WO2019050276A1 - 전류 센서의 스케일 및 옵셋 오차 보상 방법 및 장치 - Google Patents

전류 센서의 스케일 및 옵셋 오차 보상 방법 및 장치 Download PDF

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WO2019050276A1
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이광운
김상일
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두산로보틱스 주식회사
목포해양대학교 산학협력단
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    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present invention relates to a method and apparatus for correcting a measurement error of a current sensor, and more particularly to a method and apparatus for correcting a measurement error of a current sensor used for phase current detection in an AC motor drive apparatus of a current vector control system Compensating Scale and / or Offset Error of a Current Sensor).
  • vector control is often used for precise speed control. That is, in order to control the output torque of the motor, it is essential to measure the output current of the inverter, that is, the phase current drawn into the motor, in real time and feed back it, in order to control the output torque of the motor do. To simplify the driving system, it is common to measure only the currents of two phases in a three-phase current under the condition that the phase current is balanced.
  • the motor when the current measuring circuits do not ideally operate and include a measurement error, the motor is controlled including such a measurement error, so that the output torque of the motor may be pulsated. That is, the offset error of the current sensor generates a torque ripple corresponding to the fundamental wave of the stator current in the AC motor, and the scale error causes the secondary torque ripple.
  • Chung [1] proposed a method of compensating current sensor offset error and scale error using mechanical inertia information.
  • the method proposed by Chung may be greatly degraded due to the mechanical parameter error.
  • Jung [2] proposed a method to compensate the current sensor offset error and the scale error from the integral of the d-axis current controller output.
  • Cho [3] presents a compensation method of current sensor offset error based on a resonant observer.
  • Cho's method is also limited to the low-speed operation range due to the bandwidth limitation of the current controller.
  • Kim [4] proposed a method to compensate the current sensor error by using the output values of the current controller. It is applicable only when the differential value of the dq axis current is negligible due to the influence of the machine parameter error. There is a problem.
  • Weizhe [5] proposed a current error compensation method based on iterative learning. As in Chung [1], there is a problem in that it is affected by the error of the mechanical system parameters.
  • Tamura [6] proposed a method to detect and compensate the current sensor offset error from the DC component of the phase voltage. However, it is difficult to detect the current sensor offset error from the phase voltage in AC motors with small phase resistance There is a problem that performance is limited in an AC motor drive apparatus having a small phase resistance.
  • an offset error compensation apparatus for compensating an error current included in a measurement current by an offset of a current sensor measuring a current drawn into an AC motor, An input part for receiving a measurement current measuring currents of two phases out of three phases input to the AC motor and generating currents of the remaining one phase based on the currents of the two phases according to the Kirchhoff law;
  • the error compensating unit subtracts the set target current from the compensated measuring current on the dq coordinate system after passing through the low-pass filter having the same cut-off frequency as the current control bandwidth,
  • a dq-? Conversion unit for converting the error current extracted by the offset term extraction unit into an error current represented by an? -? Coordinate system using an electric angle? E as a parameter; and an integrator that generates a final error current by integrating an error current represented by the? -? coordinate system, and may further include a low-pass filter between the dq-alpha beta converter and the integrator.
  • the input unit may receive the measurement current that is obtained by measuring the current of the remaining one phase from the current sensor to the AC motor without generating the current of the remaining one phase according to the Kirchhoff law.
  • a scale error compensation apparatus for compensating an error current included in a measurement current by a scale error of a current sensor measuring a current drawn into an AC motor, measure a for the current is measured the current sensor, the current (i as_m, i bs_m, i cs_m) converting a measured current (i d_m, i q_m) on the dq coordinate system, abc-dq conversion section, measures the current on the dq coordinate system, which (i * d , i * q ) that has passed through a low-pass filter having a cut-off frequency equal to the current control bandwidth in the current control range (i d_m, i q_m )
  • a dq-alpha beta converter for converting the error current extracted by the extraction unit into an error current represented by an alpha-beta coordinate system with 2 times (2 &thetas; e ) of the electric angle as a parameter;
  • an integratora for converting the error current
  • the abc-dq converter converts the measured currents i as_m , i bs_m, and i cs_m measured by the current sensor into abc- ? q conversion unit for converting the two-phase (?,? phase) currents of the? -conversion unit and the? -bit coordinate system into the measurement current (i d_m, iq_m ) on the dq coordinate system, while the abc
  • the -dq conversion unit may be an offset error compensation apparatus according to any one of claims 1 to 4, which compensates the offset error of the current sensor.
  • a current controller for controlling a current drawn into an AC motor, comprising: a current sensor for measuring a current drawn into the AC motor; An offset error compensator according to any one of claims 1 to 4 for generating a corrected compensated measurement current, a proportional gain and an integral gain multiplied by the difference between the set target current and the compensated measured current, A second proportional integral control unit for generating a second control current value by compensating an interference component between a d axis and a q axis based on a speed electromotive force generated when the stationary coordinate system is converted from the first control current value to a synchronous coordinate system, And a state function indicating a characteristic of the AC electric motor to the second control current value, And an electric motor model part for generating a longitudinal control current value.
  • a current controller for controlling a current drawn into an AC motor, comprising: a current sensor for measuring a current drawn into the AC motor; A scale error compensation apparatus according to claim 9, which generates a compensated measurement current by removing an error current, a first control current value by multiplying a proportional gain and an integral gain by a difference between a set target current and the compensated measured current A proportional integral control unit for correcting an interference component between a d axis and a q axis based on a speed electromotive force generated when the stationary coordinate system is converted from the first control current value to a synchronous coordinate system to generate a second control current value, Applying a state function representing the characteristics of the AC electric motor to the second control current value, It may include a motor for generating a model ryugap.
  • An AC motor drive system for driving an AC motor while compensating for an error current caused by an offset and / or a scale error of a current sensor for achieving the above object includes an inverter for supplying power for driving the AC motor, A current sensor for measuring a current drawn into the AC motor and a measuring current including an error current due to an offset and / or a scale error of the current sensor from the current sensor, The current controller according to claim 10 or claim 11, which generates a compensating measuring current and generates a control current value for controlling the inverter to supply a current drawn into the alternating-current motor based on the set target current and the compensating measuring current . ≪ / RTI >
  • An offset error compensation method for compensating an error current included in a measurement current by an offset of a current sensor measuring a current drawn into an AC motor for achieving the above- Phase current in the? -Phase coordinate system, converting the measured three-phase current into a two-phase (?,? Phase) current in the? -Focus system, measuring the three-phase current based on the compensated measured current on the dq coordinate system, An error compensation step of calculating a current and subtracting the calculated error current from a two-phase current of the? -? Coordinate system to generate a compensated measuring current represented by an? -? Coordinate system; and converting the compensated measured current represented by the alpha-beta coordinate system into the compensated measured current represented by the dq coordinate system.
  • the error compensation step may include compensating the dq coordinate system, which is affected by the offset of the current sensor, by subtracting the target current having passed through the low-pass filter having the same cutoff frequency as the current control bandwidth in the compensated measurement current on the dq coordinate system, , Converting the error current on the dq coordinate system into an error current on the? -? Coordinate, and generating the error current by integrating the error current on the? -? Coordinate system And further passing the error current on the? -? Coordinates through a low-pass filter.
  • the step of measuring the current drawn into the AC motor measures the currents of two phases out of the three phases drawn by the AC motor and the current of the remaining one phase is generated in accordance with the Kirchhoff's law based on the measured two- . ≪ / RTI >
  • a method of compensating for a scale error included in a measured current by a current sensor for measuring a three-phase current input to an AC motor converting the step of measuring the current, the three-phase current the measured current (i as_m, i bs_m, i cs_m) measured in the step of measuring a measured current (i d_m, i q_m) on the dq coordinate system, on the dq coordinate system,
  • the step of measuring the three-phase current input to the AC motor measures the currents of two phases out of the three phases introduced into the AC motor, and the current of the remaining one phase is generated according to the Kirchhoff's law based on the measured two- .
  • the measured current measured converts to ⁇ - ⁇ coordinate system of the two-phase ( ⁇ , ⁇ a) converting a current, and the ⁇ - ⁇ coordinate system of the two-phase ( ⁇ , ⁇ -phase), the measured current (i d_m, i q_m) on the current dq coordinate system, .
  • a current sensor error compensation method for compensating an error current included in a measured current by a current sensor measuring a three-phase current input to an alternating-current motor, Compensating the offset error according to one of the offset error compensation methods described above, and compensating the scale error according to one of the above-described scale error compensation methods.
  • an offset error and / or a scale error generated in the current sensor can be accurately measured and calculated.
  • the offset error and / or the scale error of the current sensor can be precisely calculated and compensated for, thereby minimizing the ripple occurring in the AC motor.
  • FIG. 1 is a view showing a general AC motor drive system.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a general synchronous coordinate system (d-q coordinate system) -based controller 300.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a current sensor offset error compensation apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • 4 is a diagram illustrating the configuration of error correction unit 530 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram of a scale error compensation apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a controller based on a synchronous coordinate system (d-q coordinate system) to which a scale error compensation apparatus 600 and an offset error compensation apparatus 700 according to an embodiment of the present invention are added.
  • d-q coordinate system synchronous coordinate system
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an offset error compensation method for compensating a measurement error due to an offset of a current sensor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a method of calculating an error current amount by an offset according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a method of compensating a measurement error due to a scale error of a current sensor according to an embodiment of the present invention.
  • any part is referred to as being “ on “ another part, it may be directly on the other part or may be accompanied by another part therebetween. In contrast, when a section is referred to as being “ directly above " another section, no other section is involved.
  • first, second and third, etc. are used to describe various portions, components, regions, layers and / or sections, but are not limited thereto. These terms are only used to distinguish any moiety, element, region, layer or section from another moiety, moiety, region, layer or section. Thus, a first portion, component, region, layer or section described below may be referred to as a second portion, component, region, layer or section without departing from the scope of the present invention.
  • FIG. 1 is a view showing a general AC motor drive system.
  • a general AC motor drive system includes an AC motor 100, an inverter 200 for supplying power to the AC motor 100, a controller 300 for determining and supplying the magnitude of the control current of the inverter 200, An abc-dq converter 400 for converting a three-phase measurement current into a dq-axis current, and a current sensor 500 for measuring a three-phase current supplied to the alternating-current motor 100.
  • the AC motor 100 may be a Permanent Magnet Synchronous Motor (PMSM).
  • the controller 300 can determine the magnitude of the control current of the inverter 200 so that the current drawn into the AC motor 100 and the target current become equal. That is, the controller 300 measures the current supplied to the alternating-current motor 100, that is, the three-phase current output from the inverter 200 and converts it into the dq axis current i d_m , i q_m , i * d , i * q ) of the AC motor 100 and determines the magnitude of the control current to be supplied to the inverter 200 based on the difference, thereby controlling the current drawn into the AC motor 100 to be equal to the target current have.
  • the controller 300 measures the current supplied to the alternating-current motor 100, that is, the three-phase current output from the inverter 200 and converts it into the dq axis current i d_m , i q_m , i * d , i * q ) of the AC motor 100 and determines the magnitude of the control current to be supplied to
  • the output torque of the AC electric motor 100 is proportional to the output current of the inverter 200 so that the controller 300 can control the output torque of the AC electric motor 100 by controlling the output current of the inverter 200.
  • the controller 300 can control the output torque of the AC electric motor 100 by controlling the output current of the inverter 200.
  • the output current of the inverter 200 that is, the phase current drawn into the AC motor 100
  • the feedback current to the controller 300 Is required.
  • all three phase output currents are actually measured, but only the two phase currents are measured and the current of the remaining one phase is calculated according to Kirchhoff's current law.
  • the current of each phase drawn into the AC electric motor 100 is measured by the current sensor 500.
  • the controller 300 recognizes that the current flowing into the three phases of the AC motor 100 is not balanced by the measurement error, The output current of the inverter 200 is controlled to generate pulsation in the output torque of the motor. And the main part of this measurement error can be caused by the DC offset component and the scale error component of the current sensor. Therefore, in order to suppress the pulsation of the output torque of the AC motor 100, the DC offset component and the scale error component included in the measured current must be accurately calculated and compensated.
