JP2677494B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- G—PHYSICS
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、誘導モータの制御装
置に関し、より詳しくは、誘導モータのロータの抵抗を
追定して、上記誘導モータに供給される相電流を制御す
ることにより、高性能動特性を得ることのできる誘導モ
ータの制御装置に関する。
置に関し、より詳しくは、誘導モータのロータの抵抗を
追定して、上記誘導モータに供給される相電流を制御す
ることにより、高性能動特性を得ることのできる誘導モ
ータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】上記の如き誘導モータの制御装置として
は、日本公開特昭５７−１８０３８７号がある。上記公
報に記載された誘導モータの制御装置は、図１に示すご
とく、誘導モータＩＭの電源側に設けた可変電圧可変周
波数制御ＶＶＶＦと、誘導モータＩＭの回転速度を速度
発振器ＴＧで検出された速度信号ＮＦと速度指令信号Ｎ
Ｒの差を求める速度演算部ＳＯＰと、速度演算ＳＯＰか
ら出力される誘導電流信号１２と励起電流１０設定信号
等に基づき誘導モータＩＭの電流差を求めて、可変電圧
可変周波数制御部ＶＶＶＦ出力電圧を制御する電流演算
部ＩＯＰと、速度信号ＮＦと速度演算部ＳＯＰから出力
される有効電流を加算し、周波数制御部ＦＣＴにその出
力を供給する電圧周波数変換器ＶＦＣの出力周波数を制
御する加算器ＡＤＤと、可変電圧可変周波数制御ＶＶＶ
Ｆの出力端に設けた電流変成器ＣＴで検出され、整流器
ＲＥＣを介して一次電流ＩＦが設定値以上になったと
き、極性検出回路ＰＤの出力信号に応じて一次電流ＩＦ
信号を速度演算部ＳＯＰへ負帰還として与える比較回路
ＣＰと、加算回路ＡＤＤの出力を微分して速度演算部Ｓ
ＯＰへ負帰還として与える微分回路ＰＦと、整流器ＲＥ
Ｃを介する一次電流信号と電流演算部ＩＯＰの出力信号
を演算し、その結果値を可変電圧可変周波数制御部ＶＶ
ＶＦへ電圧制御信号を出力する電圧制御部ＶＣＴへ供給
する演算部ＯＰとから構成されている。
は、日本公開特昭５７−１８０３８７号がある。上記公
報に記載された誘導モータの制御装置は、図１に示すご
とく、誘導モータＩＭの電源側に設けた可変電圧可変周
波数制御ＶＶＶＦと、誘導モータＩＭの回転速度を速度
発振器ＴＧで検出された速度信号ＮＦと速度指令信号Ｎ
Ｒの差を求める速度演算部ＳＯＰと、速度演算ＳＯＰか
ら出力される誘導電流信号１２と励起電流１０設定信号
等に基づき誘導モータＩＭの電流差を求めて、可変電圧
可変周波数制御部ＶＶＶＦ出力電圧を制御する電流演算
部ＩＯＰと、速度信号ＮＦと速度演算部ＳＯＰから出力
される有効電流を加算し、周波数制御部ＦＣＴにその出
力を供給する電圧周波数変換器ＶＦＣの出力周波数を制
御する加算器ＡＤＤと、可変電圧可変周波数制御ＶＶＶ
Ｆの出力端に設けた電流変成器ＣＴで検出され、整流器
ＲＥＣを介して一次電流ＩＦが設定値以上になったと
き、極性検出回路ＰＤの出力信号に応じて一次電流ＩＦ
信号を速度演算部ＳＯＰへ負帰還として与える比較回路
ＣＰと、加算回路ＡＤＤの出力を微分して速度演算部Ｓ
ＯＰへ負帰還として与える微分回路ＰＦと、整流器ＲＥ
Ｃを介する一次電流信号と電流演算部ＩＯＰの出力信号
を演算し、その結果値を可変電圧可変周波数制御部ＶＶ
ＶＦへ電圧制御信号を出力する電圧制御部ＶＣＴへ供給
する演算部ＯＰとから構成されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記構成の誘導モータ
の速度制御装置は、電源周波数に応じて所定スリップを
生じながら、回転するものとなっている。特に、加速又
は減速の速度変化時には、スリップの一定保持がしがた
かったし、速度を変化させるときにスリップが不一定
し、回転速度が不安定なるゆえ、これらの対策としてベ
クトル制御方式が提案されたが、これは、同期加速度入
力時スリップ角速度演算が必須であるが、回転抵抗のよ
う周辺温度に応じて変化の大きいパラメータを利用する
と、スリップ量が不正確に演算され誘導モータの正常効
率が得られないという問題点があった。
の速度制御装置は、電源周波数に応じて所定スリップを
生じながら、回転するものとなっている。特に、加速又
は減速の速度変化時には、スリップの一定保持がしがた
かったし、速度を変化させるときにスリップが不一定
し、回転速度が不安定なるゆえ、これらの対策としてベ
クトル制御方式が提案されたが、これは、同期加速度入
力時スリップ角速度演算が必須であるが、回転抵抗のよ
う周辺温度に応じて変化の大きいパラメータを利用する
と、スリップ量が不正確に演算され誘導モータの正常効
率が得られないという問題点があった。
【０００４】したがって、この発明は上記従来の種々の
問題点の解消のためになされたものであって、温度変化
により誘導モータのロータ抵抗変化量を追定して、誘導
モータに供給される電流を制御することにより、ロータ
