JP2010051151A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】同期モータの脱調状態を迅速かつ正確に判定する。
【解決手段】速度制御部２２は角速度指令値と速度推定部２９からのロータの推定角速度との偏差に基づきｄｑ軸上の指令電流ｉ_d ^*、ｉ_q ^*を求め、ｑ軸電流制御部２３およびｄ軸電流制御部２４は指令電流と検出電流との偏差に基づき指令電圧ｖ_d 、ｖ_q を求め、ｄｑ軸／３相変換部２６はこれらの指令電圧を３相の指令電圧に変換する。３相／ｄｑ軸変換部２７は３相の検出電流をｄｑ軸の検出電流に変換し、角度推定部２８は検出電流や指令電圧等に基づきロータ角度を推定する。脱調監視制御部２５は、ｄ軸指令電流ｉ_d ^* とｄ軸検出電流との偏差が第１の閾値を上回り、かつｑ軸指令電圧が第２の閾値を下回る場合にモータが脱調状態であると判定し指令電圧ｖ_d 、ｖ_q をゼロに設定する。このことにより脱調状態を迅速かつ正確に判定しモータを停止させることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータ制御装置、特にモータ回転子の位置を検出するセンサを有しないセンサレス制御によるモータ制御装置に関する。

従来から、同期モータ、特に永久磁石同期モータは、保守性や制御性、耐環境性に優れ、高効率、高出力運転が可能であるため産業界で広く使用されている。このモータは同期とるための回転子の位置を検出するセンサなどにより、固定子巻線に流れる電流を回転子の磁極位置と密接に関連付けて制御することが必要である。ただ、このセンサとして用いられるエンコ−ダやホール素子は電気的雑音に弱く、モータと制御装置との配線距離を長くできないという欠点がある。またエンコーダは高価な上に高速回転に耐えるものがなく、またホール素子は高温に弱いという難点がある。そこで、回転子の位置を検出するセンサを用いることなく回転子の位置を推定し、この推定位置に基づくモータ制御（センサレス制御と呼ばれる）を行うモータ制御装置が提案されている。

しかし、特にセンサレス制御によるモータ制御装置は、回転子の位置を直接検出できないため、モータに対する負荷の急激な変動などが生じると回転子と固定子巻線との位置の関連性が失われ、モータへの制御信号とモータの回転との同期がとれなくなる脱調現象が生じることがある。脱調が生じると、モータの回転が停止して制御不能となるばかりではなく、実際には誘起電圧が発生していないにもかかわらず発生しているものとしてモータへの印加電圧が決定されるため、電圧が加えられ続けることにより過大な電流が流れて発熱することになる。そこで、このような脱調を検出するための技術として、従来より様々な技術が提案されている。

例えば、モータから出力される高周波電流成分とｑ軸電流成分との位相誤差が大きい場合であってかつｑ軸電流成分がゼロに近い場合には脱調状態であると判断する従来のモータ制御装置がある（特許文献１を参照）。

また、消費電力の予測値と検出値の偏差を所定の閾値との大小関係を比較することにより脱調の発生を判定する脱調検出装置を含む従来のモータ制御装置がある（特許文献２を参照）。

なおセンサレス制御によるモータ制御装置に関連して、典型的にはテストなどの目的で位置センサのない同期モータに回転子の位置を検出するセンサであるエンコーダを好適に取り付けるため、モータに流れる電流の位相角を増加させることによりＺ相を検索する初期位相設定手段を有する従来のモータ制御装置がある（特許文献３を参照）。
特開２００３−３４８８９６号公報 特開２００１−１９７７６９号公報 特開２００６−６７７４４号公報