  • Equation 1 the measured phase current output from the current gain
  • i as_m, i bs_m, and i cs_m mean measured currents of three phases (a, b, and c) input to the AC motor 100
  • i as and i bs represent the measured currents of a and b Is the actual current flowing
  • k as and k bs are the measurement scale
  • ⁇ i as_off and ⁇ i bs_off are the current measurement offset errors on a and b
  • ⁇ i as , ⁇ i bs and ⁇ i cs are a, b, and c.
  • the currents flowing into the AC motor 100 are i as , i bs and i cs, but the currents measured by the current sensors 310 and 320 and fed back to the controller 300 are i as_m , i bs_m and i cs_m do.
  • Expression (1) can be expressed by the following equation (2): current offset error and current scale error.
  • the equation (2) can be expressed as the following equation (3) by converting it into a d-q coordinate system which is a synchronous coordinate system represented by DC.
  • i d_m and i q_m are the measured currents in the dq axis
  • i d and i q are the actual currents in the dq axis
  • ⁇ i d and ⁇ i q are the measurement errors of the current sensor in the dq axis.
  • I d and? I q can be given by Equation (4).
  • , , , and? e denotes an electric angle of the AC motor 100 with respect to the rotor.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a general synchronous coordinate system (d-q coordinate system) -based controller 300.
  • the synchronous coordinate system based controller 300 includes proportional integration controllers 311 and 313, motor model units 321 and 323, velocity electromotive force model units 331 and 333, And compensation units 341 and 343.
  • the stator windings of the AC motor 100 have a resistance Rs and an inductance Ls, which can be modeled as 1 / (LsS + Rs).
  • the electromotive force modeling units 331 and 333 are models for modeling the speed electromotive force component generated by the rotation of the axis when the stationary coordinate system is converted into the synchronous coordinate system.
  • the electromotive force model units 331 and 333 are not included in the actual synchronous coordinate system based controller 300 Do not.
  • This velocity electromotive force is a mutual interference component that affects the d-axis and the q-axis, and has a value of - ⁇ e L s i q for the d-axis and - ⁇ e (L s i d + ⁇ PM ) .
  • the interference components due to the above-described speed electromotive force must be deflectively compensated.
  • the deflection compensators 341 and 343 may be used to compensate the above-described speed electromotive force.
  • the actual speed electromotive force is generated in proportion to the actual currents i d and i q of the dq axis, but the forward compensating units 341 and 343 in the controller 300 are not the actual currents but the currents measured in the current sensors 310 and 320 An error due to the offset error may occur because the current is compensated based on the current including the offset error.
  • proportional-integral controller (311, 313) on the dq-axis are each dq-axis so as to be equal to the current (i d and i q) is set, the target current (i * d, i * q ) to be drawn to the alternating current motor (100) ,
  • the proportional gain (k pd , k pq ) and the integral gain (k id , k iq ) are multiplied by the difference between them.
  • L s and R s are the inductance and resistance components of the AC motor 100 and ⁇ cc is the bandwidth of the controller 400 required.
  • each of dq-axis current measurement (i d_m, q_m i) contains the value by the current sensor as the measurement error by the target electric current (i * d, i * q ).
  • the measurement error by the measurement sensor does not include the current target value, thereby reducing the influence from the external controller that determines the current target value.
  • Equation (6) If there is no scale error in the current measurement error of the current sensor 500, that is, the value of k as and k bs is 1, the scale error related term becomes 0 in the equation (4) and only the offset error exists.
  • the high-pass filter portion of Equation (6) can derive the following Equation (7) using Equation (4).
  • the second-order band-pass filter part can also derive the following equation (8) using equation (4).
  • Expression (6) can be expressed as an offset error of the measurement current on the? -? Coordinate system using the equations (6) to (8)
  • the offset values expressed by Equation 9 can be regarded as DC components. Therefore, a DC component appears in the measurement current in the ⁇ - ⁇ coordinate system due to the offset error of the current sensor, and it is possible to correct the offset error of the current sensor by detecting these DC components and making separate compensation inputs so that the DC components are zero .
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a current sensor offset error compensation apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • an apparatus 700 for compensating a current sensor offset error includes an input unit 510, an abc-? Conversion unit 520, an error correction unit 530, (540). ≪ / RTI >
  • the input unit 510 receives a result (i as_m , i bs_m ) of the currents of two phases out of the three phases input to the AC motor 100 measured by the current sensors 310 and 320 and applies the Kirchhoff's law The currents of the phases a, b, and c are derived.
  • the abc-alpha beta conversion unit 520 converts the currents (a, b, c) of the three phases inputted from the input unit 510 into the alpha-beta coordinate system. Since the three-phase signal is represented by the two-phase signal by the conversion by the abc-? conversion unit 520, it is possible to analyze and process the signal more easily.
  • the conversion from a, b, c 3 to ⁇ , ⁇ 2 phase can be done according to the following equation.
  • the error corrector 530 calculates the amount of current due to the offset error based on the method obtained through the above-described analysis and calculates the current i a_m , i subtracts a current ( ⁇ ⁇ i, ⁇ ⁇ i) for correcting the offset error in p_m). Then, the offset error component is removed from the measured current, and the actual current drawn into the AC motor 100 is recovered.
  • the actual current obtained in the alpha-beta coordinate system is converted into the current value in the dq coordinate system, which is the synchronous coordinate system, in the alpha beta -dq converter 540 and is generally used to control the synchronous coordinate system based current controller as shown in FIG.
  • the correction for the error can be performed.
  • The? beta-dq conversion can be performed according to the following equation.
  • & amp thetas; e represents an electric angle of the AC motor 100 with respect to the rotor
  • 4 is a diagram illustrating the configuration of error correction unit 530 according to an embodiment of the present invention.
  • the error correction unit 530 may include an offset term extraction unit 531, a dq-? Conversion unit 532, an integrator 534, and a low-pass filter 533.
  • the target current (i * d , i * q ) passed through the low pass filter is subtracted from the measured current measured by the current sensor indicated by the dq coordinate system, the influence of the offset of the current sensor Only the current in the dq coordinate system is received. That is, in the present invention, instead of using the target current as it is, the target current is divided into a speed controller (or a position controller) which can be placed in front of the current controller by subtracting the target current passing through the low- The controller can accurately detect only the current offset error component without being influenced by the controller.
  • Equation (9) can be expressed as a DC component in the steady state.
  • the added current component can be extracted by the offset.
  • i ⁇ m_offset and i ⁇ m_offset contain only DC signals, but they may include harmonics due to the scale error of the current sensor and the dead time in the inverter.
  • the error corrector 530 may add a low-pass filter 533 to remove such harmonics. By this low-pass filter 533, an AC component generated by a component other than the DC components other than the offset component can be removed.
  • the offset error correction method described in the present invention can be easily applied because it does not use mechanical and mechanical parameters and can correct the offset error of the current sensor in all operation ranges from low speed to high speed There is an advantage.
  • the offset error assurance scheme of the present invention has an advantage that not only the offset error of the current sensor but also the dead time of the inverter 200 can be improved.
  • Equation 6 uses Equation 4 .
  • Equation 12 can be derived.
  • Expression (6) is expressed by the scale error of the measurement current on the? -? Coordinate system using Expression (6), Expression (12), and Expression (13).
  • Equation 14 since? I? M_scale or? I? M_scale represents a component due to a scale error, if either one of the two is controlled to decrease to zero, both? I? M_scale and? I? M_scale are reduced to zero, Can be reduced.
  • FIG. 5 is a block diagram of a scale error compensation apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • the scale error compensation apparatus may include an error term extraction unit 610, a dq-? Conversion unit 620, an integrator 630, and additionally a low-pass filter 640. Referring to FIG.
  • the target current (i * d , i * q ) that has passed through the low-pass filter is subtracted from the measured current (i d_m, i q_m ) measured by the current sensor indicated by the dq coordinate system Only the current on the dq coordinate system affected by the scale error and the offset error of the current sensor remains. That is, in the present invention, instead of using the target current as it is, the target current is divided into a speed controller (or a position controller) which can be placed in front of the current controller by subtracting the target current passing through the low- Controller), it is possible to accurately detect only the scale error and current offset error components.
  • the currents of three phases (a, b, c) must be converted into the dq coordinate system current. This conversion can use the abc-alpha beta conversion unit 520 and the alpha beta -dq conversion unit 540 included in the offset error compensation apparatus.
  • the dq-alpha beta converter 620 converts the current indicated by the dq coordinate system into the current indicated by the alpha-beta coordinate system to obtain the above-described equation (14).
  • the dq- ⁇ error input to the conversion unit 620 has been substantially completely contains the scale error and a current offset error, but the scale error is in the higher order (2 ⁇ e) occurs, and a current offset error is the low order ( ⁇ e) from So that there is almost no difference between them, even if the current offset error is reported as 0 as in Equation 14.
  • Equation 14 can be expressed as a DC component in the steady state. In this case, the values of i? M_scale and i?
  • M_scale may be output from the dq- alpha beta converter 620, but the dq- By integrating the current due to the scale error represented by the direct current component in the integrator 630, the scale error component can be extracted.
  • i m_scale includes signals of direct current components, but in actual cases, harmonics due to effects due to dead time in the inverter may be included.
  • the scale error compensation apparatus may add a low-pass filter 640. [ By this low-pass filter 640, AC components generated by other components other than the direct current component can be removed.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a controller based on a synchronous coordinate system (d-q coordinate system) to which a scale error compensation apparatus 600 and an offset error compensation apparatus 700 according to an embodiment of the present invention are added.
  • d-q coordinate system synchronous coordinate system
  • the synchronous coordinate system based controller may be added to the offset error compensating apparatus 700 shown in FIG. 3 and the scale error compensating apparatus 600 shown in FIG. 5 before the conventional synchronous coordinate system based controller.
  • the scale error compensator 600 extracts and compensates the current component due to the scale error based on the target current (i * d , i * q ) and the offset current compensated measured current value (i d_m , i q_m ) ,
  • the offset error compensating apparatus 700 calculates the current value i as_m and i bs_m compensated by the target error i * d and i * q , the offset error compensated measured current value i d_m , i q_m (I d_m , i q_m ) that is input to the AC motor 100, and transmits the calculated current value to the controller 300.
  • the controller 300 calculates the actual current value i d_m , That is, the measured current value compensated for the
  • the synchronous coordinate system based controller 300 calculates the actual current value compensated by the scale error compensating apparatus 600 and the offset error compensating apparatus 700 instead of the current including the offset error and the scale error i d_m , i q_m ) and the target current (i * d , i * q ) to control the current value supplied to the AC motor, the pulsation due to the scale error and the offset error can be minimized.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an offset error compensation method for compensating a measurement error due to an offset of a current sensor according to an embodiment of the present invention.
  • an offset error compensation method first measures a current drawn into the AC electric motor 100 (S710).
  • the measurement current includes a measurement error component caused by an offset of the current sensor as well as an actual current flowing into the AC motor 100.
  • the component due to the scale error may be included, but it has little effect on the measurement error compensation.
  • the measured three-phase current is converted into a two-phase current (S720).
  • the measured three-phase currents appear as a, b, and c phases. Although all three phases can be measured, only two phases can be measured and the other phase can be calculated using the Kirchhoff's law. And the three-phase current at this time may be a current that has been previously compensated for the scale error.
  • the converted two-phase current is represented by the ⁇ - ⁇ coordinate system.
  • error compensation for extracting only an error-compensated measurement current, that is, a current drawn into the actual AC motor 100, can be performed by subtracting the current due to the offset error from the current appearing in the two phases.
  • the error compensation calculates the error current based on the compensated measured current on the dq coordinate system and the set target current, subtracts the calculated error current from the two-phase current in the ⁇ - ⁇ coordinate system, ≪ / RTI > At this time, the error current may initially be zero or a specific value. Accordingly, the compensated measured current on the first dq coordinate system is obtained by compensating the measuring current represented by the ⁇ - ⁇ coordinate system by the current of the dq coordinate system.
  • the error current due to the offset may be zero at the initial start, but it can converge to the error current due to the actual offset error by the following step.
  • the error-compensated two-phase current indicated by the? -Focus system is converted into the d-q coordinate system current (S740). Since the current drawn to drive the AC motor 100 is AC, both the three-phase currents of a, b, and c and the two-phase currents of the a-beta coordinate system change in size and phase in AC form. However, when converted to the dq coordinate system, the ac current is converted to a constant dc value. Using such a constant DC value, control in the controller can be easy. That is, since the target current value is also a direct current, and the measured current value is also a direct current, comparison between them is easy. Therefore, a synchronous coordinate system based current controller which uses the current value of the d-q coordinate system for control is widely used.