抵抗の変化による制御性能の低下を防止する装置の提供
にその目的がある。
問題点の解消のためになされたものであって、温度変化
により誘導モータのロータ抵抗変化量を追定して、誘導
モータに供給される電流を制御することにより、ロータ
抵抗の変化による制御性能の低下を防止する装置の提供
にその目的がある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的達成のためこの
発明は、誘導モータ（電動機）のベクトル制御装置にお
いて、誘導モータのステータに固定された３相電流を回
転するｄ−ｑ軸における電流ｉｄｓ，ｉｑｓに変換する
３φ−２φ変換部と、上記３φ−２φ変換部から出力さ
れるｄ軸電流ｉｄｓ及び追定された抵抗Ｒｒ ＊ をうけて
ロータ磁束を追定し、追定したロータ磁束φｄｒを出力
するロータ磁束追定部と、上記誘導モータの回転数に比
例したパルスを生ずるパルス発生部の出力パルスをカウ
ントするカウンタ部と、上記カウンタ部から出力される
現在速度値ｗｒとロータの正常速度命令値ｗｒ＊を合算
器で合算した出力値ｅ１を比例積分制御する第１ＰＩ制
御部と、上記ロータ磁束追定部の出力信号φｄｒとｑ軸
の電流ｉｑｓを乗じて誘導モータのトルクを求めるマル
ティプライアの出力と、上記第１ＰＩ制御部の出力信号
を合算器で合算する出力値ｅ２を比例積分制御して誘導
モータのトルクを制御する第２ＰＩ制御部と、上記ロー
タ磁束追定部の出力信号と正常磁束命令値φｄｒ＊の信
号を合算器で合算した出力値ｅ３を比例積分制御する第
３ＰＩ制御部と、上記第３ＰＩ制御部の出力信号とｄ軸
電流信号を合算器で合算した出力値ｅ４を比例積分制御
する第４ＰＩ制御部と、上記ｑ軸電流ｉｑｓをロータ磁
束追定部の出力値φｄｒで割るディバイダと、上記ディ
バイダの出力とロータ抵抗追定部の出力Ｒｒ ＊ を入力と
してスリップ抵抗を計算するスリップ抵抗計算部と、上
記スリップ抵抗計算部の出力のスリップ角速度ｗｓｌ
と、現在速度値ｗｒを極大数倍した速度値ｐｗｒを合算
する合算部出力の同期加速度ｗｓと、正常速度命令値ｗ
ｒ＊、正常磁束命令値φｄｒ＊、第２，４ＰＩ制御部の
出力信号を入力としてロータ抵抗変化を追定し、追定し
た抵抗Ｒｒ ＊ を出力するロータ抵抗追定部と、上記合算
部出力の同期角速度ｗｓを積分する積分器出力をアドレ
ス信号として、ステータ軸に固定された軸を任意の同期
角速度で回転するｄ−ｑ軸で換算し、任意の同期角速度
で回転するｄ−ｑ軸をステータ軸に固定された軸で換算
するロムテーブルと、上記第２，４ＰＩ制御部の出力を
うけてロータ磁束と速度を非関速制御し、ｄ−ｑ軸ステ
ータ電圧ｖｄｓ，ｖｑｓを出力する制御部と、上記制御
部出力をロムテーブルから出力されるｓｉｎθ，ｃｏｓ
θ値により誘導モータの相電圧命令値に変換して出力す
る２φ−３φ変換部と、上記２φ−３φ変換部から出力
される相電圧命令値により、誘導モータを駆動するイン
バータ部とから構成されることを特徴とする。
発明は、誘導モータ（電動機）のベクトル制御装置にお
いて、誘導モータのステータに固定された３相電流を回
転するｄ−ｑ軸における電流ｉｄｓ，ｉｑｓに変換する
３φ−２φ変換部と、上記３φ−２φ変換部から出力さ
れるｄ軸電流ｉｄｓ及び追定された抵抗Ｒｒ ＊ をうけて
ロータ磁束を追定し、追定したロータ磁束φｄｒを出力
するロータ磁束追定部と、上記誘導モータの回転数に比
例したパルスを生ずるパルス発生部の出力パルスをカウ
ントするカウンタ部と、上記カウンタ部から出力される
現在速度値ｗｒとロータの正常速度命令値ｗｒ＊を合算
器で合算した出力値ｅ１を比例積分制御する第１ＰＩ制
御部と、上記ロータ磁束追定部の出力信号φｄｒとｑ軸
の電流ｉｑｓを乗じて誘導モータのトルクを求めるマル
ティプライアの出力と、上記第１ＰＩ制御部の出力信号
を合算器で合算する出力値ｅ２を比例積分制御して誘導
モータのトルクを制御する第２ＰＩ制御部と、上記ロー
タ磁束追定部の出力信号と正常磁束命令値φｄｒ＊の信
号を合算器で合算した出力値ｅ３を比例積分制御する第
３ＰＩ制御部と、上記第３ＰＩ制御部の出力信号とｄ軸
電流信号を合算器で合算した出力値ｅ４を比例積分制御
する第４ＰＩ制御部と、上記ｑ軸電流ｉｑｓをロータ磁
束追定部の出力値φｄｒで割るディバイダと、上記ディ
バイダの出力とロータ抵抗追定部の出力Ｒｒ ＊ を入力と
してスリップ抵抗を計算するスリップ抵抗計算部と、上
記スリップ抵抗計算部の出力のスリップ角速度ｗｓｌ
と、現在速度値ｗｒを極大数倍した速度値ｐｗｒを合算
する合算部出力の同期加速度ｗｓと、正常速度命令値ｗ
ｒ＊、正常磁束命令値φｄｒ＊、第２，４ＰＩ制御部の
出力信号を入力としてロータ抵抗変化を追定し、追定し
た抵抗Ｒｒ ＊ を出力するロータ抵抗追定部と、上記合算
部出力の同期角速度ｗｓを積分する積分器出力をアドレ
ス信号として、ステータ軸に固定された軸を任意の同期
角速度で回転するｄ−ｑ軸で換算し、任意の同期角速度
で回転するｄ−ｑ軸をステータ軸に固定された軸で換算
するロムテーブルと、上記第２，４ＰＩ制御部の出力を
