JPH0683586B2

JPH0683586B2 - 誘導モ−タのすべり制御システム

Info

Publication number: JPH0683586B2
Application number: JP59282076A
Authority: JP
Inventors: イー、ダンツジヨージ; シユラーシイ、カルビン
Original assignee: Kollmorgen Corp
Current assignee: Kollmorgen Corp
Priority date: 1983-12-30
Filing date: 1984-12-28
Publication date: 1994-10-19
Anticipated expiration: 2009-10-19
Also published as: US4543520A; JPS60210188A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野この発明は、誘導モータのためのモータ制御システム、
より特定すれば、誘導モータサーボ制御システムにおい
てモータが動作する際のすべりを制御して与えられた条
件下における最適トルクを発生するための改良された方
法及び装置に関するものである。

発明の背景 DCモータは、概して広範囲の速度及び種々の条件下にお
いて正確な制御が可能であるため、可変速モータにおい
て多年用いられてきた。DCモータにおいては、巻線電流
によってモータトルクを制御するものであり、この巻線
電流は所望の動作を得る正確な制御を行うため直接測定
することができる。

一方、AC誘導モータにおいては、トルクはロータ中に誘
導される電流の関数であり、その電流はまたすべり、す
なわちステータにより生成される回転磁界とロータ間の
速度差の関数である。回転磁界の速度は巻線励磁電流の
周波数により決定される。しかしながら、いわゆるすべ
りに基づいてロータ速度はモータに要求されるトルクに
関係した可変量だけその回転磁界速度から相違するもの
である。AC誘導モータのロータ速度を正確に制御するこ
とは、可変トルクにおいては特に困難である。かくして
AC誘導モータはDCモータよりかなり廉価であるという理
由を考慮してもそれらは正確な速度制御が要求される分
野には用いられなかった。

誘導モータのサーボ速度制御を行う従来の１つの試み
は、たとえば米国特許第3593083号及び同第3824437号に
記載されたような“ベクトル変換制御”（Transvector
control）法である。誘導モータのサーボ制御は、モー
タ空隙中の磁界条件を検出するか、またはステータ電圧
及び電流のベクトルから磁界ベクトル値を引出すかのい
ずれかによって達せられる。次いで、磁界ベクトルに従
ってインバータが制御され、これによってモータに対し
所望の位相、周波数及び振幅を有する付勢信号が供給さ
れる。このシステムの機能は、負荷時の定格運転速度に
おいて最もよく発揮されるが、低速条件下においては貧
弱な制御機能しか発揮できないのが欠点である。すなわ
ち、このような条件下においてモータ中の磁界は比較的
弱いかまたは存在せず、したがって正確に検出すること
が困難だからである。これについて計算された磁界ベク
トルは積分を必要とし、そのためゼロ速度における有益
な制御情報を提供するものではない。その結果、磁界ベ
クトルに基づく効果的な制御は低速では実現できないこ
とが明らかである。さらに、低速においては過大な電力
消費による好ましくない発熱状態が発生する。

別の試みの１つは1981年８月31日付でジェームスS.ホワ
イテッドによってなされた米国特許願第297809号におい
て開示されたものであり、これはすべり率を特定のモー
タについて経験的に決定し、これらのすべり率をもって
サーボ速度制御を行うに必要なトルクを発生するための
すべり及び振幅を有する合成正弦波付勢信号を発生する
ようにしたものである。このすべりは所望の速度と現実
の速度との差、すなわち速度サーボ誤差の関数である。
この試みは、磁界ベクトルを検出もしくは計算する必要
がないため、定格速度値の負荷条件下では効果的な制御
を提供するものである。

しかしながら、後者のシステムは、軽負荷動作時におけ
る幾つかの不安定性に関する問題を含んでいる。これら
の問題は、「励磁角制御による誘導モータの過渡応答を
改善するための制御システム」と題するこの出願と同時
に特許出願された同一発明者による発明技術を用いるこ
とにより克服することができる。この試み（前記すべり
率設定法）は、特にモータの前記定格速度を上回る高速
範囲においてある種の制御不安定を伴うものである。