  • the offset error correction method can finally generate a measurement current represented by the dq coordinate system in which the error due to the offset is compensated, and the controller can control the current flowing into the AC motor 100 will be.
  • the difference between the compensated measured current and the target current can be regarded as an error component due to the offset.
  • the error current due to the new offset thus generated is used to compensate the current measured again in step S720.
  • the compensated current generated in step S720 becomes equal to the target current, so that the difference becomes zero and the error current amount due to the offset has the existing error current amount as it is The current due to the offset error can be continuously compensated.
  • the error current amount due to the offset can be converged to an accurate value, and the error current value due to the offset can be obtained much faster than the conventional controller.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a method of calculating an error current amount by an offset according to an embodiment of the present invention.
  • the error current is subtracted from the measurement current by subtracting the target current passing through the low-pass filter, S810).
  • the reason why the target current is passed through the low-pass filter is that the measurement current includes the target current component as shown in Equation (4), and if it does not pass the low-pass filter, It is affected by the speed controller (or the position controller), so that it is impossible to accurately detect only the current offset error component. Therefore, the influence of the speed controller can be eliminated by passing the target current through the low-pass filter.
  • the error current indicated by the d-q coordinate system is converted so as to be displayed in the alpha-beta coordinate system (S820).
  • the result of such a conversion can be displayed as a constant value in the steady state as shown in the above-mentioned equation (9).
  • the extracted error current is continuously integrated with respect to time, the error current due to the offset can be finally extracted (S830).
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a method of compensating a measurement error due to a scale error of a current sensor according to an embodiment of the present invention.
  • a current input to the AC motor 100 is measured (S910).
  • the measurement current includes a measurement error component caused by a scale error of the current sensor as well as an actual current drawn into the AC motor 100.
  • the measured three-phase current is converted into the d-q coordinate system current (S920).
  • the measured three-phase currents appear as a, b, and c phases. Although all three phases can be measured, only two phases can be measured and the other phase can be calculated using the Kirchhoff's law. Then, the error due to the offset in the ⁇ - ⁇ coordinate system by the abc- ⁇ conversion can be compensated to obtain the d-q coordinate system current that does not include the current component due to the offset error.
  • both the three-phase currents of a, b, and c and the two-phase currents of the a-beta coordinate system change in size and phase in AC form.
  • the ac current is converted to a constant dc value. If the constant DC value is used, it is easy to control the controller, that is, the target current value is also DC, and the measured current value is also DC, so that comparison between the two is easy. Therefore, a synchronous coordinate system based current controller which uses the current value of the d-q coordinate system for control is widely used.
  • the amount of current due to the scale error is calculated on the basis of the measured current and the target current expressed in the converted d-q coordinate system (S930).
  • the amount of current due to the scale error at this time can be obtained by subtracting the target current passing through the low-pass filter from the measured current of the d-q coordinate system.
  • the amount of current calculated in the d-q coordinate system is converted into an error current using the equation 14 (S940).
  • the error current is integrated to extract the error current component due to the final scale error (S950).
  • the scale error component thus obtained can be multiplied by the measured currents on the a and b phases to compensate for the scale error.
  • the present invention has proposed an apparatus and a method for minimizing the influence of an offset component and a scale error of a current sensor when measuring currents of two phases out of three phases introduced into an AC motor.
  • torque pulsation is not expressed mathematically in the case where the offsets of the current sensors are all the same.
  • Time compensation it is possible to compensate for the dead time compensation by correcting the offset of each phase by the above-described method or apparatus.

Abstract

본 발명의 전류 센서의 옵셋 및 스케일 오차에 의하여 측정 전류에 포함되는 오차를 보정하는 방법 및 장치에 관한 것으로, 옵셋에 의한 오차 전류 보정 장치는 상기 전류 센서로부터 오는 상기 교류 전동기로 인입되는 3 상 중 2 상의 전류를 측정한 측정 전류를 수신하고, 2 상의 전류를 바탕으로 나머지 1 상의 전류를 키르히호프 법칙에 따라 생성하는 입력부, 상기 3 상 측정 전류를 α-β좌표계의 2 상(α, β상) 전류로 변환하는 abc-αβ변환부, d-q 좌표계상의 보상된 측정 전류 및 설정된 목표 전류를 바탕으로 옵셋에 의한 오차 전류를 계산하고, 계산된 오차 전류를 상기 α-β좌표계의 2상 전류에서 차감하여 α-β좌표계로 표시되는 보상된 측정 전류를 생성하는 오차 보상부, 및 상기 오차 보상부에서 생성한 α-β좌표계로 표시되는 보상된 측정 전류를 변환하여 d-q 좌표계상의 보상된 측정 전류를 생성하는 αβ변환부를 포함할 수 있다.

Description

전류 센서의 스케일 및 옵셋 오차 보상 방법 및 장치
본 발명은 전류 센서의 측정 오차 보정 방법 및 장치에 관한 것으로, 더욱 자세하게는 전류 벡터 제어 방식의 교류 전동기 구동장치에서 상전류 검출에 사용되는 전류 센서의 측정 오차를 보정하는 방법 및 장치(Apparatus and Method for Compensating Scale and/or Offset Error of a Current Sensor)에 관한 것이다.
영구자석 동기 전동기 구동이나 유도 전동기 구동과 같은 고성능 교류 전동기 구동 시스템에서는 정밀한 속도 제어를 위하여 벡터(vector) 제어가 많이 사용되고 있다. 즉, 교류전동기 제어시스템은 벡터제어 방식의 인버터에 의하여 구동되고, 전동기의 출력 토크를 제어하기 위하여서는 인버터의 출력 전류 즉, 전동기로 인입되는 상 전류를 실시간으로 측정하여 이를 피드백하는 것이 필수적으로 요구된다. 그리고 구동 시스템을 간단히 하기 위하여 상 전류가 평형하다는 조건하에 3 상 전류 중에서 2개의 상의 전류에 대하여만 측정하는 것이 일반적이다.
이러한 시스템에 있어서 전류측정 회로들이 이상적으로 동작하지 않고 측정오차를 포함하는 경우 이러한 측정오차를 포함하여 전동기를 제어하게 되므로 결과적으로 전동기의 출력 토크에 맥동이 발생할 수 있다. 즉, 전류센서의 옵셋 오차는 교류전동기에서 고정자 전류의 기본파에 해당하는 토크 맥동을 발생시키고, 스케일 오차는 2차의 토크 맥동을 유발한다.
이러한 문제점을 해결하기 위하여 Chung[1]은 기계적인 관성 정보를 이용하여 전류센서 옵셋 오차 및 스케일 오차를 보상하는 방식을 제안하였다. 하지만, 기계적인 관성은 정확한 값을 알아내는 것이 쉽지 않고 전동기 부하 조건에 따라 관성이 바뀔 수 있기 때문에 Chung이 제시하는 방식은 기계계 파라미터 오차에 의해 성능이 크게 떨어질 수 있다. Jung[2]은 d축 전류 제어기 출력의 적분 값으로부터 전류센서 옵셋 오차 및 스케일 오차를 보상하는 방식을 제안하였으나, 복잡한 적분 방식을 적용하기 때문에 전동기의 저속 운전 영역으로 그 적용 범위가 제한되는 것으로 알려졌다. Cho[3]는 공진 관측기 기반의 전류센서 옵셋 오차 보상 방식을 제시하는데, Cho의 방식 또한 전류제어기의 대역폭 제한으로 인해 그 적용 범위가 저속 운전영역으로 제한된다. Kim[4]은 전류제어기의 출력 값들을 이용하여 전류센서 오차를 보상하는 방식을 제시하였는데, 전기계 파라미터 오차에 영향을 받고, d-q축 전류의 미분 값이 무시할 정도로 적은 값을 가지는 경우에만 적용 가능하다는 문제점이 있다. Weizhe[5]는 반복학습 기반의 전류 오차 보상 방식을 제시하였는데, Chung[1]의 방식과 마찬가지로 기계계 파라미터 오차의 영향을 많이 받는다는 문제점이 있다. Tamura[6]는 상 전압의 직류 성분으로부터 전류 센서 옵셋 오차를 검출하여 보상하는 방식을 제시하였는데, 상 저항이 작은 값을 갖는 교류전동기의 경우 전류 센서 옵셋 오차를 상 전압으로부터 검출하는 것이 어렵기 때문에 상 저항이 작은 교류전동기 구동장치에서는 성능에 제한을 받는다는 문제점이 있다.
[1] D.-W. Chung and S.-K. Sul, "Analysis and compensation of current measurement error in vector-controlled AC motor drives," IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 34, no. 2, pp. 340-345, Mar./Apr. 1998.
[2] H.-S. Jung, S.-H. Hwang, J.-M. Kim, C.-U. Kim, and C. Choi, "Diminution of current-measurement error for vector-controlled AC motor drives," IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 42, no. 5, pp. 1249-1256, Sep./Oct. 2006.
[3] K.-R. Cho and J.-K. Seok, "Pure-integration-based flux acquisition with drift and residual error compensation at a low stator frequency," IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 45, no. 4, pp. 1276-1285, Jul./Aug. 2009.
[4] M. Kim, S.-K. Sul, and J. Lee, "Compensation of current measurement error for current-controlled 교류 전동기 drives," IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 50, no. 5, pp. 3365-3373, Sep./Oct. 2014.
[5] Q.Weizhe, S. K. Panda, and J.-X. Xu, "Torque ripple minimization in PM synchronous motors using iterative learning control," IEEE Trans. Power Electron., vol. 19, no. 2, pp. 272-279, Mar. 2004.
[6] H. Tamura, J. Itoh, and Y. Noto, “Two methods for compensating motor-current-sensor offset error by using dc-voltage component included in phase-voltage command for current-controlled 교류 전동기 drive,” in Proc. Power Electronics and Applications (EPE'15 ECCE-Europe) 2015 17th European Conf., 2015, pp. 1-10.
본 발명의 목적은 교류 전동기 구동장치에서 전류 센서의 측정 오차를 보상함에 있어서 기계계 및 전기계 파라미터의 영향을 받지 않는 전류 센서의 측정 오차 보상 방법 및 장치를 제공함에 있다. 또한, 전류 제어기의 상위 제어기(속도 및 위치 제어기)에 의한 간섭을 제거함으로써 전류 센서 측정 오차의 보상 성능을 개선할 수 있는 방법 및 장치를 제공함에 있다.
전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 교류 전동기로 인입되는 전류를 측정하는 전류 센서의 옵셋(offset)에 의한 측정 전류에 포함되는 오차 전류를 보상하기 위한 옵셋 오차 보상 장치는 상기 전류 센서로부터 오는 상기 교류 전동기로 인입되는 3 상 중 2 상의 전류를 측정한 측정 전류를 수신하고, 2 상의 전류를 바탕으로 나머지 1 상의 전류를 키르히호프 법칙에 따라 생성하는 입력부, 상기 3상 측정 전류를 α-β 좌표계의 2상(α, β상) 전류로 변환하는 abc-αβ 변환부, d-q 좌표계상의 보상된 측정 전류 및 설정된 목표 전류를 바탕으로 옵셋에 의한 오차 전류를 계산하고, 계산된 오차 전류를 상기 α-β 좌표계의 2 상 전류에서 차감하여 α-β 좌표계로 표시되는 보상된 측정 전류를 생성하는 오차 보상부, 및 상기 오차 보상부에서 생성한 α-β 좌표계로 표시되는 보상된 측정 전류를 변환하여 상기 d-q 좌표계상의 보상된 측정 전류를 생성하는 αβ-dq 변환부를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 오차 보상부는 상기 d-q 좌표계상의 보상된 측정 전류에서 상기 설정된 목표 전류를 전류 제어 대역폭과 동일한 차단 주파수를 갖는 저대역 통과 필터를 통과시킨 후 차감함으로써 상기 전류 센서의 옵셋에 의한 영향을 받는 오차 전류만을 추출하는 옵셋항 추출부, 상기 옵셋항 추출부에서 추출한 상기 오차 전류를 전기각(θe)를 파라미터로 하여 α-β 좌표계로 표시되는 오차 전류로 변환하는 dq-αβ 변환부, 및 상기 α-β 좌표계로 표시되는 오차 전류를 적분하여 최종 오차 전류를 생성하는 적분기를 포함할 수 있고, 이에 더하여 상기 dq-αβ 변환부 및 상기 적분기 사이에 저대역 통과 필터를 더 포함할 수 있다.