うけてロータ磁束と速度を非関速制御し、ｄ−ｑ軸ステ
ータ電圧ｖｄｓ，ｖｑｓを出力する制御部と、上記制御
部出力をロムテーブルから出力されるｓｉｎθ，ｃｏｓ
θ値により誘導モータの相電圧命令値に変換して出力す
る２φ−３φ変換部と、上記２φ−３φ変換部から出力
される相電圧命令値により、誘導モータを駆動するイン
バータ部とから構成されることを特徴とする。
【０００６】
【実施例】以下、この発明の例示された図面に沿って詳
述する。図２によれば、３φ−２φ変換部４はＡ／Ｄ変
換部Ａ／Ｄを介しディジタル化された誘導モータ１のス
テータに固定された３相電流を回転するｄ−ｑ軸におけ
る電流ｉｄｓ，ｉｑｓに変換するよう構成され、ロータ
磁束追定部６は、ロータ抵抗追定部１５から出力される
追定抵抗Ｒｒ＊により自動制御され、上記３φ−２φ変
換部４から出力されるｄ軸電流ｉｄｓをうけてロータ磁
束を追定するよう構成される。カウンタ部３は誘導モー
タ１の回転数に比例したパルスを生ずるパルス発生部２
の出力パルスをカウントし、誘導モータ１の回転速度値
ｗを検出するよう構成され、第１ＰＩ制御部５は、上記
カウンタ部３から出力される現在速度値ｗｒとロータの
正常速度命令値ｗｒ＊を合算器Ｇ１で合算した出力値ｅ
１を比例積分制御されるよう構成され、第２ＰＩ制御部
８は、ロータ磁束追定部６の出力信号とｑ軸の電流ｉｑ
ｓを乗じて誘導モータのトルクを求めるマルティプライ
ア１０の出力と、上記第１ＰＩ制御部５の出力信号を合
算器Ｇ３で合算する出力値ｅ２を比例積分制御して誘導
モータのトルクも制御する信号を出力するよう構成さ
れ、第３ＰＩ制御部７は、ロータ磁束追定部６の出力信
号と正常磁束命令値φｄｒ＊の信号を合算器Ｇ２で合算
した出力値ｅ３を比例積分制御してｄ軸電流の命令値を
算出するよう構成され、第４ＰＩ制御部９は第３ＰＩ制
御部７の出力信号とロータ磁束追定部６から出力された
ｄ軸電流信号を合算器Ｇ４で合算した出力値ｅ４を比例
積分制御し算出して、ｄ軸電流の命令値を制御するよう
構成される。
述する。図２によれば、３φ−２φ変換部４はＡ／Ｄ変
換部Ａ／Ｄを介しディジタル化された誘導モータ１のス
テータに固定された３相電流を回転するｄ−ｑ軸におけ
る電流ｉｄｓ，ｉｑｓに変換するよう構成され、ロータ
磁束追定部６は、ロータ抵抗追定部１５から出力される
追定抵抗Ｒｒ＊により自動制御され、上記３φ−２φ変
換部４から出力されるｄ軸電流ｉｄｓをうけてロータ磁
束を追定するよう構成される。カウンタ部３は誘導モー
タ１の回転数に比例したパルスを生ずるパルス発生部２
の出力パルスをカウントし、誘導モータ１の回転速度値
ｗを検出するよう構成され、第１ＰＩ制御部５は、上記
カウンタ部３から出力される現在速度値ｗｒとロータの
正常速度命令値ｗｒ＊を合算器Ｇ１で合算した出力値ｅ
１を比例積分制御されるよう構成され、第２ＰＩ制御部
８は、ロータ磁束追定部６の出力信号とｑ軸の電流ｉｑ
ｓを乗じて誘導モータのトルクを求めるマルティプライ
ア１０の出力と、上記第１ＰＩ制御部５の出力信号を合
算器Ｇ３で合算する出力値ｅ２を比例積分制御して誘導
モータのトルクも制御する信号を出力するよう構成さ
れ、第３ＰＩ制御部７は、ロータ磁束追定部６の出力信
号と正常磁束命令値φｄｒ＊の信号を合算器Ｇ２で合算
した出力値ｅ３を比例積分制御してｄ軸電流の命令値を
算出するよう構成され、第４ＰＩ制御部９は第３ＰＩ制
御部７の出力信号とロータ磁束追定部６から出力された
ｄ軸電流信号を合算器Ｇ４で合算した出力値ｅ４を比例
積分制御し算出して、ｄ軸電流の命令値を制御するよう
構成される。
【０００７】スリップ抵抗計算部１３は、３φ−２φ変
換部４から出力される上記ｑ軸電流ｉｑｓをロータ磁束
追定部６の出力値で割るディバイダ１２の出力と、上記
ディバイダの出力とロータ抵抗追定部１５の出力を入力
としてスリップ抵抗を計算するよう構成される。
換部４から出力される上記ｑ軸電流ｉｑｓをロータ磁束
追定部６の出力値で割るディバイダ１２の出力と、上記
ディバイダの出力とロータ抵抗追定部１５の出力を入力
としてスリップ抵抗を計算するよう構成される。
【０００８】一方、ロータ抵抗追定部１５は、上記スリ
ップ抵抗計算部１３の出力のスリップ角速度ｗｓｌと、
後述のカウンタ部から出力される現在速度値ｗｒを合算
する合算部１４出力信号同期加速度ｗｓと、正常速度命
令値ｗｒ＊、正常磁束命令値φｄｒ＊、スリップ抵抗計
算部１３の出力信号及び第２，４ＰＩ制御部８，９の出
力信号1，2を入力としてロータ抵抗変化を追定する
ように構成される。
ップ抵抗計算部１３の出力のスリップ角速度ｗｓｌと、
後述のカウンタ部から出力される現在速度値ｗｒを合算
する合算部１４出力信号同期加速度ｗｓと、正常速度命
令値ｗｒ＊、正常磁束命令値φｄｒ＊、スリップ抵抗計
算部１３の出力信号及び第２，４ＰＩ制御部８，９の出
力信号1，2を入力としてロータ抵抗変化を追定する
ように構成される。
【０００９】ロムテーブル１８は、上記合算部１４出力
信号同期角速度ｗｓを積分する積分器１７出力をアドレ
ス信号として、ステータ軸に固定された軸を任意の同期