この発明の１つの目的は、上記の高速度下における不安
定性を排除するものである。

本発明の別の目的は、モータのゼロ速度から定格速度の
数倍程度までの範囲にわたって効果的に速度制御するこ
とができる誘導モータ制御システムを提供することであ
る。

発明の要約この発明に従ったシステムにおいては、ステータ電流を
測定し、すべり指示は速度誤差信号ではなく、このステ
ータ電流を用いて発生される。すなわち、速度誤差は理
論上ステータ電流に比例し、両者はすべり及びトルクに
比例すべきものである。しかしながら、実際のシステム
においてはこれらの関係は常に成立するものではなく、
したがって発達中のトルクは速度命令を満足するには不
十分なものとなる。特に、困難な動作範囲はモータへの
印加電圧が最大値に達する部分であり、この部分では印
加電圧を増大させることによって、より大きいステータ
電流を直ちに供給することができないという欠点を有す
る。別の問題点は、励磁ベクトルに関する磁界ベクトル
の位相ずれのため、増大するすべりがトルクを増大させ
ず、むしろ減少させることがあるという不都合である。
これらの範囲における問題は、本発明においてすべりを
速度誤差または他の制御変数ではなく、ステータ電流の
関数として発生することにより実質的に排除される。

本発明の好ましい実施例によれば、すべり／アンペア比
をゼロ速度から基本速度としての負荷定格回転速度まで
の範囲においてほぼ一定に維持し、その後ロータ速度が
基本速度を越えて上昇するとき、指数関数的に増大させ
るものである。基本速度は一面からいえばそれ以上の電
圧になると正常なボルト／ヘルツ（電圧／周波数）関数
が維持できなくなるというロータ速度であり、従って、
「基本速度とは最大トルクを引出すことができる最高速
度である」ということができる。すなわち、モータ励磁
電圧は最大電力供給が可能な電圧に接近しようとするか
らである。通常、基本速度は公称電圧周波数（例えば、
60Hz）において定格負荷条件で作動するモータのロータ
速度に対応する。本発明のシステムによれば、効果的な
速度制御は基本速度を上回る部分でよく発揮されるもの
である。最高の性能は、回転速度と基本速度との差の約
２乗（より好ましくは1.9乗）だけ、すべり／アンペア
比を増大させることにより基本速度を上回る範囲におい
て達せられる。

詳細な説明第１図は本発明に従って三相誘導モータ（12）を制御す
るためのシステムの全体を示すブロック線図である。モ
ータシャフトにはタコメータ（14）が結合され、これに
よってロータ速度に比例したDC帰還信号が提供され、タ
コメータ帰還信号は速度サーボ回路（10）における端子
（９）に加えられた速度命令信号と比較され、これによ
って速度誤差が発生する。システムの残りの部分は、正
確な振幅及び周波数を有する三相電流によりモータを付
勢して速度命令により指示された速度を維持するように
動作するものである。

モータ速度パルス列発生器（15）は、タコメータ（14）
からのモータ速度指示に応答してロータ速度に比例した
パルス周波数を有する直列パルス列からなる“速度パル
ス列”を発生する。パルス発生器（15）はその最も単純
な形態において電圧制御発振器（VCO）を構成するもの
であり、印加電圧の大きさに比例した度合いにおいて出
力パルスを発生するものである。

回路（16）は“すべりパルス列”として紹介する第２の
直列パルス列を発生する。これらの“速度パルス列”及
び“すべりパルス列”は、パルス加算回路（18）におい
て結合される。結合されたパルス列における１秒間あた
りパルス数は速度パルス列における１秒間あたりパルス
数より大きいかまたは少ないものであり、その差はすべ
りパルス列における１秒間あたりパルス数である。結合
されたパルス列はカウンタ（19）に供給され、ここでパ
ルス列はベクトル位置を指示する並列デジタルフォーマ
ットに変換される。カウンタが典型的な８ビットカウン
タであれば、総出力は256の異なったベクトル位置、す
なわちゼロから255まで変化し、さらにこれを繰返すと
いうカウンタ出力となる。