그리고 상기 입력부는 상기 나머지 1 상의 전류를 키르히호프 법칙에 따라 생성하지 않고, 상기 전류 센서로부터 상기 교류 전동기로 인입되는 나머지 1 상의 전류를 측정한 측정 전류를 수신할 수 있다.
전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 교류 전동기로 인입되는 전류를 측정하는 전류 센서의 스케일 오차에 의하여 측정 전류에 포함되는 오차 전류를 보상하기 위한 스케일 오차 보상 장치는 상기 교류 전동기로 인입되는 3상 전류에 대해 상기 전류 센서가 측정한 측정 전류(ias_m, ibs_m, ics_m)를 d-q 좌표계상의 측정 전류(id_m, iq_m)로 변환하는 abc-dq 변환부, 상기 d-q 좌표계상의 측정 전류(id_m, iq_m)에서 전류 제어 대역폭과 동일한 차단 주파수를 갖는 저대역 통과 필터를 통과시킨 설정된 목표 전류(i* d, i* q)를 차감하여 오차 전류를 추출하는 오차항 추출부, 상기 오차항 추출부에서 추출한 상기 오차 전류를 전기각의 2배(2θe)를 파라미터로 하여 α-β 좌표계로 표시되는 오차 전류로 변환하는 dq-αβ 변환부, 및 상기 α-β 좌표계로 표시되는 오차 전류를 적분하여 최종 오차 전류를 생성하는 적분기를 포함할 수 있고, 이에 더하여 상기 dq-αβ 변환부 및 상기 적분기 사이에 저대역 통과 필터를 더 포함할 수 있다. 그리고 상기 전류 센서가 측정한 측정 전류(ias_m, ibs_m, ics_m) 중의 하나는 직접 측정되지 아니하고 키르히호프 법칙에 따라 직접 측정된 다른 2 상의 전류로부터 획득할 수 있다.
좀 더 상세하게는, 상기 abc-dq 변환부는 상기 전류 센서가 측정한 측정 전류(ias_m, ibs_m, ics_m)를 α-β 좌표계의 2 상(α, β상) 전류로 변환하는 abc-αβ 변환부 및 상기 α-β 좌표계의 2 상(α, β상) 전류를 d-q 좌표계상의 측정 전류(id_m, iq_m)로 변환하는 αβ-dq 변환부를 포함할 수 있고, 다른 한편으로 상기 abc-dq 변환부는 전류 센서의 옵셋 오차를 보상하는 상술한 청구항 1항 내지 4항 중의 어느 하나에 따른옵셋 오차 보상 장치일 수 있다.
전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 교류 전동기로 인입되는 전류를 제어하는 전류 제어기는 상기 교류 전동기로 인입되는 전류를 측정하는 전류 센서의 옵셋에 의한 오차 전류를 포함한 측정 전류로부터 상기 오차 전류를 제거한 보정된 측정 전류를 생성하는 제1항 내지 제4항의 장치 중 하나에 따른 옵셋 오차 보상 장치, 설정된 목표 전류 및 상기 보정된 측정 전류 간의 차이에 대하여 비례 이득과 적분 이득을 곱하여 주어 제1 제어 전류값을 생성하는 비례 적분 제어부, 상기 제1 제어 전류값에서 정지 좌표계를 동기 좌표계로 변환하는 경우 발생하는 속도 기전력에 의한 d축과 q축 간의 간섭 성분을 보상하여 제2 제어 전류값을 생성하는 전향보상부, 및 상기 제2 제어 전류값에 상기 교류 전동기의 특성을 나타내는 상태 함수를 적용하여 최종 제어 전류값을 생성하는 전동기 모델부를 포함할 수 있다.
전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 교류 전동기로 인입되는 전류를 제어하는 전류 제어기는 상기 교류 전동기로 인입되는 전류를 측정하는 전류 센서의 옵셋 및 스케일 오차에 의한 오차 전류를 포함한 측정 전류로부터 상기 오차 전류를 제거한 보상된 측정 전류를 생성하는 제9항에 따른 스케일 오차 보상 장치, 설정된 목표 전류 및 상기 보상된 측정 전류 간의 차이에 대하여 비례 이득과 적분 이득을 곱하여 주어 제1 제어 전류값을 생성하는 비례 적분 제어부, 상기 제1 제어 전류값에서 정지 좌표계를 동기 좌표계로 변환하는 경우 발생하는 속도 기전력에 의한 d축과 q축 간의 간섭 성분을 보상하여 제2 제어 전류값을 생성하는 전향보상부, 및 상기 제2 제어 전류값에 상기 교류 전동기의 특성을 나타내는 상태 함수를 적용하여 최종 제어 전류값을 생성하는 전동기 모델부를 포함할 수 있다.
전술한 목적을 달성하기 위한 전류 센서의 옵셋 및/또는 스케일 오차에 의한 오차 전류를 보상하면서 교류 전동기를 구동하기 위한 교류 전동기 구동 시스템은 상기 교류 전동기를 구동하기 위한 전력을 공급하는 인버터, 상기 인버터로부터 상기 교류 전동기로 인입되는 전류를 측정하는 전류 센서, 및 상기 전류 센서의 옵셋 및/또는 스케일 오차에 의한 오차 전류를 포함하는 측정 전류를 상기 전류 센서로부터 수신하고, 상기 측정 전류에서 상기 오차 전류를 보상한 보상 측정 전류를 생성하고, 설정된 목표 전류 및 상기 보상 측정 전류를 바탕으로 상기 교류 전동기로 인입되는 전류를 공급하도록 상기 인버터를 제어하기 위한 제어 전류값을 생성하는 제10항 또는 제11항의 전류 제어기를 포함할 수 있다.
전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 교류 전동기로 인입되는 전류를 측정하는 전류 센서의 옵셋(offset)에 의하여 측정 전류에 포함되는 오차 전류를 보상하기 위한 옵셋 오차 보상 방법은 교류 전동기로 인입되는 3 상 전류를 측정하는 단계, 측정된 상기 3 상 전류를 α-β 좌표계의 2 상(α, β상) 전류로 변환하는 단계, d-q 좌표계상의 보상된 측정 전류 및 설정된 목표 전류를 바탕으로 상기 오차 전류를 계산하고, 계산된 상기 오차 전류를 상기 α-β 좌표계의 2상 전류에서 차감하여 α-β 좌표계로 표시되는 보상된 측정 전류를 생성하는 오차 보상 단계, 및 상기 오차 보상 단계에서 생성한 상기 α-β 좌표계로 표시되는 보상된 측정 전류를 상기 d-q 좌표계로 표시되는 보상된 측정 전류로 변환하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 오차 보상 단계는 상기 d-q 좌표계상의 보상된 측정 전류에서 전류 제어 대역폭과 동일한 차단 주파수를 갖는 저대역 통과 필터를 통과시킨 상기 목표 전류를 차감함으로써 상기 전류 센서의 옵셋에 의한 영향을 받는 d-q 좌표계상의 오차 전류를 추출하는 단계, 상기 d-q 좌표계상의 오차 전류를 α-β 좌표상의 오차 전류로 변환하는 단계, 및 상기 α-β 좌표계상의 오차 전류를 적분하여 상기 오차 전류를 생성하는 단계를 포함할 수 있고, 이에 더하여 상기 α-β 좌표상의 오차 전류를 저대역 통과 필터에 통과시키는 단계를 더 포함할 수 있다.
그리고 상기 교류 전동기로 인입되는 전류를 측정하는 단계는 상기 교류 전동기로 인입되는 3 상 중 2 상의 전류를 측정하고, 나머지 1 상의 전류는 측정한 2 상의 전류를 바탕으로 키르히호프 법칙에 따라 생성하는 단계를 포함할 수 있다.
전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 교류 전동기로 인입되는 3상 전류를 측정하는 전류 센서에 의한 측정 전류에 포함되는 스케일 오차 전류를 보상하기 위한 스케일 오차 보상 방법은 교류 전동기로 인입되는 3상 전류를 측정하는 단계, 상기 3상 전류를 측정하는 단계에서 측정된 측정 전류(ias_m, ibs_m, ics_m)를 d-q 좌표계상의 측정 전류(id_m, iq_m)로 변환하는 단계, d-q 좌표계상의 측정 전류(id_m, iq_m)에서 전류 제어 대역폭과 동일한 차단 주파수를 갖는 저대역 통과 필터를 통과시킨 설정된 목표 전류(i* d, i* q)를 차감하여 오차 전류를 추출하는 오차 추출 단계, 상기 오차 전류를 전기각의 2배(2θe)를 파라미터로 하여 α-β 좌표계로 표시되는 오차 전류로 변환하는 단계 및 상기 α-β 좌표계로 표시되는 오차 전류를 적분하여 최종 오차 전류를 생성하는 단계를 포함할 수 있고, 이에 더하여 상기 α-β 좌표상의 오차 전류를 저대역 통과 필터에 통과시키는 단계를 더 포함할 수 있다.
그리고 상기 교류 전동기로 인입되는 3 상 전류를 측정하는 단계는 상기 교류 전동기로 인입되는 3 상 중 2 상의 전류를 측정하고, 나머지 1 상의 전류는 측정한 2 상의 전류를 바탕으로 키르히호프 법칙에 따라 생성하는 단계를 포함할 수 있다.
또한, 상기 측정된 측정 전류(ias_m, ibs_m, ics_m)를 d-q 좌표계상의 측정 전류(id_m, iq_m)로 변환하는 단계는 상기 측정된 측정 전류(ias_m, ibs_m, ics_m)를 α-β 좌표계의 2 상(α, β상) 전류로 변환하는 단계 및 상기 α-β 좌표계의 2 상(α, β상) 전류를 d-q 좌표계상의 측정 전류(id_m, iq_m)로 변환하는 단계를 포함할 수 있다.
전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 교류 전동기로 인입되는 3상 전류를 측정하는 전류 센서에 의한 측정 전류에 포함되는 오차 전류를 보상하기 위한 전류 센서 오차 보상 방법은 교류 전동기로 인입되는 3 상 전류를 측정하는 단계, 상술한 옵셋 오차 보상 방법중의 하나에 따라 옵셋 오차를 보상하는 단계, 상술한 스케일 오차 보상 방법 중의 하나에 따라 스케일 오차를 보상하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명에 의하면, 전류 센서에서 발생하는 옵셋 오차 및/또는 스케일 오차를 정확히 측정 및 계산할 수 있는 효과가 있다.
또한, 전류 센서의 옵셋 오차 및/또는 스케일 오차를 정확히 계산하여 보상하여 줌으로써 교류 전동기에서 발생하는 맥동을 최소화할 수 있는 효과가 있다.
도 1은 일반적인 교류 전동기 구동 시스템을 도시한 도면이다.
도 2는 일반적인 동기좌표계(d-q 좌표계) 기반 제어기(300)의 구성을 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전류 센서 옵셋 오차 보상 장치의 구성을 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 오차 보정부(530)의 구성을 도시한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 스케일 오차 보상 장치의 블록도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 스케일 오차 보상 장치(600) 및 옵셋 오차 보상 장치(700)가 추가된 동기좌표계(d-q 좌표계) 기반 제어기의 구성을 도시한 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전류 센서의 옵셋에 의한 측정 오차를 보상하기 위한 옵셋 오차 보상 방법을 도시한 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시 예에 따른 옵셋에 의한 오차 전류량을 계산하는 방법을 도시한 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전류 센서의 스케일 오차에 의한 측정 오차 보상 방법을 도시한 도면이다.
본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 동일 또는 유사한 구성요소에 대해서는 동일한 참조 부호를 붙이도록 한다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
어느 부분이 다른 부분의 "위에" 있다고 언급하는 경우, 이는 바로 다른 부분의 위에 있을 수 있거나 그 사이에 다른 부분이 수반될 수 있다. 대조적으로 어느 부분이 다른 부분의 "바로 위에" 있다고 언급하는 경우, 그 사이에 다른 부분이 수반되지 않는다.
