs auf der q-Achse vom Koordinatenwandler 6 und vom Koordinatenwandler 7 und den Rotorfluß Φ_dr von dem Magnetflußregulierteil 8 verwendet.

Ein Magnetfluß-Proportional/Integral-Regelteil 10 verarbeitet einen Fehler, der dadurch erhalten wird, daß der Magnetfluß-Sollwert Φ*_dr der d-Achse vom Magnetflußgenerator 5 und der vorliegende Magnetflußwert Φ_dr des Rotors vom Magnetflußregulierteil 8 verglichen werden. Ein Integrator 11 integriert die Synchrondrehzahl W_s, die dadurch erhalten wird, daß die Istdrehzahl W_r des Motors 1, die durch den Impulszähler 3 gezählt wird, und die Schlupfwinkelgeschwindigkeit des Motors 1 addiert werden, die durch den Schlupfwinkel geschwindigkeitsregulierteil 9 errechnet wird. Eine Festspeicher- oder ROM-Tabelle 12 speichert die Sinus- und Kosinuswerte zum Umwandeln physikalischer Größen der d-q-Achsen in physikalische Werte bezüglich der drei festen Achsen des Stators oder zum Ausführen einer dieser Umwandlungsfunktion entgegengesetzten Funktion.

Ein Sollstromgenerator 13 erzeugt die Stromwerte i*_a, i*_b und i*_c für jede Phase a, b oder c des Motors 1 unter Verwendung des q-Achsenstromes i*_qs und des d-Achsenstromes i*_ds vom Geschwindigkeits-Proportional/Integral-Regler 4 und vom Magnetfluß-Proportional/Integral-Regler 10. Der Sollstromgenerator 13 hat eine Koordinatentransformationsfunktion zur Koordinatenumwandlung der Stromwerte i*_ds und i*_qs der d-q-Achsen in Stromwerte i*_a, i*_b und i*_c für die drei festen Achsen a, b und c der nicht dargestellten Statorachse.

Ein Strom-Proportional/Integral-Regler 14 verarbeitet einen Fehler, der dadurch gebildet wird, daß die Dreiphasen-Stromwerte i*_a, i*_b und i*_c vom Bezugsstromgenerator 13 und die vorliegenden Dreiphasenstromwerte i_a, i_b und i_c von einem nicht dargestellten Hall-Sensor verglichen werden. Ein Dreieckwellengenerator 15 liefert eine Dreieckwelle, und ein Komparator 16 vergleicht den Eingangswert vom Strom-Proportional/Integral-Regler 14 und den Eingangswert vom Dreieckwellengenerator 15.

Ein Pulsbreitenmodulationssignal-Generator 17 bildet ein Grundpulsbreitenmodulationssignal auf der Grundlage des Ausgangsvergleichswertes vom Komparator 16. Ein Frequenzumrichter (Inverter) 18 empfängt die durch sechs geteilten Pulsbreitenmodulationssignale und steuert den Motor 1. Dieser Frequenzumrichter umfaßt eine Dreiphasen-Halbbrücke mit sechs Leistungstransistoren, nämlich MOSFET- oder IGBT-Transistoren und erzeugt eine Spannung zum Antreiben des Motors 1. Ein Spannungswandler 19 erfaßt die vom Frequenzumrichter 18 am Motor 1 angelegte Spannung.

Im folgenden wird das Verfahren zum Steuern eines Drehstrom- Asynchronmotors im einzelnen beschrieben.

Die Bewegungsgleichungen des Motors 1 für die d-q-Achsen, die mit einer beliebigen Synchrondrehzahl W_s drehen, können wie folgt ausgedrückt werden:

V_qs = R_si_qs + W_s Φ_ds + d/dt · Φ_qs
V_ds = R_si_ds - W_s Φ_qs + d/dt · Φ_ds
0 = R_ri_qr + (W_s-W_r) Φ_dr + d/dt · Φ_qr
0 = R_ri_dr - (W_s-W_r) Φ_qr + d/dt · Φ_dr (1)

wobei V_qs die q-Achsen-Statorspannung bezeichnet, V_ds die d- Achsen-Statorspannung bezeichnet, i_qs die drehmomentbildende Stromkomponente (den q-Achsen-Statorstrom) bezeichnet, i_ds die flußbildende Stromkomponente (den d-Achsen-Statorstrom) bezeichnet, Φ_qs den Magnetfluß der q-Achse des Stators bezeichnet, Φ_ds den Magnetfluß der d-Achse des Stators bezeichnet, Φ_dr den Magnetfluß der d-Achse des Rotors bezeichnet, Φ_qr den Magnetfluß der q-Achse des Rotors bezeichnet, W_s die Synchrondrehzahl bezeichnet, W_r die Drehzahl bezeichnet, R_s den Statorwiderstand bezeichnet und R_r den Rotorwiderstand bezeichnet. Die Synchrondrehzahl W_s wird bei der Vektorsteuerung im allgemeinen in der folgenden Weise gesteuert:

W_s=W_r+L_m R_r/L_r × i_qs/Φ_dr (2),

wobei L_m die gegenseitige Induktivität des Rotors und Stators bezeichnet und L_r die Induktivität des Rotors bezeichnet.