角速度で回転するｄ−ｑ軸で換算し、任意の同期角速度
で回転するｄ−ｑ軸をステータ軸に固定された軸で換算
して、ｓｉｎθ，ｃｏｓθ値を出力するよう構成され、
制御部１６は、上記第２，４Ｐ１制御部８，９の出力信
号1，2をうけてロータ磁束と速度も非関速制御し、
ステータ電圧ｖｄｓ，ｖｑｓを出力するよう構成され
る。２φ−３φ変換部１９は、上記制御部１６出力信号
ｖｂｓ，ｖｑｓをロムテーブル１８から出力されるｓｉ
ｎθ，ｃｏｓθ値により誘導モータの相電圧命令値ｖａ
ｓ，ｖｂｓに変換して出力するよう構成されるが、相電
圧命令値ｖａｓ，ｖｂｓはディジタル信号をアナログ信
号に変換するＤ／Ａ変換部Ａ／Ａ１，ＤＡ２を通過し、
比較部２１の比較器２１ａ，２１ｂの反転ターミナル＋
に入力されるべく接続されている。
信号同期角速度ｗｓを積分する積分器１７出力をアドレ
ス信号として、ステータ軸に固定された軸を任意の同期
角速度で回転するｄ−ｑ軸で換算し、任意の同期角速度
で回転するｄ−ｑ軸をステータ軸に固定された軸で換算
して、ｓｉｎθ，ｃｏｓθ値を出力するよう構成され、
制御部１６は、上記第２，４Ｐ１制御部８，９の出力信
号1，2をうけてロータ磁束と速度も非関速制御し、
ステータ電圧ｖｄｓ，ｖｑｓを出力するよう構成され
る。２φ−３φ変換部１９は、上記制御部１６出力信号
ｖｂｓ，ｖｑｓをロムテーブル１８から出力されるｓｉ
ｎθ，ｃｏｓθ値により誘導モータの相電圧命令値ｖａ
ｓ，ｖｂｓに変換して出力するよう構成されるが、相電
圧命令値ｖａｓ，ｖｂｓはディジタル信号をアナログ信
号に変換するＤ／Ａ変換部Ａ／Ａ１，ＤＡ２を通過し、
比較部２１の比較器２１ａ，２１ｂの反転ターミナル＋
に入力されるべく接続されている。
【００１０】一方、比較器２１ｃの反転ターミナル＋に
は、Ｄ／Ａ変換部Ｄ／Ａ１，Ｄ／Ａ２から出力のアナロ
グ値が合算器Ｃ５を介して、合算された後、インバータ
ＩＮ１を介して反転された相電圧命令値が恒久されるよ
う接続され、上記比較器２１ａ，２１ｂ，２１ｃの非反
転ターミナルには、３角波発生部２０から出力される３
角波が恒久されるよう接続されている。
は、Ｄ／Ａ変換部Ｄ／Ａ１，Ｄ／Ａ２から出力のアナロ
グ値が合算器Ｃ５を介して、合算された後、インバータ
ＩＮ１を介して反転された相電圧命令値が恒久されるよ
う接続され、上記比較器２１ａ，２１ｂ，２１ｃの非反
転ターミナルには、３角波発生部２０から出力される３
角波が恒久されるよう接続されている。
【００１１】また、パルス幅変調信号発生部２２は、上
記比較器２１ａ，２１ｂ，２１ｃから出力される信号を
受けて所定のパルス幅に変調し、６種の出力信号をイン
バータ部２３に供給し、誘導モータ１に入力される電流
値を制御するよう構成される。
記比較器２１ａ，２１ｂ，２１ｃから出力される信号を
受けて所定のパルス幅に変調し、６種の出力信号をイン
バータ部２３に供給し、誘導モータ１に入力される電流
値を制御するよう構成される。
【００１２】一方、カウンタ部３は、誘導モータ１の回
転数に比例するパルスを生ずるパルス発生部２の出力波
形を所定時間カウントして算出された現在の速度値ｗｒ
を合算器Ｇ１に供給されるよう接続されており、インバ
ータ２３の出力信号中、１φ−２φに該当される誘導モ
ータの制御信号はＡ／ＤコンバータＡ／Ｄ１，Ａ／Ｄ２
でアナログ値をディジタル値に変換し、３φ−２φ変換
部４に入力する。また、Ａ／ＤコンバータＡ／Ｄ１，Ａ
／Ｄ２の出力信号は、合算器Ｇ６で合算してインバータ
ＩＮ２で反転し、３φ−２φ変換部４に出力されるよう
接続されている。
転数に比例するパルスを生ずるパルス発生部２の出力波
形を所定時間カウントして算出された現在の速度値ｗｒ
を合算器Ｇ１に供給されるよう接続されており、インバ
ータ２３の出力信号中、１φ−２φに該当される誘導モ
ータの制御信号はＡ／ＤコンバータＡ／Ｄ１，Ａ／Ｄ２
でアナログ値をディジタル値に変換し、３φ−２φ変換
部４に入力する。また、Ａ／ＤコンバータＡ／Ｄ１，Ａ
／Ｄ２の出力信号は、合算器Ｇ６で合算してインバータ
ＩＮ２で反転し、３φ−２φ変換部４に出力されるよう
接続されている。
【００１３】次に、上記構成をもつ誘導モータ制御装置
の作動について述べる。図２において、任意の同期速度
ＷＳで回転するｄ−ｑ軸での誘導モータ１の動方程式は
一般に下記のごとく表示される。 ids （ステータｄ軸電流）＝-al ids+Ws iqs+a2φdr+p a3wr φgr+C Vds ids （ステータｑ軸電流）＝-Ws ids-al iqs-p a3wrφdr+a2 φqr+C Vqs φdr（ロータｄ軸電流）＝-a4 φdr+a5 ids+(WS-pwr)φqr φqr（ロータｑ軸電流）＝-a4 φdr+a5 iqs-(WS-pwr)φdr WR（ロータ速度）＝-〔bwr+Kt( φdriqs-φqrids)-Tl 〕／J ・・・・・〔１〕
の作動について述べる。図２において、任意の同期速度
ＷＳで回転するｄ−ｑ軸での誘導モータ１の動方程式は