제1, 제2 및 제3 등의 용어들은 다양한 부분, 성분, 영역, 층 및/또는 섹션들을 설명하기 위해 사용되나 이들에 한정되지 않는다. 이들 용어들은 어느 부분, 성분, 영역, 층 또는 섹션을 다른 부분, 성분, 영역, 층 또는 섹션과 구별하기 위해서만 사용된다. 따라서, 이하에서 서술하는 제1부분, 성분, 영역, 층 또는 섹션은 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 범위 내에서 제2부분, 성분, 영역, 층 또는 섹션으로 언급될 수 있다.
여기서 사용되는 전문 용어는 단지 특정 실시 예를 언급하기 위한 것이며, 본 발명을 한정하는 것을 의도하지 않는다. 여기서 사용되는 단수 형태들은 문구들이 이와 명백히 반대의 의미를 나타내지 않는 한 복수 형태들도 포함한다. 명세서에서 사용되는 "포함하는"의 의미는 특정 특성, 영역, 정수, 단계, 동작, 요소 및/또는 성분을 구체화하며, 다른 특성, 영역, 정수, 단계, 동작, 요소 및/또는 성분의 존재나 부가를 제외시키는 것은 아니다.
"아래", "위" 등의 상대적인 공간을 나타내는 용어는 도면에서 도시된 한 부분의 다른 부분에 대한 관계를 보다 쉽게 설명하기 위해 사용될 수 있다. 이러한 용어들은 도면에서 의도한 의미와 함께 사용 중인 장치의 다른 의미나 동작을 포함하도록 의도된다. 예를 들면, 도면 중의 장치를 뒤집으면, 다른 부분들의 "아래"에 있는 것으로 설명된 어느 부분들은 다른 부분들의 "위"에 있는 것으로 설명된다. 따라서 "아래"라는 예시적인 용어는 위와 아래 방향을 전부 포함한다. 장치는 90˚ 회전 또는 다른 각도로 회전할 수 있고, 상대적인 공간을 나타내는 용어도 이에 따라서 해석된다.
다르게 정의하지는 않았지만, 여기에 사용되는 기술용어 및 과학용어를 포함하는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 일반적으로 이해하는 의미와 동일한 의미를 가진다. 보통 사용되는 사전에 정의된 용어들은 관련 기술문헌과 현재 개시된 내용에 부합하는 의미를 가지는 것으로 추가 해석되고, 정의되지 않는 한 이상적이거나 매우 공식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다.
도 1은 일반적인 교류 전동기 구동 시스템을 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, 일반적인 교류 전동기 구동 시스템은 교류 전동기(100), 교류 전동기(100)에 전력을 공급하는 인버터(200), 인버터(200) 제어 전류의 크기를 결정하고 공급하는 제어기(300), 3상 측정 전류를 d-q축 전류로 변환하는 abc-dq 변환기(400) 및 교류 전동기(100)로 공급되는 3상 전류를 측정하는 전류 센서(500)를 포함한다. 여기서 교류 전동기(100)는 PMSM(Permanent Magnet Synchronous Motor)일 수 있다.
여기서, 제어기(300)는 교류 전동기(100)로 인입되는 전류와 목표 전류가 동일하게 되도록 인버터(200)의 제어 전류의 크기를 결정할 수 있다. 즉, 제어기(300)는 교류 전동기(100)로 공급되는 전류, 즉 인버터(200)에서 출력되는 3상 전류를 측정하여 d-q축 전류(id_m,iq_m)로 변환한 것과 d-q축 목표 전류(i* d, i* q)를 비교하여 그 차이를 바탕으로 인버터(200)에 공급하는 제어 전류의 크기를 결정하여 줌으로써 교류 전동기(100)로 인입되는 전류가 목표 전류가 동일하게 되도록 제어할 수 있다. 즉, 제어기(300)는 id_m=i* d, iq_m = i* q이 되면 인버터(200)로 공급하는 제어 전류를 일정하게 유지함으로써 목표 전류와 동일하게 인버터(200)에서 전류가 출력되도록 할 수 있다.
교류 전동기(100)의 출력 토크는 인버터(200)의 출력 전류에 비례하기 때문에 제어기(300)는 인버터(200)의 출력 전류를 제어하여 교류 전동기(100)의 출력 토크를 제어할 수 있다. 그런데 인버터(200)의 출력 전류를 제어하기 위하여서는 인버터(200)의 출력 전류, 즉 교류 전동기(100)로 인입되는 상 전류를 실시간으로 측정하여 제어기(300)로 피드백(feedback)하는 것이 필수적으로 요구된다. 그리고 대부분의 구동 시스템의 경우 시스템을 간단히 하기 위하여 3 상의 출력 전류를 모두 측정하지 않고 실제로 2개의 상에 대해서만 측정한 후에 나머지 1 상의 전류를 키르히호프의 전류법칙에 따라 계산하여 사용한다. 여기서 교류 전동기(100)로 인입되는 각 상의 전류는 전류 센서(500)에 의하여 측정된다.
그리고 전류 센서(500)에서 측정한 전류에 측정오차를 포함하는 경우에는 측정오차에 의하여 교류 전동기(100)의 3 상으로 인입되는 전류가 평형하지 않다고 제어기(300)가 인식하고 이를 해결하기 위한 방향으로 인버터(200)의 출력 전류를 제어하게 되어 전동기의 출력 토크에 맥동이 발생하게 된다. 그리고 이러한 측정오차의 주요한 부분은 전류 센서의 직류 옵셋 성분과 스케일 오차 성분에 기인할 수 있다. 그래서 교류 전동기(100) 출력 토크의 맥동을 억제하기 위해서는 측정한 전류에 포함되어 있는 직류 옵셋 성분 및 스케일 오차 성분을 정확히 계산하고 보상해 주어야 한다.
도 1의 전류 센서에서 측정된 전류에 스케일 오차와 옵셋 오차가 포함되어 있다고 가정하면 전류 선세에서 출력하는 측정된 상 전류는 다음 수식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2018010373-appb-M000001
이 식에서 ias_m, ibs_m 및 ics_m은 교류 전동기(100)로 인입되는 3 상(a, b, 및 c상)의 측정된 전류를 의미하고, ias와 ibs는 a 상과 b 상에 흐르는 실제 전류이고, kas와 kbs는 측정 스케일(scale), △ias_off와△ibs_off는 a 상과 b 상에서의 전류 측정 옵셋 오차, △ias, △ibs 및 △ics는 a, b, 및 c 상의 측정 오차이다. 즉, 실제 교류 전동기(100)로 인입되는 전류는 ias, ibs 및 ics이지만 전류 센서(310, 320)에서 측정하여 제어기(300)로 피드백되는 전류는 ias_m, ibs_m 및 ics_m이 된다.
수식 1에서 전류 오차에 대하여만 따로 표현하면 다음 수식 2와 같이 전류 옵셋 오차와 전류 스케일에 의한 오차로 정리할 수 있다.
Figure PCTKR2018010373-appb-M000002
수식 2를 직류로 표현되는 동기 좌표계인 d-q 좌표계로 변환하면 다음 수식 3과 같이 표시될 수 있다.
Figure PCTKR2018010373-appb-M000003
수식 3에서 id_m,iq_m은 d-q 축에서의 측정 전류이고, id와 iq는 d-q 축에서의 실제 전류, △id와 △iq는 d-q 축에서의 전류 센서의 측정 오차이다. 여기서, △id와 △iq는 다음 수식 4와 같이 주어질 수 있다.
Figure PCTKR2018010373-appb-M000004
여기서,
Figure PCTKR2018010373-appb-I000001
,
Figure PCTKR2018010373-appb-I000002
,
Figure PCTKR2018010373-appb-I000003
, θe는 교류 전동기(100)의 회전자에 대한 전기각을 의미한다.
도 2는 일반적인 동기좌표계(d-q 좌표계) 기반 제어기(300)의 구성을 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면 동기좌표계 기반 제어기(300)는 d축 및 q축에 대한 비례 적분 제어부(311, 313), 전동기 모델부(321, 323), 속도 기전력 모델부(331, 333), 및 전향보상부(341, 343)을 포함할 수 있다.
일반적으로 교류 전동기(100)의 고정자 권선은 저항(Rs)과 인덕턴스(Ls) 성분을 가져 1/(LsS+Rs)로 모델링될 수 있다. 기전력 모델부(331, 333)는 정지 좌표계를 동기 좌표계로 변환하는 경우 축이 회전함에 의해 발생하는 속도 기전력 성분을 모델링한 것으로 수학적 분석을 위하여 표시되었을 뿐 실제 동기좌표계 기반 제어기(300)에는 포함되지 않는다. 이러한 속도 기전력은 d 축과 q 축 간에 서로 영향을 미치는 상호 간섭 성분으로 d축에 대하여 -ωeLsiq, q축에 대하여 -ωe(Lsid + λPM)의 값을 가질 수 있다. 제어기(300)가 우수한 전류 제어 특성을 얻기 위해서는 상술한 속도 기전력에 의한 간섭 성분을 전향 보상해주어야 하는데 전향보상부(341, 343)는 상술한 속도 기전력을 전향 보상하기 위하여 사용될 수 있다. 여기서 실제 발생하는 속도 기전력은 d-q 축의 실제 전류 id와 iq에 비례하여 생성되지만 제어기(300)에서의 전향 보상부(341, 343)는 실제 전류가 아닌 전류 센서(310, 320)에서 측정한 전류, 즉, 옵셋 오차가 포함된 전류를 바탕으로 전향 보상하기 때문에 옵셋 오차에 의한 에러가 발생할 수 있다.
d-q 축에 대한 비례 적분 제어부(311, 313)는 교류 전동기(100)로 인입되는 전류(id와 iq)가 설정된 목표 전류(i* d, i* q)와 동일하게 되도록 d-q축 각각에 대하여 양자 간의 차이에 대하여 비례 이득(kpd, kpq)과 적분 이득(kid, kiq)을 곱하게 된다. 그리고 비례 적분 제어부(311, 313)의 비례 이득(kpd, kpq)은 kpd = kpq = Lsωcc로 설정될 수 있고, 적분 이득(kid, kiq)은 kid = kiq = Rsωcc로 설정될 수 있다. 여기서, Ls, Rs는 각각 교류 전동기(100)의 인덕턴스 성분과 저항 성분이고, ωcc는 요구되는 제어기(400)의 대역폭이다.
도 2의 d축과 q축 제어기에 상술한 비례 이득과 적분 이득을 적용하면 d-q축 측정 전류는 다음 수식 5와 같이 정리할 수 있다.
Figure PCTKR2018010373-appb-M000005
여기서, 각 d-q축의 측정 전류(id_m, iq_m)는 목표 전류(i* d, i* q)에 의한 것과 전류 센서 측정 오차에 의한 값을 포함하고 있다.
수식 5로부터 전류 센서 측정 오차에 의한 성분(△idm, △iqm)은 측정한 d-q축 전류에서 저역통과 필터를 통과한 전류 목표값의 차로 간단히 정리할 수 있으며, 다음 수식 6으로 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2018010373-appb-M000006
수식 6을 참조하면, 측정 센서에 의한 측정 오차에 전류 목표값이 포함되어 있지 않음을 알 수 있으며, 이에 의해 전류 목표값을 결정하는 외각 제어기로부터의 영향을 줄일 수 있음을 알 수 있다.
만약 전류 센서(500)에서의 전류측정 오차에 스케일 오차는 없고, 즉 kas 및 kbs의 값이 1이어서 수식 4에서 스케일 오차 관련 항은 다 0이 되고 옵셋 오차만 존재하게 되는 경우 상술한 수식 6의 고역통과필터 부분은 수식 4를 이용하여 다음 수식 7의 관계식을 도출할 수 있다.
Figure PCTKR2018010373-appb-M000007
여기서,
Figure PCTKR2018010373-appb-I000004
,
Figure PCTKR2018010373-appb-I000005
이다.
또한, 2차 대역통과 필터 부분도 수식 4를 이용하여 다음 수식 8의 관계식을 도출할 수 있다.
Figure PCTKR2018010373-appb-M000008
여기서,
Figure PCTKR2018010373-appb-I000006
,
Figure PCTKR2018010373-appb-I000007
이다.
수식 6 내지 수식 8을 이용하여 수식 6을 α-β 좌표계상의 측정 전류의 옵셋 오차로 표현하면 다음 수식 9와 같다.