カウンタ（19）からのベクトル出力は内部に正弦値を記
憶したPROM（プログラマブル読み出し専用メモリ）（2
4）〜（26）に対しアドレス入力として供給される。こ
れらPROMはデジタルベクトル位置のデータを正弦波振幅
値に変換する。各PROM中に記憶された正弦波は互いに12
0°及び240°電気角だけ位相がずれており、これによっ
てPROM（24）〜（26）の出力は掛け算DAC（デジタル／
アナログ変換器）（27）〜（29）にそれぞれ供給され、
アナログ正弦波に変換される。速度サーボ回路（10）の
速度誤差信号は掛け算DACに供給され、これによって正
弦波出力の振幅が速度差の大きさに従って変化するよう
になっている。かくしてDAC（27）〜（29）の出力は速
度誤差に比例した振幅を有する三相アナログ電圧信号と
なる。

DACの出力に現われた電圧信号は、次いでPWM（パルス幅
変調）増幅器（33）〜（35）によりモータ励磁電流に変
換される。電流検出器（36）〜（38）はモータ（12）に
供給される電流の大きさを検出し、加算結節点（30）〜
（32）への対応する帰還電圧を発生する。この帰還電圧
はDAC（27）〜（29）からの電圧出力と比較され、これ
によってPWM増幅器を駆動する誤差信号が引出される。P
WM増幅器はDAC（27）〜（29）の出力に現われた電圧信
号に対応するモータ励磁電流を発生するものである。

制御システムのためのすべり信号は、回路（41）〜（4
8）により合成され、すべりパルス列を発生するための
電圧制御発振器VCO（16）に供給される。より特定すれ
ば、電流検出器（36）〜（38）からの電流信号は整流／
加算回路（41）に供給され、ここで加算及び整流された
信号はモータのステータ電流に比例したDC信号となる。
回路（41）の出力は信号に定数K₁を乗じる回路（48）を
介して加算回路（44）の一方の入力に供給される。回路
（41）の出力はまた対数比増幅器（43）及び信号に定数
K₂を乗じる回路（47）を介して加算回路（44）の他方の
入力に供給される。加算回路（44）は加えられた信号を
加算してすべりに比例した信号を発生し、これは“すべ
りパルス列”を発生するためのVCO（16）に供給され
る。

基本速度以上検出回路（42）は、タコメータ（14）から
の信号により代表される現実の速度を基本速度回路（4
5）からの一定電圧により代表される基本速度と比較す
るものである。回路（42）はロータ速度が基本速度を上
回っている限りロータ速度と基本速度との間の差に比例
した信号ΔS₁を発生する。信号ΔＳ並びに回路（41）の
出力は対数比増幅器（43）に供給され、この増幅器信号
ΔＳのＭ乗と回路（41）からの信号との積に対応する出
力を発生する。Ｍを表わす定数は回路（46）より供給さ
れる。Ｍの値は約２である。

すべり、ステータ電流及びロータ速度の関係は第３図に
示されている。ゼロから基本速度までの範囲において、
対数比増幅器の出力はゼロもしくは近似ゼロであり、し
たがってすべりはステータ電流に直接比例する。換言す
れば、この範囲においてすべり／アンペアは回路（48）
におけるK₁の設定により定まった定数となる。対数比増
幅器は基本速度を上まわるまで速度が上昇すると、すべ
りにおけるステータ電流比例分に対し、指数関数的（Ｍ
乗）に増大する補助信号を重ね合せるものである。すな
わち、速度上昇する際、電流増加のインクリメントあた
りのすべり付加のインクリメントはより大きくなる。重
量成分は回路（46）及び（47）からの値K₂及びＭによっ
て決定される。