一般に下記のごとく表示される。 ids （ステータｄ軸電流）＝-al ids+Ws iqs+a2φdr+p a3wr φgr+C Vds ids （ステータｑ軸電流）＝-Ws ids-al iqs-p a3wrφdr+a2 φqr+C Vqs φdr（ロータｄ軸電流）＝-a4 φdr+a5 ids+(WS-pwr)φqr φqr（ロータｑ軸電流）＝-a4 φdr+a5 iqs-(WS-pwr)φdr WR（ロータ速度）＝-〔bwr+Kt( φdriqs-φqrids)-Tl 〕／J ・・・・・〔１〕
【００１４】ここで及びこれ以降で、Ｐは極大数、Ｊは
慣性モーメント、ｂはダンピング系数、Ｒｓ，Ｒｒはス
テータ、ロータ抵抗、Ｌｓ，Ｌｒ，Ｍはステータ、ロー
タ、相互インダクタンス、Ｔ１は負荷トルクであり、ま
た、ａ１はｃ（Ｒｓ＋Ｍ２Ｒｒ／Ｌｒ２）、ａ２はＣＭ
Ｒｒ／Ｌｒ２，ａ３はＣＭ／Ｌｒ、ａ４はＲｒ／Ｌ
ｒ、ａ５はＭ Ｒｒ／Ｌｒ Ｋｔは３／２・Ｐ／２・Ｍ
／Ｌｒである。
慣性モーメント、ｂはダンピング系数、Ｒｓ，Ｒｒはス
テータ、ロータ抵抗、Ｌｓ，Ｌｒ，Ｍはステータ、ロー
タ、相互インダクタンス、Ｔ１は負荷トルクであり、ま
た、ａ１はｃ（Ｒｓ＋Ｍ２Ｒｒ／Ｌｒ２）、ａ２はＣＭ
Ｒｒ／Ｌｒ２，ａ３はＣＭ／Ｌｒ、ａ４はＲｒ／Ｌ
ｒ、ａ５はＭ Ｒｒ／Ｌｒ Ｋｔは３／２・Ｐ／２・Ｍ
／Ｌｒである。
【００１５】ベクトル制御の場合、任意の同期速度ＷＳ
はつぎの如く与えられる。 ＷＳ＝ｐｗｒ＋ａ５ｉｑｓ／φｄｒ ・・・・・〔２〕
はつぎの如く与えられる。 ＷＳ＝ｐｗｒ＋ａ５ｉｑｓ／φｄｒ ・・・・・〔２〕
【００１６】また、ロータ磁束は、つぎの式から追定さ
れる。 φｄｒ＝−ａ４φｄｒ＋ａ５ｉｄｓ ・・・・・〔３〕
れる。 φｄｒ＝−ａ４φｄｒ＋ａ５ｉｄｓ ・・・・・〔３〕
【００１７】上記式（２）と式（３）により、ベクトル
制御の場合、式（１）でのロータｑ軸電流φｑｒは０と
なることをわかり得る。
制御の場合、式（１）でのロータｑ軸電流φｑｒは０と
なることをわかり得る。
【００１８】しかし、ロータ抵抗Ｒｒが変換する場合、
式（３）により追定されたロータ磁束は誘導モータの実
際ロータ磁束と差を表すため、ロータｑ軸電流φｑｒが
０とならない。
式（３）により追定されたロータ磁束は誘導モータの実
際ロータ磁束と差を表すため、ロータｑ軸電流φｑｒが
０とならない。
【００１９】このような現象は、ロータ抵抗を正確に追
定してこそ避けられるのであるが、ロータ抵抗を追定す
るために、下記の２つの式を定義できる。 Ｐ＝−ａ５ＷＳS （φｄｒS ｉｄｓS ＋φｑｒS ｉｑｓS ）／Ｒｒ ｐ* ＝−ａ５ＷＳS φｄｒ* ｉｄｓS ／Ｒｒ ・・・・〔４〕
定してこそ避けられるのであるが、ロータ抵抗を追定す
るために、下記の２つの式を定義できる。 Ｐ＝−ａ５ＷＳS （φｄｒS ｉｄｓS ＋φｑｒS ｉｑｓS ）／Ｒｒ ｐ* ＝−ａ５ＷＳS φｄｒ* ｉｄｓS ／Ｒｒ ・・・・〔４〕
【００２０】ここで、添字Ｓは正常状態をあらわし、φ
ｄｒ* はロータ磁束命令値である。また、変化以前のロ
ータ抵抗をＲｒとすれば、つぎの２次方程式が得られ
る。
ｄｒ* はロータ磁束命令値である。また、変化以前のロ
ータ抵抗をＲｒとすれば、つぎの２次方程式が得られ
る。
【数３】 ここで、以下のように定義される。
【数４】 また、
【数５】 このとき、△Ｐ＝Ｐ−Ｐ*であり、ＷＳＩS＝ａ5 ｉｑ
ｓS／φｄｒSである。
ｓS／φｄｒSである。
【数６】
【００２１】式（７）の計算のためには、ΔＰを測定す
べきであるが、この場合ｖｄｓ，ｖｑｓをつぎの如く除
去すると、 ΔＰは次のごとく付与される。
べきであるが、この場合ｖｄｓ，ｖｑｓをつぎの如く除
去すると、 ΔＰは次のごとく付与される。
【００２２】式（９）でΔＰで全部付与される値で計算
できるため、式（７）のロータで移行変化量を演算でき
るようになる。
できるため、式（７）のロータで移行変化量を演算でき
るようになる。
【００２３】上式により、この発明の作動をのべると、
合算器Ｇ１，Ｇ２に、または外部からロータの正常速度
命令値ｗｒ＊と、正常磁束命令値φｄｒ＊が入力され、
誘導モータ１の回転数によるパルスを生ずるパルス発生
部２出力をカウンタ部３でカウンタして現在の速度値ｗ
ｒがフィードバックされ入力されると、これらの値を合
算し、第１ＰＩ制御部５は合算器５から出力される出力
値ｅ１を比例積分制御し、第２ＰＩ制御部８はロータ磁
束追定部６から出力される磁束φｄｒとＰ軸電流ｉｑｓ
をマルチプライア１０で乗じて、誘導モータのトルクを
計算した出力と、第１ＰＩ制御部５の出力信号を合算器
Ｇ３で合算した出力信号を比例積分制御 して誘導モータのトルク制御値1を制御部１６に供給
する。上記で、ロータ磁束追定部６は、３φ−２変換部
４から誘導モータ１の３相電流を回転するｄ−ｑ軸での
電流ｉｄｓ，ｉｑｓに変換され出力するｄ軸の電流ｉｄ
ｓをうけてロータ磁束を追定する。このロータ磁束は、
上記式（３）により求められうる。
合算器Ｇ１，Ｇ２に、または外部からロータの正常速度
命令値ｗｒ＊と、正常磁束命令値φｄｒ＊が入力され、