Figure PCTKR2018010373-appb-M000009
그런데 정상 상태에서는 수식 9에 의해 표현된 옵셋 값들은 직류 성분으로 볼 수 있다. 따라서 전류 센서의 옵셋 오차에 의해 α-β 좌표계에서의 측정 전류에는 직류 성분이 나타나며, 이 직류 성분들을 검출하여 그 값이 0이 되도록 별도의 보상 입력들을 만들어 줌으로써 전류 센서 옵셋 오차를 보정할 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전류 센서 옵셋 오차 보상 장치의 구성을 도시한 도면이다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 전류 센서 옵셋 오차 보상 장치(700)는 입력부(510), abc-αβ변환부(520), 오차 보정부(530), 및 αβ-dq변환부(540)를 포함할 수 있다.
입력부(510)는 전류 센서(310, 320)에서 측정한 교류 전동기(100)로 인입되는 3 상 중 2 상의 전류를 측정한 결과(ias_m, ibs_m)를 받고, 키르히호프 법칙을 적용하여 3 상에서의 각 상(a, b, c)의 전류를 도출한다.
abc-αβ변환부(520)는 입력부(510)에서 들어오는 3상의 전류(a, b, c)를 α-β 좌표계로 변환한다. abc-αβ변환부(520)에 의한 변환에 의하여 3 상의 신호가 2 상의 신호로 표시되므로 신호의 분석 및 처리가 좀 더 용이할 수 있다. a, b, c 3상에서 α, β 2 상으로의 변환은 다음 수식 10에 따라 행해질 수 있다.
Figure PCTKR2018010373-appb-M000010
오차 보정부(530)는 상술한 분석을 통해 획득한 방법을 바탕으로 옵셋 오차에 의한 전류량을 계산하고, abc-αβ변환부(520)에서 변환하여 얻은 α-β 좌표계의 전류(ia_m, ip_m)에 옵셋 오차를 보정하기 위한 전류(△iα, △iβ)를 차감한다. 그러면, 측정 전류로부터 옵셋 오차 성분이 제거되고 교류 전동기(100)로 인입되는 실제 전류를 복구하게 된다.
이렇게 α-β 좌표계에서 얻은 실제 전류를 αβ-dq변환부(540)에서 동기 좌표계인 d-q 좌표계의 전류값으로 변환하여 일반적으로 도 2에서 도시된 것과 같은 동기좌표계 기반 전류 제어기의 제어에 사용함으로써 옵셋 오차에 대한 보정을 수행할 수 있다. αβ-dq 변환은 다음 수식 11에 따라 수행될 수 있다. 여기서 θe는 교류 전동기(100)의 회전자에 대한 전기각을 의미한다
Figure PCTKR2018010373-appb-M000011
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 오차 보정부(530)의 구성을 도시한 도면이다.
도 4를 참조하면, 오차 보정부(530)는 옵셋항 추출부(531), dq-αβ변환부(532), 적분기(534), 및 추가적으로 저대역 필터(533)를 포함할 수 있다.
상술한 수식 5 및 수식 6을 참조하면, d-q 좌표계로 표시된 전류 센서에서 측정한 측정 전류에서 저대역통과 필터를 통과한 목표 전류(i* d, i* q)를 차감하면 전류 센서의 옵셋의 영향을 받은 d-q 좌표계상의 전류만 남게 된다. 즉 본 발명에서는 목표 전류를 그대로 사용하는 것이 아니라 목표 전류를 제어기의 대역폭과 동일한 대역폭을 갖는 저대역 통과 필터를 통과한 목표 전류를 차감함으로써 일반적으로 전류 제어기의 앞에 위치할 수 있는 속도 제어기(또는 위치 제어기)의 영향을 받지 않으면서 전류 옵셋 오차 성분만을 정확히 검출할 수 있는 특징이 있다.
그리고 dq-αβ변환부(532)에서 d-q 좌표계로 표시된 전류를 α-β 좌표계로 표시된 전류로 변환하여 상술한 수식 9를 얻을 수 있다. 수식 9는 정상 상태의 경우에 직류 성분으로 나타날 수 있다. 이렇게 직류 성분으로 나타내는 옵셋에 의한 전류를 적분기(534)에서 적분함으로써 옵셋에 의해 추가된 전류 성분을 추출할 수 있다. 이상적인 경우 iαm_offset, iβm_offset에는 직류 성분의 신호들만 포함되어 있으나 실질적으로는 전류 센서의 스케일 오차, 인버터에서의 데드타임(dead time)에 의한 효과 등에 의한 고조파들이 포함될 수 있다. 이러한 고조파들을 제거하기 위하여 오차 보정부(530)는 저대역 필터(533)를 추가할 수 있다. 이 저대역 필터(533)에 의하여 직류 성분 이외의 옵셋 이외의 성분에 의해서 발생하는 교류 성분은 제거할 수 있다.
본 발명에서 제시하는 상술한 옵셋 오차를 보정하는 방식은 전기계 및 기계계 파라미터를 사용하지 않기 때문에 쉽게 적용할 수 있으며, 저속에서 고속에 이르기까지 모든 운전 영역에서 전류 센서의 옵셋 오차를 보정할 수 있는 장점이 있다.
그리고 전류 센서 3개를 이용하여 각각 a, b, 및 c상의 전류를 측정한 경우, 각 전류 센서의 옵셋이 동일하다면 수식적으로는 토크 맥동이 나타나지 않는다. 인버터(200)의 데드타임 보상 동작은 상 전류의 부호를 이용한다. 따라서 전류 센서 3개를 사용하는 경우 옵셋이 동일하다면 옵셋 오차에 의한 토크 맥동은 발생하지 않으나, 데드 타임 보상의 오동작으로 인해 6차 고조파의 토크 맥동이 발생하게 된다. 그러므로 상술한 본원 발명에서 제시하는 옵셋 오차 보장 방식은 전류 센서의 옵셋 오차뿐만 아니라 인버터(200)의 데드타임도 보상의 성능 또한 향상시킬 수 있다는 장점이 있다.
이하 전류 스케일 오차의 보상 발명에 대하여 설명한다.
만약 전류 측정 시 a 상과 b 상간의 스케일 오차가 있다면, 즉 kas 및 kbs의 값이 서로 다르고, 반면에 전류 센서에서 옵셋 오차가 없다고 가정하면 수식 6의 고역통과필터 부분은 수식 4를 이용하여 다음 수식 12의 관계식을 도출할 수 있다.
Figure PCTKR2018010373-appb-M000012
여기서,
Figure PCTKR2018010373-appb-I000008
,
Figure PCTKR2018010373-appb-I000009
이다.
그리고 2차 대역통과 필터 부분은 수식 4를 이용하여 다음 수식 13의 관계식을 도출할 수 있다.
Figure PCTKR2018010373-appb-M000013
여기서,
Figure PCTKR2018010373-appb-I000010
,
Figure PCTKR2018010373-appb-I000011
이다.
수식 6, 수식 12, 및 수식 13을 이용하여 수식 6을 α-β 좌표계상의 측정 전류의 스케일 오차로 표현하면 다음 수식 14와 같다.
Figure PCTKR2018010373-appb-M000014
수식 14에서 △iαm_scale나 △iβm_scale은 스케일 오차에 의한 성분을 나타내므로 둘 중의 하나가 0으로 감소하는 방향으로 보상기를 제어하면 △iαm_scale나 △iβm_scale 둘 다 0으로 감소하게 되어 스케일 오차를 줄일 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 스케일 오차 보상 장치의 블록도이다.
도 5를 참조하면, 스케일 오차 보상 장치는 오차항 추출부(610), dq-αβ변환부(620), 적분기(630), 및 추가적으로 저대역 필터(640)를 포함할 수 있다.
상술한 수식 5 및 수식 6을 참조하면, d-q 좌표계로 표시된 전류 센서에서 측정한 측정 전류(id_m, iq_m)에서 저대역통과 필터를 통과한 목표 전류(i* d, i* q)를 차감하면 전류 센서의 스케일 오차 및 옵셋 오차의 영향을 받은 d-q 좌표계상의 전류만 남게 된다. 즉 본 발명에서는 목표 전류를 그대로 사용하는 것이 아니라 목표 전류를 제어기의 대역폭과 동일한 대역폭을 갖는 저대역 통과 필터를 통과한 목표 전류를 차감함으로써 일반적으로 전류 제어기의 앞에 위치할 수 있는 속도 제어기(또는 위치 제어기)의 영향을 받지 않으면서 스케일 오차 및 전류 옵셋 오차 성분만을 정확히 검출할 수 있는 특징이 있다. 스케일 오차 보상 장치에서 사용하는 d-q 좌표계로 표시된 전류 센서에서 측정한 측정 전류(id_m, iq_m)를 얻기 위해서는 (a, b, c) 3상의 전류를 d-q 좌표계 전류로 변환하여야 한다. 이러한 변환은 옵셋 오차 보상 장치에 포함된 abc-αβ 변환부(520) 및 αβ-dq 변환부(540)를 이용할 수 있다.
그리고 dq-αβ변환부(620)에서 d-q 좌표계로 표시된 전류를 α-β 좌표계로 표시된 전류로 변환하여 상술한 수식 14를 얻을 수 있다. 이때 dq-αβ변환부(620)로 입력되는 오차에는 실질적으로는 스케일 오차 및 전류 옵셋 오차가 모두 포함되어 있지만 스케일 오차는 고차(2θe)에서 발생하고, 전류 옵셋 오차는 저차(θe)에서 발생하기 때문에 서로 간에 영향을 거의 미치지 아니하며 수식 14처럼 전류 옵셋 오차를 0으로 보고 하더라도 결과적으로 거의 차이가 없게 된다. 수식 14는 정상 상태의 경우에 직류 성분으로 나타날 수 있다. 이때, dq-αβ변환부(620)는 iαm_scale, iβm_scale의 값이 출력될 수 있으나 2개 중 어느 하나를 사용하더라도 관계가 없다. 이렇게 직류 성분으로 나타내는 스케일 오차에 의한 전류를 적분기(630)에서 적분함으로써 스케일 오차 성분을 추출할 수 있다. 이상적인 경우 iβm_scale에는 직류 성분의 신호들만 포함되어 있으나 실질적인 경우에는 인버터에서의 데드타임(dead time)에 의한 효과 등에 의한 고조파들이 포함될 수 있다. 이러한 고조파들을 제거하기 위하여 스케일 오차 보상 장치는 저대역 필터(640)를 추가할 수 있다. 이 저대역 필터(640)에 의하여 직류 성분 이외의 기타 성분에 의해서 발생하는 교류 성분은 제거할 수 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 스케일 오차 보상 장치(600) 및 옵셋 오차 보상 장치(700)가 추가된 동기좌표계(d-q 좌표계) 기반 제어기의 구성을 도시한 도면이다.
도 6을 참조하면, 동기 좌표계 기반 제어기는 도 3에서 제시된 옵셋 오차 보상 장치(700)와 도 5에서 제시된 스케일 오차 보상 장치(600)가 기존의 동기 좌표계 기반 제어기 전단에 추가될 수 있다. 이때 스케일 오차 보상 장치(600)는 목표 전류(i* d, i* q), 옵셋 오차 보상된 측정 전류값(id_m, iq_m)을 바탕으로 스케일 오차에 의한 전류 성분을 추출하여 보상하여 주고, 옵셋 오차 보상 장치(700)는 목표 전류(i* d, i* q), 스케일 오차에 의하여 보상된 전류 값(ias_m, ibs_m) 및 옵셋 오차 보상된 측정 전류값(id_m, iq_m)을 바탕으로 옵셋 오차에 의한 전류 성분을 추출하여 보상하여 주어 교류 전동기(100)로 인입되는 실제 전류값(id_m, iq_m)을 찾고, 이 값을 제어기(300)로 전달한다. 즉 최종적으로 스케일 오차 및 옵셋 오차가 보상된 측정 전류값이 곧 교류 전동기(100)로 인입되는 실제 전류값일 수 있다.
동기좌표계 기반 제어기(300)는 도 2에 도시된 바처럼 옵셋 오차 및 스케일 오차를 포함하고 있는 전류 대신에 스케일 오차 보상 장치(600) 및 옵셋 오차 보상 장치(700)에 의해 보상된 실제 전류값(id_m, iq_m)과 목표 전류(i* d, i* q)를 비교하여 교류 전동기에 공급되는 전류 값을 제어함으로써 스케일 오차 및 옵셋 오차에 의한 맥동을 최소화할 수 있다.