Der zweite Ausdruck auf der rechten Seite der Gleichung (2) gibt insbesondere die Schlupfwinkelgeschwindigkeit Ws1 wieder. Zu ihrer Berechnung ist der stark temperaturabhängige Rotorwiderstand R_r nötig. Ohne ihn kommt man aus, wenn man den Schlupf aus der ersten Gleichung der Gleichungen 1 wie folgt berechnet:

W_s1=(V_qs-i_qs R_s-d/dt Φ_qs)/Φ_ds-W_r (3),

wobei die Statorspannung V_qs der q-Achse mit dem Spannungswandler 19, die Drehzahl W_r mit dem Kodierer 2 und der Statorstrom i_qs der q-Achse über einen nicht dargestellten Hall-Sensor erfaßt wird. Der Magnetfluß Φ_ds der d-Achse des Stators wird über die Gleichung Φ_ds = L_s i_ds + L_m i_dr errechnet, wobei L_s die Induktivität des Stators bezeichnet.

Die d-Achse eines feldorientierten Achsensystems orientiert sich am Gesamtfluß, der damit (im stationären Fall) gleichzeitig der Fluß in der d-Achse ist.

In der Gleichung (3) existiert der Ausdruck d/dtΦ_qs nur dann, wenn sich momentan der Magnetfluß stark ändert. Bei einem näherungsweise stationären Zustand kann davon ausgegangen werden, daß dieser Ausdruck ungefähr gleich Null ist, so daß die Schlupfwinkelgeschwindigkeit W_s1 genau nach der folgenden Gleichung behandelt werden kann:

W_s1=(V_qs-i_qsR_s)/Φ_ds-W_r (4)

Wie es oben beschrieben wurde, wird bei der Schlupfwinkelgeschwindigkeitsregulierung des Motors der Statorwiderstand R_s, der sich relativ wenig ändert, statt des Rotorwiderstandes R_r verwandt, so daß die Schlupfwinkelgeschwindigkeit W_s1 genau bezogen auf die Änderung der Temperatur und/oder des Magnetflusses reguliert werden kann.

Im folgenden wird die in Fig. 1 dargestellte Anordnung anhand von Fig. 2 im einzelnen beschrieben.

Im ersten Schritt in Fig. 2 wird die Solldrehzahl W*_r des Rotors des Motors 1 eingegeben, während der Istwert, der vom Kodierer 2 erfaßt wird, in Form einer Impulskette gebildet wird und die Anzahl der Impulse vom Impulszähler 3 anschließend gezählt wird, um den vorliegenden Drehzahlwert W_r zu erhalten. In einem Schritt S2 vergleicht dann der Addierer G1 den Sollwert W*_r und den Istwert W_r des Motors 1. Wenn das Vergleichsergebnis zeigt, daß ein Fehler vorliegt, d. h. wenn W*_r ≠ W_r ist, dann geht die Steuerung auf einen Schritt S3 über, in dem der Geschwindigkeitsfehler e1 dem Geschwindigkeits- Proportional/Integral-Regelteil 4 eingegeben wird, um eine Proportional/Integral-Regelung auszuführen.

Wenn im Gegensatz dazu im Schritt S2 kein Geschwindigkeitsfehler gefunden wird, d. h. wenn W*_r=W_r ist, dann wird die Erfassung eines Drehzahlfehlers weiter durchgeführt.

In einem Schritt S4 errechnet anschließend der Magnetflußregulierteil 8 den Magnetfluß Φ_dr der d-Achse des Rotors unter Verwendung der Statorströme der d-q-Achsen i_ds und i_qs, die auf der Grundlage der Dreiphasenströme i_a, i_b und i_c erhalten wurden (i_c wird auf der Grundlage der Phasenströme i_a und i_b erhalten), und der Statorspannungen V_ds und V_qs der d-q-Achsen, die auf der Grundlage der Dreiphasenspannungen V_a, V_b und V_c des Motors 1 vom Spannungswandler 19 erhalten werden.