誘導モータ１の回転数によるパルスを生ずるパルス発生
部２出力をカウンタ部３でカウンタして現在の速度値ｗ
ｒがフィードバックされ入力されると、これらの値を合
算し、第１ＰＩ制御部５は合算器５から出力される出力
値ｅ１を比例積分制御し、第２ＰＩ制御部８はロータ磁
束追定部６から出力される磁束φｄｒとＰ軸電流ｉｑｓ
をマルチプライア１０で乗じて、誘導モータのトルクを
計算した出力と、第１ＰＩ制御部５の出力信号を合算器
Ｇ３で合算した出力信号を比例積分制御 して誘導モータのトルク制御値1を制御部１６に供給
する。上記で、ロータ磁束追定部６は、３φ−２変換部
４から誘導モータ１の３相電流を回転するｄ−ｑ軸での
電流ｉｄｓ，ｉｑｓに変換され出力するｄ軸の電流ｉｄ
ｓをうけてロータ磁束を追定する。このロータ磁束は、
上記式（３）により求められうる。
【００２４】つまり、φｄｒ＝−ａ４φｄｒ＋ａ５ｉｄ
ｓラプラス（Ｌａｐｌａｃｅ）変換すると（Ｓ＋ａ4）
ｄｒ（ｓ）＝ａ５Ｉｄｓ（ｓ）となる、ここで磁束
ｓラプラス（Ｌａｐｌａｃｅ）変換すると（Ｓ＋ａ4）
ｄｒ（ｓ）＝ａ５Ｉｄｓ（ｓ）となる、ここで磁束
【００２５】上記のごとく、ロータ磁束追定部６で追定
された磁束値φｄｒは、正常磁束命令値φｄｒ＊と、合
算器Ｇ２で合算された出力値ｅ３が第３ＰＩ制御部７に
入力され比例積分制御されるため、ｄ軸電流の命令値が
算出される。一方、第４ＰＩ制御部９は、ｄ軸電流ｉｄ
ｓと上記第３ＰＩ制御部７から出力されるｄ軸電流を合
算器Ｇ４で合算した出力値ｅ４をうけて比例積制御し
て、その出力値2を制御部１６に供給する。
された磁束値φｄｒは、正常磁束命令値φｄｒ＊と、合
算器Ｇ２で合算された出力値ｅ３が第３ＰＩ制御部７に
入力され比例積分制御されるため、ｄ軸電流の命令値が
算出される。一方、第４ＰＩ制御部９は、ｄ軸電流ｉｄ
ｓと上記第３ＰＩ制御部７から出力されるｄ軸電流を合
算器Ｇ４で合算した出力値ｅ４をうけて比例積制御し
て、その出力値2を制御部１６に供給する。
【００２６】上記制御部１６は、第２ＰＩ制御部８から
出力される誘導モータのトルク制御値と、第４ＰＩ制御
部９から出力されるｄ軸電流制御値を入力として、内部
プログラムによりｄ−ｑ軸ステータ電圧ｖｄｓ，ｖｑｓ
を出力し、このステータ電圧ｖｄｓ，ｖｑｓは、後述す
るロムテーブル１８から出力されるｓｉｎθ，ｃｏｓθ
値に従い制御され、２φ−３φ変換部１９に供給される
ため、誘導モータの相電圧命令値ｖａｓ，ｖｄｓが出力
され、この相電圧はＤ／Ａ変換部Ｄ／Ａ１，Ｄ／Ａ２で
ディジタル値をアナログ値に変換し、比較器２１の比較
器２１ａ，２１ｂの反転ターミナルに出力し、比較器２
１ａ，２１ｂでは３角波発生部２０から出力される３角
波を非反転ターミナルから入力をうけて、これらの差値
をパルス幅変調信号発生部２２に入力する。
出力される誘導モータのトルク制御値と、第４ＰＩ制御
部９から出力されるｄ軸電流制御値を入力として、内部
プログラムによりｄ−ｑ軸ステータ電圧ｖｄｓ，ｖｑｓ
を出力し、このステータ電圧ｖｄｓ，ｖｑｓは、後述す
るロムテーブル１８から出力されるｓｉｎθ，ｃｏｓθ
値に従い制御され、２φ−３φ変換部１９に供給される
ため、誘導モータの相電圧命令値ｖａｓ，ｖｄｓが出力
され、この相電圧はＤ／Ａ変換部Ｄ／Ａ１，Ｄ／Ａ２で
ディジタル値をアナログ値に変換し、比較器２１の比較
器２１ａ，２１ｂの反転ターミナルに出力し、比較器２
１ａ，２１ｂでは３角波発生部２０から出力される３角
波を非反転ターミナルから入力をうけて、これらの差値
をパルス幅変調信号発生部２２に入力する。
【００２７】一方、Ｄ／Ａ変換部Ｄ／Ａ１，ＤＡ／２の
出力信号は、合算器Ｇ５で合算され、インバータＩＮ１
で反転され、比較器２１ｃの反転ターミナルに入力され
る。このとき、非反転ターミナルには３角波発生部２０
から３角波信号が入力されているため、比較器２１ｃで
これら信号の差値をパルス幅変調信号発生部２２に出力
される。
出力信号は、合算器Ｇ５で合算され、インバータＩＮ１
で反転され、比較器２１ｃの反転ターミナルに入力され
る。このとき、非反転ターミナルには３角波発生部２０
から３角波信号が入力されているため、比較器２１ｃで
これら信号の差値をパルス幅変調信号発生部２２に出力
される。
【００２８】さらに、パルス幅変調信号発生部２２で
は、比較器２１ａ，２１ｂ，２１ｃの出力信号の入力を
うけて、パルス幅を変調し誘導モータ１を駆動させるイ
ンバータ２３へ出力し誘導モータ１の回転速度を制御す
る。
は、比較器２１ａ，２１ｂ，２１ｃの出力信号の入力を
うけて、パルス幅を変調し誘導モータ１を駆動させるイ
ンバータ２３へ出力し誘導モータ１の回転速度を制御す
る。
【００２９】一方、スリップ抵抗計算部１３はｑ軸電流
値とロータ磁束追定部６から出力される磁束φｄｒ値に
より出力を決めるディバイタ１２の出力とロータ抵抗追
定部１５で追定された抵抗Ｒｒ* によりスリップ抵抗、
つまり、スリップ角速度ｗｓ
値とロータ磁束追定部６から出力される磁束φｄｒ値に
より出力を決めるディバイタ１２の出力とロータ抵抗追