도 6의 도면에서 스케일 오차 보상 장치(600) 및 옵셋 오차 보상 장치(700)는 환경에 따라 둘 중의 하나만 존재할 수도 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전류 센서의 옵셋에 의한 측정 오차를 보상하기 위한 옵셋 오차 보상 방법을 도시한 도면이다.
도 7을 참조하면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 옵셋 오차 보상 방법은 먼저 교류 전동기(100)로 인입되는 전류를 측정(S710)한다. 이 측정 전류에는 교류 전동기(100)로 인입되는 실제 전류뿐 아니라 전류 센서의 옵셋에 의해 발생하는 측정 오차 성분이 포함되어 있다. 물론 스케일 오차에 의한 성분도 포함되어 있을 수 있으나 측정 오차 보상에서는 거의 영향을 미치지 않는다.
그리고 데이터 처리 및 계산의 용이성을 위하여 측정된 3 상 전류를 2 상 전류로 변환(S720)한다. 측정된 3 상 전류는 a, b, c 상으로 나타나지며, 실제 3 상 모두를 측정할 수도 있지만, 2개의 상만을 측정하고 나머지 1개의 상은 키르히호프 법칙을 사용하여 계산으로 구할 수 있다. 그리고 이때의 3 상 전류는 스케일 오차가 미리 보상된 전류일 수 있다. 그리고 변환된 2상 전류는 α-β 좌표계로 표시된다. 3 상의 표시를 2 상으로 표시함으로써 전류의 분석 및 처리가 좀 더 용이할 수 있다. 그리고 2 상으로 나타나는 전류에서 옵셋 오차에 의한 전류를 차감함으로써 오차 보상된 측정 전류, 즉 실제 교류 전동기(100)로 인입되는 전류만을 추출하는 오차 보상(S730)이 수행될 수 있다. 오차 보상은 d-q 좌표계상의 보상된 측정 전류 및 설정된 목표 전류를 바탕으로 오차 전류를 계산하고, 계산된 오차 전류를 α-β 좌표계의 2상 전류에서 차감하여 α-β 좌표계로 표시되는 보상된 측정 전류를 생성함으로써 이루어질 수 있다. 이때, 오차 전류는 처음에는 0 또는 특정한 값에 있을 수 있다. 그에 따라 최초의 d-q 좌표계상의 보상된 측정 전류는 α-β 좌표계로 표시되는 측정 전류를 d-q 좌표계의 전류로 보상한 것이다. 하지만, 옵셋 오차 보정을 몇 번 수행하면, 최종적으로 전류 센서의 옵셋 오차에 의하여 발생하는 오차 전류에 해당하는 오차 전류가 획득될 수 있다. 즉, 첫 시작시에 옵셋에 의한 오차 전류가 0일 수 있지만 후행하는 단계에 의하여 실제 옵셋 오차에 의한 오차 전류로 수렴할 수 있다.
다음으로, α-β 좌표계로 표시되는 오차 보상된 2 상 전류를 d-q 좌표계 전류로 변환(S740)한다. 교류 전동기(100)를 구동하기 위하여 인입되는 전류는 교류이므로, a, b, c의 3 상 전류나, α-β 좌표계로 표시된 2 상 전류 모두 교류 형태로 크기와 위상이 시간에 따라 변하게 된다. 하지만, d-q 좌표계로 변환하면 교류 전류는 일정한 직류값으로 변환하게 된다. 이처럼 일정한 직류값을 사용하면 제어기에서의 제어가 쉬울 수 있다. 즉, 목표 전류값도 직류이고, 측정된 전류값도 직류이기 때문에 양자 간의 비교가 쉽게 된다. 그러므로 d-q 좌표계의 전류값을 제어에 사용하는 동기좌표계 기반 전류 제어기가 많이 사용되고 있다.
상술한 바와 같이 옵셋 오차 보정 방법은 최종적으로 옵셋에 의한 오차가 보상된 d-q 좌표계로 표시되는 측정 전류를 생성할 수 있고, 이를 이용하여 제어기가 교류 전동기(100)로 인입되는 전류를 제어할 수 있을 것이다.
보상된 측정 전류와 목표 전류의 차이는 옵셋에 의한 오차 성분으로 볼 수 있으며, 기존에 저장되어 있던 옵셋에 의한 오차 전류량에 이번에 추가된 옵셋 오차 성분을 적분하여(더하여) 새로운 옵셋에 의한 오차 전류량을 생성한다. 이렇게 생성된 새로운 옵셋에 의한 오차 전류량은 단계(S720)에서 다시 측정한 전류를 보상하는데 사용된다. 이때 옵셋에 의한 오차 전류량이 정확하게 계산되면 단계(S720)에서 생성되는 보상된 전류는 목표 전류와 동일하게 되기 때문에 그 차가 0이 되고 옵셋에 의한 오차 전류량은 기존의 오차 전류량을 그대로 가지고 있게 되어, 동일한 옵셋 오차에 의한 전류를 계속하여 보상할 수 있게 된다.
상술한 바와 같이 옵셋 오차 보정 방법을 몇 번 수행하게 되면서 옵셋에 의한 오차 전류량은 정확한 값으로 수렴할 수 있고, 기존의 제어기에 비하여 훨씬 빠른 시간 내에 옵셋에 의한 오차 전류값을 구할 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시 예에 따른 옵셋에 의한 오차 전류량을 계산하는 방법을 도시한 도면이다.
도 8을 참조하면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 옵셋에 의한 오차 전류량을 계산하기 위하여 먼저 측정 전류로부터 저대역통과 필터를 통과한 목표 전류를 차감함으로써 수식 6의 옵셋에 의한 오차 전류를 추출(S810)할 수 있다. 이때 목표 전류를 저대역 통과 필터를 통과시키는 이유는 상술한 수식 4에 도시된 것처럼 측정 전류에는 목표 전류 성분을 포함하고 있고, 만약 저대역 통과 필터를 통과시키지 않는다면, 전류 제어기의 앞에 위치할 수 있는 속도 제어기(또는 위치 제어기)의 영향을 받게 되어 전류 옵셋 오차 성분만을 정확히 검출할 수 없게 되는 문제점이 있기 때문이다. 그러므로 목표 전류를 저대역 통과 필터에 통과시킴으로써 속도 제어기의 영향을 없앨 수 있다.
다음으로, d-q 좌표계로 표시되는 오차 전류를 α-β 좌표계로 표시되도록 변환(S820)한다. 이와 같은 변환에 의해 나온 결과는 상술한 수식 9에 도시된 것처럼 정상 상태에서 일정한 값으로 표시될 수 있다. 그리고 추출한 오차 전류를 시간에 대하여 계속 적분하면 최종적으로 옵셋에 의한 오차 전류를 추출(S830)할 수 있다.
도 9는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전류 센서의 스케일 오차에 의한 측정 오차 보상 방법을 도시한 도면이다.
도 9를 참조하면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 스케일 오차에 의한 측정 오차 보정 방법은 먼저 교류 전동기(100)로 인입되는 전류를 측정(S910)한다. 이 측정 전류에는 교류 전동기(100)로 인입되는 실제 전류뿐 아니라 전류 센서의 스케일 오차에 의해 발생하는 측정 오차 성분이 포함되어 있다.
그리고 측정된 3 상 전류를 d-q 좌표계 전류로 변환(S920)한다. d-q 좌표계 전류로 변환하기 위하여 abc-αβ 변환 이후, αβ-dq 변환을 수행하여 d-q 좌표계 전류로 변환할 수도 있다. 측정된 3 상 전류는 a, b, c 상으로 나타나지며, 실제 3 상 모두를 측정할 수도 있지만, 2개의 상만을 측정하고 나머지 1개의 상은 키르히호프 법칙을 사용하여 계산으로 구할 수 있다. 그리고 abc-αβ 변환에 의한 α-β 좌표계에서 옵셋에 의한 오차를 보상하여 옵셋 오차에 의한 전류 성분은 포함하지 않는 d-q 좌표계 전류를 획득할 수 있다. 교류 전동기(100)를 구동하기 위하여 인입되는 전류는 교류이므로, a, b, c의 3 상 전류나, α-β 좌표계로 표시된 2 상 전류 모두 교류 형태로 크기와 위상이 시간에 따라 변하게 된다. 하지만, d-q 좌표계로 변환하면 교류 전류는 일정한 직류값으로 변환하게 된다. 이처럼 일정한 직류값을 사용하면 제어기에서의 제어가 쉽기 때문에 즉, 목표 전류값도 직류이고, 측정된 전류값도 직류이기 때문에 양자 간의 비교가 쉽게 된다. 그러므로 d-q 좌표계의 전류값을 제어에 사용하는 동기좌표계 기반 전류 제어기가 많이 사용되고 있다.
다음으로, 변환된 d-q 좌표계로 표시되는 측정 전류 및 목표 전류를 바탕으로 스케일 오차에 의한 전류량을 계산(S930)한다. 이때의 스케일 오차에 의한 전류량은 d-q 좌표계 측정전류에서 저대역 통과 필터를 통과한 목표 전류를 차감함으로써 얻을 수 있다. 그리고 d-q 좌표계에서 계산된 전류량을 수식 14를 이용하여 오차 전류로 변환(S940)한다. 그리고 오차 전류를 적분하여 최종 스케일 오차에 의한 오차 전류 성분을 추출(S950)한다. 이렇게 구한 스케일 오차 성분을 a, b 상의 측정 전류에 곱해져 스케일 오차를 보상할 수 있다.
지금까지 본원 발명은 교류 전동기로 인입되는 3 상 중 2 상의 전류를 측정하는 경우에 전류 센서의 옵셋 성분 및 스케일 오차의 영향을 최소화하기 위한 장치 및 방법을 제시하였다. 교류 전동기로 인입되는 3상 모두의 전류를 전류 센서로 측정하는 경우, 전류 센서의 옵셋이 모두 동일한 경우에는 수식적으로는 토크 맥동이 나타나지 않지만, 그런 경우는 드물며, 또한 동일한 옵셋이 발생하게 되더라도 데드 타임 보상의 문제를 야기하므로 상술한 방법 또는 장치에 의해 각 상의 옵셋을 보정한여 데드 타임 보상이 잘 되도록 할 수 있다.
지금까지 본원 발명에서 제시하는 옵셋 오차 보상 장치 및 방법과 이를 이용한 전류 제어기에 대하여 설명하였다. 일반적으로 기존의 전류 옵셋을 검출/보상하는 방법들은 모두 전류제어기의 전향 보상항인 역기전력 보상 성분과 관련된 전류 옵셋을 고려하지 못하고 있는 반면에 본원 발명은 전류 제어기의 전향 보상항의 값을 고려하여 옵셋을 계산함으로써 좀 더 정확한 옵셋에 의한 영향을 계산할 수 있는 장점이 있다. 그리고 기존의 전류제어기는 일반적으로 입력 오차를 이용하여 전류 옵셋을 계산하는데 반해 본원 발명은 상술한 수식 4에서 보이는 바와 같이 전류제어기의 응답성을 고려한 전류 기준값과 전류 옵셋의 고대역통과 필터 성분, 그리고 d/q 커플링 항을 고려하여 옵셋의 영향을 좀 더 정밀하게 측정할 수 있는 장점이 있다.