本発明に従ったすべりの式は次の通りである。

すべり＝IsK₁＋IsK₂［Wr−Wb］^Ｍ（Wr＞Wbについて） Is＝ステータ電流 K₁、K₂、Ｍ＝定数 Wr＝ロータ速度 Wb＝基本速度基本速度Wbは、前述した通りモータの負荷定格回転速度
として設定されるが、これは厳密にはモータを動力計で
テストすることにより決定される。曲線が一定電流にお
ける最大トルク対ロータ速度を生ずるすべり値を示す動
力計データから作図される場合には、これらの曲線は第
３図に示すような形状を有することになる。基本速度は
曲線が指数関数的に上昇し始める点に対応する。この点
は通常、基本速度（全負荷運転速度）として定義される
速度より幾分低いものである。これはシステム電圧が通
常、モータの定格電圧より幾分低いからである。

定数K₁は基本速度設定において用いられたものと同じ曲
線から決定される。基本速度以下の範囲においてK₁はそ
れがステータ電流を乗ぜられたとき、生ずる最大トルク
に対応するすべり値である。定数K₂及びＭは同様に決定
され、基本速度を上回る範囲における曲線に適合するも
のである。最大トルク値を越えた運転は要求されないた
め、定数K₁及びK₂はその最大値より幾分低く設定される
べきである。

たとえば、アメリカ合衆国アークフォートスミスの
ボールダーエレクトリックカクパニイから製造販売さ
れているような線間巻線電圧186V、周波数60Hzにおける
定格速度1760RPMの三相四極型誘導モータを制御するシ
ステムにおいては、次のようなパラメータを採用するこ
とにより最も好ましい動作結果を得ることができた。

K₁＝0.02Hz/RMS静止電流 K₂＝0.56Hz/RMS静止電流Ｍ＝1.9 Wb＝1000RPM これによりモータはゼロ〜6000RPMの速度範囲において
効果的に制御された。

第１図のブロック線図における回路（16）及び（41）〜
（48）は、第２図においてより詳細に示されている。

整流／加算回路（41）は電流検出器（36）〜（38）（第
１図）からの各相毎の電流信号を受入れる。これらの信
号はそれぞれ入力抵抗（54）〜（56）を介して演算増幅
器（50）〜（52）の反転入力に供給される。ダイオード
（57）〜（59）のカソードは演算増幅器の出力に接続さ
れ、その出力信号を整流する。抵抗（60）〜（62）は各
演算増幅器の入出力間にわたして接続され、必要な帰還
回路を形成する。整流信号は入力抵抗（64）〜（66）を
介して加算結節点（67）に接続され、この加算結節点は
演算増幅器（68）の反転入力に接続される。キャパシタ
（70）及び抵抗（71）の並列回路が前記演算増幅器（6
8）の入出力間にわたして接続され、必要な帰還回路を
形成して出力信号を平滑化するものである。かくして各
相電流を表わす信号は整流され、かつ加算されて回路
（41）の出力においてステータ電流の大きさを代表する
DC信号Isを発生する。

基本速度以上検出回路（42）はいずれも非反転入力が接
地電位に接続された演算増幅器（80）及び（81）を含ん
でいる。ロータ速度を表わす信号は入力抵抗（82）を介
して増幅器（80）の反転入力に接続された加算結節点
（84）に供給される。基本速度を表わす信号もまた、加
算結節点（84）に供給されるが、これはその結節点と電
源−Ｖとの間に接続された可変抵抗（83）によって達せ
られる。抵抗（83）は加算結節点（84）への電流源が基
本速度設定値Wbを表わすことになるような値に設定され
る。ダイオード（85）のカソードは加算結節点（84）に
接続され、アノードは増幅器の出力に接続される。ダイ
オード（86）のカソードは増幅器の出力に接続され、帰
還抵抗（87）は加算結節点（84）及びダイオード（86）
のアノードの間に接続される。増幅器（80）を含む回路
からの出力は入力抵抗（88）を介して増幅器（81）の反
転入力に供給される。帰還抵抗（90）は増幅器（81）の
入出力間にわたして接続され、これによってインバータ
としての回路機能が確立される。加算結節点及び負電源
間に接続された抵抗（89）は小さいオフセット電圧を提
供するものである。