定部１５で追定された抵抗Ｒｒ* によりスリップ抵抗、
つまり、スリップ角速度ｗｓ
【００３０】上記求められたスリップ角速度ｗｓｌと、
カウンタ部３から出力される現在の速度値ｗｒが合算器
１４で合算されて出力される同期角速度ｗｓは、積分部
１７で積分され、ロムテーブル１８のアドレス信号に供
給されるため、このとき、ロムテーブル１８から出力さ
れるｓｉｎθとｃｏｓθにより前述の３φ−２φ変換部
４のｄ−ｑ軸電流を補償し、さらに２φ−３φ変換部１
９が誘導モータの相電圧命令値Ｖａｓ，Ｖｂｓを計算す
る。
カウンタ部３から出力される現在の速度値ｗｒが合算器
１４で合算されて出力される同期角速度ｗｓは、積分部
１７で積分され、ロムテーブル１８のアドレス信号に供
給されるため、このとき、ロムテーブル１８から出力さ
れるｓｉｎθとｃｏｓθにより前述の３φ−２φ変換部
４のｄ−ｑ軸電流を補償し、さらに２φ−３φ変換部１
９が誘導モータの相電圧命令値Ｖａｓ，Ｖｂｓを計算す
る。
【００３１】また、ロータ抵抗追定部１５は、スリップ
抵抗計算部１３の出力のスリップ加速度ｗｓ１と、同期
角速度ｗｓ、正常速度命令値ｗｒ＊、正常磁束命令値φ
ｄｒ及び第２，第４ＰＩ制御部８，９から出力されるト
ルク制御値1およびｄ軸電流制御2の入力をうけて、
ロータ抵抗変化を追定する。
抵抗計算部１３の出力のスリップ加速度ｗｓ１と、同期
角速度ｗｓ、正常速度命令値ｗｒ＊、正常磁束命令値φ
ｄｒ及び第２，第４ＰＩ制御部８，９から出力されるト
ルク制御値1およびｄ軸電流制御2の入力をうけて、
ロータ抵抗変化を追定する。
【００３２】下記ロータ抵
抗Ｒｒ* は、下記式により得られる。
抗Ｒｒ* は、下記式により得られる。
【数７】
【００３３】上記ロータ抵抗追定部１５で追定されるロ
ータ抵抗Ｒｒ* は、ロータ磁束追定部６とスリップ抵抗
計算部１３に供給され、作動を自動制御することによ
り、ロータ磁束とスリップ抵抗を正確に追定できる。
ータ抵抗Ｒｒ* は、ロータ磁束追定部６とスリップ抵抗
計算部１３に供給され、作動を自動制御することによ
り、ロータ磁束とスリップ抵抗を正確に追定できる。
【００３４】
【発明の効果】上述のとおり、作動されるこの発明によ
れば、温度、周囲環境の影響により変化するロータ抵抗
を補償するように新たなロータ抵抗を追定し、さらにそ
の追定されたロータ抵抗値を用いてロータ磁束値を追定
するようにしたので、誘導モータのベクトル制御が従来
に比べ非常に良好な制御性を有しておこなわれる効果が
ある。
れば、温度、周囲環境の影響により変化するロータ抵抗
を補償するように新たなロータ抵抗を追定し、さらにそ
の追定されたロータ抵抗値を用いてロータ磁束値を追定
するようにしたので、誘導モータのベクトル制御が従来
に比べ非常に良好な制御性を有しておこなわれる効果が
ある。
【図１】従来誘導制御装置のブロック図である。
【図２】この発明による誘導モータ制御装置のブロック
図である。
図である。
１ 誘導電動機 ２ パルス発生部 ３ カウンタ部 ４ ３φ−２φ変換部 ５，７，８，９ 第１，２，３，４ＰＩ制御部 ６ ロータ磁束追定部 １５ ロータ抵抗追定部 １７ 積分部 １８ ロムテーブル １９ ２φ−３φ変換部 ２０ ３角波発生部 ２１ 比較部 ２２ パルス幅変調信号発生部 ２３ インバータ部
Claims (1)
- 【請求項１】 誘導モータ（電動機）のベクトル制御装
置において、誘導モータのステータに固定された３相電
流を回転するｄ−ｑ軸における電流ｉｄｓ，ｉｑｓに変
換する３φ−２φ変換部と、上記３φ−２φ変換部から
出力されるｄ軸電流ｉｄｓ及び追定された抵抗Ｒｒ ＊ を
うけてロータ磁束を追定し、追定したロータ磁束φｄｒ
を出力するロータ磁束追定部と、上記誘導モータの回転
数に比例したパルスを生ずるパルス発生部の出力パルス
をカウントするカウンタ部と、上記カウンタ部から出力
される現在速度値ｗｒとロータの正常速度命令値ｗｒ＊
を合算器で合算した出力値ｅ１を比例積分制御する第１
ＰＩ制御部と、上記ロータ磁束追定部の出力信号φｄｒ
とｑ軸の電流ｉｑｓを乗じて誘導モータのトルクを求め
るマルティプライアの出力と、上記第１ＰＩ制御部の出
力信号を合算器で合算する出力値ｅ２を比例積分制御し
て誘導モータのトルクを制御する第２ＰＩ制御部と、上
記ロータ磁束追定部の出力信号φｄｒと正常磁束命令値
φｄｒ＊の信号を合算器で合算した出力値ｅ３を比例積
分制御する第３ＰＩ制御部と、上記第３ＰＩ制御部の出
力信号とｄ軸電流信号を合算器で合算した出力値ｅ４を
比例積分制御する第４ＰＩ制御部と、上記ｑ軸電流ｉｑ
ｓをロータ磁束追定部の出力値φｄｒで割るディバイダ
と、上記ディバイダの出力とロータ抵抗追定部の出力Ｒ
ｒ＊を入力としてスリップ抵抗を計算するスリップ抵抗
計算部と、上記スリップ抵抗計算部の出力のスリップ角
速度ｗｓｌと、現在速度値ｗｒを極大数倍した速度値ｐ
ｗｒを合算する合算部出力の同期加速度ｗｓと、正常速
度命令値ｗｒ＊、正常磁束命令値φｄｒ＊、第２，４Ｐ
Ｉ制御部の出力信号を入力としてロータ抵抗変化を追定
し、追定した抵抗Ｒｒ ＊ を出力するロータ抵抗追定部