본 발명이 속하는 기술 분야의 당업자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있으므로, 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적인 것이 아닌 것으로서 이해해야만 한다. 본 발명의 범위는 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 등가개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

Claims (21)

  1. 교류 전동기로 인입되는 전류를 측정하는 전류 센서의 옵셋(offset)에 의한 측정 전류에 포함되는 오차 전류를 보상하기 위한 옵셋 오차 보상 장치로서,
    상기 전류 센서로부터 오는 상기 교류 전동기로 인입되는 3 상 중 2 상의 전류를 측정한 측정 전류를 수신하고, 2 상의 전류를 바탕으로 나머지 1 상의 전류를 키르히호프 법칙에 따라 생성하는 입력부;
    상기 3 상 측정 전류를 α-β 좌표계의 2 상(α, β상) 전류로 변환하는 abc-αβ 변환부;
    d-q 좌표계상의 보상된 측정 전류 및 설정된 목표 전류를 바탕으로 옵셋에 의한 오차 전류를 계산하고, 계산된 오차 전류를 상기 α-β 좌표계의 2상 전류에서 차감하여 α-β 좌표계로 표시되는 보상된 측정 전류를 생성하는 오차 보상부; 및
    상기 오차 보상부에서 생성한 α-β 좌표계로 표시되는 보상된 측정 전류를 변환하여 상기 d-q 좌표계상의 보상된 측정 전류를 생성하는 αβ-dq 변환부;를 포함하는,
    옵셋 오차 보상 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 오차 보상부는,
    상기 d-q 좌표계상의 보상된 측정 전류에서 상기 설정된 목표 전류를 전류 제어 대역폭과 동일한 차단 주파수를 갖는 저대역 통과 필터를 통과시킨 후 차감함으로써 상기 전류 센서의 옵셋에 의한 영향을 받는 오차 전류만을 추출하는 옵셋항 추출부;
    상기 옵셋항 추출부에서 추출한 상기 오차 전류를 전기각(θe)를 파라미터로 하여 α-β 좌표계로 표시되는 오차 전류로 변환하는 dq-αβ 변환부; 및
    상기 α-β 좌표계로 표시되는 오차 전류를 적분하여 최종 오차 전류를 생성하는 적분기;를 포함하는,
    옵셋 오차 보상 장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 오차 보상부는,
    상기 dq-αβ 변환부 및 상기 적분기 사이에 저대역 통과 필터를 더 포함하는,
    옵셋 오차 보상 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 입력부는,
    상기 나머지 1 상의 전류를 키르히호프 법칙에 따라 생성하지 않고, 상기 전류 센서로부터 상기 교류 전동기로 인입되는 나머지 1 상의 전류를 측정한 측정 전류를 수신하는,
    옵셋 오차 보상 장치.
  5. 교류 전동기로 인입되는 전류를 측정하는 전류 센서의 스케일 오차에 의하여 측정 전류에 포함되는 오차 전류를 보상하기 위한 스케일 오차 보상 장치로서,
    상기 교류 전동기로 인입되는 3상 전류에 대해 상기 전류 센서가 측정한 측정 전류(ias_m, ibs_m, ics_m)를 d-q 좌표계상의 측정 전류(id_m, iq_m)로 변환하는 abc-dq 변환부;
    상기 d-q 좌표계상의 측정 전류(id_m, iq_m)에서 전류 제어 대역폭과 동일한 차단 주파수를 갖는 저대역 통과 필터를 통과시킨 설정된 목표 전류(i* d, i* q)를 차감하여 오차 전류를 추출하는 오차항 추출부;
    상기 오차항 추출부에서 추출한 상기 오차 전류를 전기각의 2배(2θe)를 파라미터로 하여 α-β 좌표계로 표시되는 오차 전류로 변환하는 dq-αβ 변환부; 및
    상기 α-β 좌표계로 표시되는 오차 전류를 적분하여 최종 오차 전류를 생성하는 적분기;를 포함하는,
    스케일 오차 보상 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 dq-αβ 변환부 및 상기 적분기 사이에 저대역 통과 필터를 더 포함하는,
    스케일 오차 보상 장치.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 전류 센서가 측정한 측정 전류(ias_m, ibs_m, ics_m) 중의 하나는 직접 측정되지 아니하고 키르히호프 법칙에 따라 직접 측정된 다른 2 상의 전류로부터 획득하는,
    스케일 오차 보상 장치.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 abc-dq 변환부는,
    상기 전류 센서가 측정한 측정 전류(ias_m, ibs_m, ics_m)를 α-β 좌표계의 2상(α, β상) 전류로 변환하는 abc-αβ 변환부; 및
    상기 α-β 좌표계의 2상(α, β상) 전류를 d-q 좌표계상의 측정 전류(id_m, iq_m)로 변환하는 αβ-dq 변환부;를 포함하는,
    스케일 오차 보상 장치.
  9. 제5항에 있어서,
    상기 abc-dq 변환부는,
    제1항 내지 4항 중의 어느 하나에 따른 옵셋 오차 보상 장치인,
    스케일 오차 보상 장치.
  10. 교류 전동기로 인입되는 전류를 제어하는 전류 제어기로서,
    상기 교류 전동기로 인입되는 전류를 측정하는 전류 센서의 옵셋에 의한 오차 전류를 포함한 측정 전류로부터 상기 오차 전류를 제거한 보상된 측정 전류를 생성하는 제1항에 따른 옵셋 오차 보상 장치;
    설정된 목표 전류 및 상기 보상된 측정 전류 간의 차이에 대하여 비례 이득과 적분 이득을 곱하여 주어 제1 제어 전류값을 생성하는 비례 적분 제어부;
    상기 제1 제어 전류값에서 정지 좌표계를 동기 좌표계로 변환하는 경우 발생하는 속도 기전력에 의한 d축과 q축 간의 간섭 성분을 보상하여 제2 제어 전류값을 생성하는 전향보상부; 및
    상기 제2 제어 전류값에 상기 교류 전동기의 특성을 나타내는 상태 함수를 적용하여 최종 제어 전류값을 생성하는 전동기 모델부;를 포함하는,
    전류 제어기.
  11. 교류 전동기로 인입되는 전류를 제어하는 전류 제어기로서,
    상기 교류 전동기로 인입되는 전류를 측정하는 전류 센서의 옵셋 및 스케일 오차에 의한 오차 전류를 포함한 측정 전류로부터 상기 오차 전류를 제거한 보상된 측정 전류를 생성하는 제9항에 따른 스케일 오차 보상 장치;
    설정된 목표 전류 및 상기 보상된 측정 전류 간의 차이에 대하여 비례 이득과 적분 이득을 곱하여 주어 제1 제어 전류값을 생성하는 비례 적분 제어부;
    상기 제1 제어 전류값에서 정지 좌표계를 동기 좌표계로 변환하는 경우 발생하는 속도 기전력에 의한 d축과 q축 간의 간섭 성분을 보상하여 제2 제어 전류값을 생성하는 전향보상부; 및
    상기 제2 제어 전류값에 상기 교류 전동기의 특성을 나타내는 상태 함수를 적용하여 최종 제어 전류값을 생성하는 전동기 모델부;를 포함하는,
    전류 제어기.
  12. 전류 센서의 옵셋 및/또는 스케일 오차에 의한 오차 전류를 보상하면서 교류 전동기를 구동하기 위한 교류 전동기 구동 시스템으로서,
    상기 교류 전동기를 구동하기 위한 전력을 공급하는 인버터;
    상기 인버터로부터 상기 교류 전동기로 인입되는 전류를 측정하는 전류 센서; 및
    상기 전류 센서의 옵셋 및/또는 스케일 오차에 의한 오차 전류를 포함하는 측정 전류를 상기 전류 센서로부터 수신하고, 상기 측정 전류에서 상기 오차 전류를 보상한 보상 측정 전류를 생성하고, 설정된 목표 전류 및 상기 보상 측정 전류를 바탕으로 상기 교류 전동기로 인입되는 전류를 공급하도록 상기 인버터를 제어하기 위한 제어 전류값을 생성하는 제10항 또는 제11항의 전류 제어기;를 포함하는,
    교류 전동기 구동 시스템.
  13. 교류 전동기로 인입되는 전류를 측정하는 전류 센서의 옵셋(offset)에 의하여 측정 전류에 포함되는 오차 전류를 보상하기 위한 옵셋 오차 보상 방법으로서,
    교류 전동기로 인입되는 3 상 전류를 측정하는 단계;
    측정된 상기 3 상 전류를 α-β 좌표계의 2 상(α, β상) 전류로 변환하는 단계;
    d-q 좌표계상의 보상된 측정 전류 및 설정된 목표 전류를 바탕으로 상기 오차 전류를 계산하고, 계산된 상기 오차 전류를 상기 α-β 좌표계의 2상 전류에서 차감하여 α-β 좌표계로 표시되는 보상된 측정 전류를 생성하는 오차 보상 단계; 및
    상기 오차 보상 단계에서 생성한 상기 α-β 좌표계로 표시되는 보상된 측정 전류를 상기 d-q 좌표계로 표시되는 보상된 측정 전류로 변환하는 단계;를 포함하는,
    옵셋 오차 보상 방법.
  14. 제13항에 있어서, 상기 오차 보상 단계는,
    상기 d-q 좌표계상의 보상된 측정 전류에서 전류 제어 대역폭과 동일한 차단 주파수를 갖는 저대역 통과 필터를 통과시킨 상기 목표 전류를 차감함으로써 상기 전류 센서의 옵셋에 의한 영향을 받는 d-q 좌표계상의 오차 전류를 추출하는 단계;
    상기 d-q 좌표계상의 오차 전류를 α-β 좌표상의 오차 전류로 변환하는 단계; 및
    상기 α-β 좌표계상의 오차 전류를 적분하여 상기 오차 전류를 생성하는 단계;를 포함하는,
    옵셋 오차 보상 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 α-β 좌표상의 오차 전류를 저대역 통과 필터에 통과시키는 단계;를 더 포함하는,
    옵셋 오차 보상 방법.
  16. 제13항에 있어서,
    상기 교류 전동기로 인입되는 3상 전류를 측정하는 단계는,
    상기 교류 전동기로 인입되는 3상 중 2상의 전류를 측정하고, 나머지 1상의 전류는 측정한 2상의 전류를 바탕으로 키르히호프 법칙에 따라 생성하는 단계를 포함하는,
    옵셋 오차 보상 방법.
  17. 교류 전동기로 인입되는 3 상 전류를 측정하는 전류 센서에 의한 측정 전류에 포함되는 스케일 오차 전류를 보상하기 위한 스케일 오차 보상 방법으로서,
    교류 전동기로 인입되는 3 상 전류를 측정하는 단계;
    상기 3 상 전류를 측정하는 단계에서 측정된 측정 전류(ias_m, ibs_m, ics_m)를 d-q 좌표계상의 측정 전류(id_m, iq_m)로 변환하는 단계;
    d-q 좌표계상의 측정 전류(id_m, iq_m)에서 전류 제어 대역폭과 동일한 차단 주파수를 갖는 저대역 통과 필터를 통과시킨 설정된 목표 전류(i* d, i* q)를 차감하여 오차 전류를 추출하는 오차 추출 단계;
    상기 오차 전류를 전기각의 2배(2θe)를 파라미터로 하여 α-β 좌표계로 표시되는 오차 전류로 변환하는 단계; 및
    상기 α-β 좌표계로 표시되는 오차 전류를 적분하여 최종 오차 전류를 생성하는 단계;를 포함하는,
    스케일 오차 보상 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 α-β 좌표계로 표시되는 오차 전류를 저대역 통과 필터에 통과시키는 단계;를 더 포함하는,
    스케일 오차 보상 방법.
  19. 제17항에 있어서,
    상기 교류 전동기로 인입되는 3 상 전류를 측정하는 단계는,
    상기 교류 전동기로 인입되는 3 상 중 2 상의 전류를 측정하고, 나머지 1 상의 전류는 측정한 2 상의 전류를 바탕으로 키르히호프 법칙에 따라 생성하는 단계를 포함하는,
    스케일 오차 보상 방법.
  20. 제17항에 있어서,
    상기 측정된 측정 전류(ias_m, ibs_m, ics_m)를 d-q 좌표계상의 측정 전류(id_m, iq_m)로 변환하는 단계는,
    상기 측정된 측정 전류(ias_m, ibs_m, ics_m)를 α-β 좌표계의 2상(α, β상) 전류로 변환하는 단계; 및
    상기 α-β 좌표계의 2상(α, β상) 전류를 d-q 좌표계상의 측정 전류(id_m, iq_m)로 변환하는 단계;를 포함하는,
    스케일 오차 보상 방법.
  21. 교류 전동기로 인입되는 3 상 전류를 측정하는 전류 센서에 의한 측정 전류에 포함되는 오차 전류를 보상하기 위한 전류 센서 오차 보상 방법으로서,
    교류 전동기로 인입되는 3 상 전류를 측정하는 단계;
    제13항 내지 제16항의 옵셋 오차 보상 방법 중의 하나에 따라 옵셋 오차를 보상하는 단계;
    제17항 내지 제20항의 스케일 오차 보상 방법 중의 하나에 따라 스케일 오차를 보상하는 단계;를 포함하는,
    전류 센서 오차 보상 방법.
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