In einem Schritt S5 vergleicht anschließend der Addierer G3 den Magnetfluß Φ*_dr der d-Achse des Rotors vom Magnetflußgenerator 5 mit dem Magnetfluß Φ_dr der d-Achse des Rotors vom Magnetflußregulierteil 8.

Wenn als Folge des Vergleichsergebnisses ein Magnetflußfehler erzeugt wird, d. h. wenn Φ*_dr ≠ Φ_dr ist, dann geht die Steuerung auf einen Schritt S6 über, in dem der Magnetflußfehler e3 dem Magnetfluß-Proportional/Integral-Regelteil eingegeben wird, um die Proportional/Integral-Regelung auszuführen.

Anschließend empfängt in einem Schritt S7 der Schlupf winkelgeschwindigkeitsregulierteil 9 den Statorstrom i_qs der q-Achse vom Stromwandler 6 und die Statorspannung V_qs der q-Achse des Stators, wobei unter Verwendung der Gleichung 4 die Schlupfwinkelgeschwindigkeit W_s1 des Motors 1 erarbeitet wird. In einem nächsten Schritt S8 addiert der Addierer die Istdrehzahl W_r und die Schlupfwinkelgeschwindigkeit W_s1, wobei das Additionsergebnis durch den Integrator 11 integriert und in die ROM-Tabelle 12 eingegeben wird. Die Drehzahl und der Magnetfluß, die in den Schritten S3 und S6 erhalten werden, werden in einem Schritt S9 in Proportional/Integralreglern verarbeitet, um den Statorstrom i*_qs der q-Achse und den Statorstrom i*_ds der d-Achse zu erhalten. Das Ergebnis liegt am Sollstromgenerator 13. In einem Schritt S10 empfängt der Sollstromgenerator 13 die Sinus- und Kosinuswerte, die auf der Grundlage der Synchrondrehzahl W_s in der ROM-Tabelle 12 erzeugt werden, und erzeugt die Phasenstrom-Sollwerte i*_a, i*_b und i*_c, die mit den Dreiphasenstromistwerten i_a, i_b und i_c, die vom Hall-Sensor erfaßt werden, in einem Schritt S11 verglichen werden. Wenn als Vergleichsergebnis des Schrittes S11 ein Fehler auftritt, d. h. wenn i*_a, i*_b, i*_c ≠ i_a, i_b, i_c sind, dann geht die Steuerung auf einen Schritt S12 über, in dem der Fehler in den Strom-Proportional/Integral-Regler 14 eingegeben wird, der den Fehlerwert proportional und integral regelt. Danach geht die Steuerung auf einen Schritt S13 über, in dem der Steuerausgangswert des Strom-Proportional/Integral- Reglers 14, der am invertierenden Eingang (-) des Komparators 16 liegt, und die Dreieckwelle vom Dreieckwellengenerator 15 am nicht invertierenden Eingang (+) des Komparators 16 verglichen werden.

In einem Schritt S13 wird der Vergleichsergebniswert des Komparators 16 in den Pulsbreitenmodulationssignalgenerator 17 eingegeben, um ein Grundpulsbreitenmodulationssignal zu erhalten, und in einem Schritt S14 wird das Pulsbreitenmodulationssignal in sechs Signale geteilt. Die geteilten sechs Pulsbreitensignale werden in einem Schritt S15 an den Umrichter 18 gelegt.

Der Umrichter 18 erzeugt schließlich Dreiphasenspannungen V_a, V_b und V_c, die am Motor 1 liegen.

Die sechs Pulsbreitenmodulationssignale vom Pulsbreitenmodulationssignal- Generator 17, die im Schritt S14 erzeugt werden, können dazu benutzt werden, sechs Leistungsschalterelemente anzusteuern, die den Inverter 18 bilden, wobei die Schalterelemente mit einer Dreiphasenhalbwellenbrücke ausgebildet sind, die Leistungstransistoren, MOSFETs, IGBTs oder ähnliches einschließt.

Claims

Verfahren zur indirekten feldorientierten Steuerung eines Drehstrom-Asynchronmotors, bei dem ein dem Schlupf proportionales Signal und ein drehzahlproportionales Signal zur Bildung des Feldwinkels addiert und integriert werden, dadurch gekennzeichnet, daß das schlupfproportionale Signal nach der Gleichung: W_s1=(V_qs-i_qsR_s)/Φ_ds-W_rermittelt wird, wobei W_s1 die Schlupfwinkelgeschwindigkeit, V_qs die Statorspannung der q-Achse, R_s den Statorwiderstand, Φ_ds den Magnetfluß der d-Achse des Stators und W_r die Drehzahl bezeichnen.