と、上記合算部出力の同期角速度ｗｓを積分する積分器
出力をアドレス信号として、ステータ軸に固定された軸
を任意の同期角速度で回転するｄ−ｑ軸で換算し、任意
の同期角速度で回転するｄ−ｑ軸をステータ軸に固定さ
れた軸で換算するロムテーブルと、上記第２，４ＰＩ制
御部の出力をうけてロータ磁束と速度を非関速制御し、
ｄ−ｑ軸ステータ電圧ｖｄｓ，ｖｑｓを出力する制御部
と、上記制御部出力をロムテーブルから出力されるｓｉ
ｎθ，ｃｏｓθ値により誘導モータの相電圧命令値に変
換して出力する２φ−３φ変換部と、上記２φー３φ変
換部から出力される相電圧命令値により、誘導モータを
駆動するインバータ部とを具備し、 上記ロータ磁束追
定部は、ロータのｄ軸電流ｉｄｓ及び追定された抵抗Ｒ
ｒ ＊ を入力とし、追定されたロータ磁束φｄｒを 【数１】 ここで、 【数２】 にて追定することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019910016322A KR950010191B1 (ko) | 1991-09-18 | 1991-09-18 | 유도전동기의 회전자저항 추정장치 |
| KR199116322 | 1991-09-18 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05227780A JPH05227780A (ja) | 1993-09-03 |
| JP2677494B2 true JP2677494B2 (ja) | 1997-11-17 |
Family
ID=19320119
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4275206A Expired - Fee Related JP2677494B2 (ja) | 1991-09-18 | 1992-09-18 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5278485A (ja) |
| JP (1) | JP2677494B2 (ja) |
| KR (1) | KR950010191B1 (ja) |
| DE (1) | DE4231350A1 (ja) |
| FR (1) | FR2681483B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102570960A (zh) * | 2012-01-18 | 2012-07-11 | 河南科技大学 | 一种基于正交反馈双补偿方法的转子磁链的观测方法 |
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| JPH08182398A (ja) * | 1994-12-27 | 1996-07-12 | Fuji Electric Co Ltd | 永久磁石形同期電動機の駆動装置 |
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| DE502004008691D1 (de) * | 2004-08-27 | 2009-01-29 | Woodward Seg Gmbh & Co Kg | Leistungsregelung für Drehfeldmaschinen |
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| JP4811858B2 (ja) * | 2006-03-27 | 2011-11-09 | 大同メタル工業株式会社 | 青銅合金と鋼のクラッド材の製造方法 |
| KR100838990B1 (ko) * | 2007-02-23 | 2008-06-17 | 엘에스산전 주식회사 | 유도 전동기의 고정자 저항 측정방법 |
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| JP5565807B2 (ja) * | 2010-10-06 | 2014-08-06 | 大学共同利用機関法人 高エネルギー加速器研究機構 | フェルミチョッパー回転制御装置 |
| KR101221748B1 (ko) * | 2011-10-27 | 2013-01-11 | 엘에스산전 주식회사 | 유도 전동기의 회전자 시정수 추정장치 |
| KR101542994B1 (ko) | 2014-04-14 | 2015-08-07 | 현대자동차 주식회사 | 모터의 회전자 온도 추정 방법 |
| US11588432B2 (en) * | 2017-11-17 | 2023-02-21 | Schweitzer Engineering Laboratories, Inc. | Motor monitoring and protection using residual voltage |
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