ダイオード（85）及び（86）は増幅器（80）の出力をロ
ータ速度が基本速度を上回るようになるまでゼロに維持
する。しかる後、増幅器（80）からの出力がロータ速度
と基本速度との差を表わす。増幅器（81）を含む回路は
信号を発生して小さなずれ（オフセット）を与え、これ
によって出力信号が負の値にならないようにする。この
オフセット電位は対数比増幅器（43）の正確な動作のた
めに要求される。

対数比増幅器は回路（41）からの電流信号Is及び回路
（42）からの速度差信号を受信する。さらに、回路は回
路（46）中の抵抗値が値Ｍを表わすようにセットする。
対数比増幅器は、たとえばLH0094型のような常套的な積
分回路からなっている。回路（43）は値Ｍで表わされる
指数を有する。回路（42）からの速度差信号を電流信号
Isに掛け算する。

回路（41）及び（43）からの出力は加算回路（44）にお
いて加えられる。特に、対数比増幅器（43）の出力は定
数K₂を表わすようにセットされた可変入力抵抗（48）を
介して加算結節点（91）に供給される。値Is₁を表わす
回路（41）からの出力は定数K₁を代表する値にセットさ
れる可変抵抗（47）を介して加算結節点（91）に供給さ
れる。加算結節点（91）は増幅器（92）の反転入力に接
続され、その非反転入力は接地電位に接続される。抵抗
（93）は増幅器の入出力間にわたして接続され、帰還回
路を形成する。回路（44）からの出力はかくしてすべり
に対応するアナログ信号を表わすことになる。

回路（44）の出力は電圧制御発振器VCO（94）を含むVCO
すべりパルス列発生器（16）に供給される。発振器（9
4）は印加電圧に対応する繰返し周波数を有するパルス
列を発生する。このパルス列は“すべりパルス列”と称
する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に従ったシステムの全体を示すブロック
線図、第２図は好ましいすべり発生回路の詳細を示す線
図、第３図はロータ速度に対するすべり／アンペアの関
係を示すグラフである。

フロントページの続き (56)参考文献特開昭57−113789（ＪＰ，Ａ) 特開昭55−117482（ＪＰ，Ａ) 特開昭56−98389（ＪＰ，Ａ) 特開昭58−66593（ＪＰ，Ａ)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】（ａ）現実のロータ速度を測定するための
回路と、（ｂ）速度命令と現実のロータ速度の差からなる誤差信
号を発生するためのサーボ回路と、（ｃ）モータ励磁電流Isを測定するための回路手段と、（ｄ）現実のロータ速度をWr、所定のモータ速度をWbと
し、かつK₁、K₂Wb及びＭを定数としてすべり＝IsK₁＋IsK₂［Wr−Wb］^Ｍ（但し、Wr≦Wbでは右辺第２項を無視する）からなるすべり値を発生するための回路手段と、（ｅ）現実のロータ速度から前記すべり値に応じた分だ
け相違した回転速度を指示するためのデジタル回転ベク
トル指示機構、及び（ｆ）前記回転ベクトルをそのベクトルによって決定さ
れた周波数及び前記誤差信号によって決定された大きさ
を有するモータ励磁電流に変換する機構、を備えたこと
を特徴とする誘導モータのすべり制御システム。
【請求項２】前記Ｍが約２であることを特徴とする特許
請求の範囲第（１）項記載の制御システム。
【請求項３】前記Ｍが正確には1.9であることを特徴と
する特許請求の範囲第（２）項記載の制御システム。
【請求項４】K₁が最大トルクの発生を意図する値である
ことを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の制御
システム。
【請求項５】Wbがモータの負荷定格回転速度に対応する
ことを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の制御
システム。