ここで、上記特許文献１、２に記載のモータ制御装置では、脱調検出が迅速に行われないという欠点がある。すなわち、上記特許文献１に記載の構成では、位相誤差を比較してｑ軸電流成分がゼロに近くなって初めて脱調状態であると判断される。また、上記特許文献２に記載の構成では、消費電力の予測値を計算しかつ消費電力を検出して比較することにより初めて脱調状態であると判断される。したがってこれら従来の構成では、いずれもモータが実際に脱調状態となってから脱調状態であると判断されるまでに時間がかかってしまう。また上記特許文献１に記載のモータ制御装置ではｑ軸電流成分、上記特許文献２に記載のモータ制御装置では消費電力という１つのパラメータにより判断を行うので、必ずしもその判断が正確とは言えない場合も生じうる。

それ故に、本発明は、モータの脱調状態を迅速かつ正確に判定することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。

第１の発明は、ｎ相（ｎは３以上の自然数）の同期モータを駆動するモータ制御装置であって、
前記同期モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出されるｎ相の電流検出値をｄ軸電流検出値およびｑ軸電流検出値に変換するｎ相／ｄｑ軸変換手段と、
前記同期モータに流されるべきｄ軸電流の目標値と前記ｄ軸電流検出値との偏差、および前記同期モータに流されるべきｑ軸電流の目標値と前記ｑ軸電流検出値との偏差に基づき、前記同期モータの駆動のための指令電圧のレベルを示すｄ軸指令電圧およびｑ軸指令電圧を求める駆動制御手段と、
前記同期モータが脱調状態であるかを判定し、脱調状態であると判定される場合には前記同期モータを停止させる脱調監視制御手段と、
前記駆動制御手段で求めた前記指令値により示されるレベルの電圧を用いて前記同期モータを駆動するモータ駆動手段とを備え、
前記脱調監視制御手段は、前記ｄ軸電流の目標値と前記ｄ軸電流検出値との偏差が所定の第１の閾値を上回り、かつ前記ｑ軸指令電圧が所定の第２の閾値を下回る場合に前記同期モータが脱調状態であると判定することを特徴とする。

第２の発明は、第１の発明において、
前記ｄ軸電流検出値および前記ｑ軸電流検出値を含む電流値に基づき、前記同期モータにおけるロータの回転角度を推定する角度推定手段をさらに備え、
前記ｎ相／ｄｑ軸変換手段は、前記角度推定手段により推定される回転角度に基づき変換を行うことを特徴とする。

第３の発明は、第１または第２の発明において、
前記同期モータが回転すべき回転速度の目標値と、前記同期モータの回転速度の検出値または推定値のいずれかの値との偏差に基づき、前記ｑ軸電流の目標値を定める速度制御手段をさらに備え、
前記脱調監視制御手段は、前記回転速度の目標値が大きいほど前記第２の閾値を大きな値に設定することを特徴とする。

上記第１の発明によれば、ｄ軸電流の目標値とｄ軸電流検出値との偏差が第１の閾値を上回り、かつｑ軸指令電圧が第２の閾値を下回る場合に同期モータが脱調状態であると判定するので、脱調が発生したことを迅速にかつ電流と電圧とに基づき正確に判定してモータを停止させることができる。

上記第２の発明によれば、ロータの回転角度を推定する角度推定手段を備えることにより、ロータの回転角度を検出するセンサを必要としない、いわゆるセンサレス制御が行われるので、ロータ位置を検出できないことによって判定しにくくなる脱調を迅速かつ正確に判定してモータを停止させることができる。

上記第３の発明によれば、脱調監視制御手段において、回転速度の目標値が大きいほど第２の閾値が大きな値に設定されるので、速度が大きい場合にも脱調を迅速に判定してモータを停止させることができる。

＜１． モータ制御装置の構成および動作＞
以下、本発明の一実施形態について添付図面を参照しつつ説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るセンサレス制御によるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示すセンサレス制御によるモータ制御装置１０（以下単に、モータ制御装置１０と呼ぶ）は、ｕ相、ｖ相およびｗ相の３相巻線（図示せず）を有するブラシレスモータ１を駆動する。モータ制御装置１０は、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと略称する）２０、３相／ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器１２、モータ駆動回路１３、および電流センサ１４を備えている。したがって、エンコ−ダやホール素子などの位置センサが省略されていることから、前述したこれらのセンサの欠点を考慮することなく、また安価にモータ制御装置を製造することができる。

このモータ制御装置１０には、装置外部からシリアル信号などによってブラシレスモータ１の回転角速度ωが入力される。マイコン２０は、この回転角速度ωで回転するよう、ブラシレスモータ１の駆動に用いられる指令電圧のレベルを求める制御手段として機能する。マイコン２０の機能の詳細については、後述する。

３相／ＰＷＭ変調器１２とモータ駆動回路１３とは、ハードウェア（回路）で構成されており、マイコン２０で求めたレベルの電圧を用いてブラシレスモータ１を駆動するモータ駆動手段として機能する。３相／ＰＷＭ変調器１２は、モータを駆動制御するための信号として、マイコン２０で求めた３相の電圧のレベルに応じたデューティ比を有する３種類のＰＷＭ信号（図１に示すＵ、Ｖ、Ｗ）を生成する。モータ駆動回路１３は、スイッチング素子として６個のＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ）を含むＰＷＭ電圧形インバータ回路である。６個のＭＯＳ−ＦＥＴは、３種類のＰＷＭ信号とその否定信号によって制御される。ＰＷＭ信号を用いてＭＯＳ−ＦＥＴの導通状態を制御することにより、ブラシレスモータ１に対して３相の駆動電流（ｕ相電流、ｖ相電流およびｗ相電流）が供給される。このようにモータ駆動回路１３は、複数のスイッチング素子を有し、ブラシレスモータ１に電流を供給するスイッチング回路として機能する。

電流センサ１４は、ブラシレスモータ１に流れる電流を検出する電流検出手段として機能する。電流センサ１４は、例えば抵抗体やホール素子で構成され、モータ駆動回路１３と電源の間に設けられる。電流センサ１４で検出された電流値は、マイコン２０に入力される。

なお、図１に示す例では、３相の駆動電流を検出するように記載されているが、実際には２相の駆動電流（例えばｕ相電流ｉｕおよびｖ相電流ｉｖ）のみが検出され、残り１相（例えばｗ相電流ｉｗ）の駆動電流はこれらの和（−ｉｗ＝ｉｕ＋ｉｖ）より容易に求めることができる。また、電流センサ１４はモータ駆動回路１３と電源のマイナス側（接地）との間に設けられているが、電流センサ１４をモータ駆動回路１３と電源のプラス側との間に設けてもよい。

マイコン２０は、モータ制御装置１０に内蔵されたメモリ（図示せず）に格納されたプログラムを実行することにより、速度指令値算出部２１、速度制御部２２、ｑ軸電流制御部２３、ｄ軸電流制御部２４、脱調監視制御部２５、ｄｑ軸／３相変換部２６、３相／ｄｑ軸変換部２７、角度推定部２８、速度推定部２９、および減算器３１〜３３として機能する。マイコン２０は、以下に示すように、ブラシレスモータ１に供給すべき電流の量を示す指令電流値と電流センサ１４からの検出電流値との偏差に基づき、モータ駆動回路１３に与えるべき電圧（以下、指令電圧という）のレベルを求める。

速度指令値算出部２１は、装置外部から受け取ったブラシレスモータ１の目標とすべき角速度ωに基づき、ブラシレスモータ１が回転すべき角速度（以下、角速度指令値ω^* という）を算出する。減算器３１は、速度指令値算出部２１から受け取った角速度指令値ω^* と、後述する速度推定部２９から受け取った推定角速度ω_k との偏差（ω^* −ω_k ）を算出する。

速度制御部２２は、減算器３１から受け取った偏差（ω^* −ω_k ）に基づく比例積分演算によって、ブラシレスモータ１に供給を指示すべきｑ軸電流（以下、ｑ軸指令電流ｉ_q ^*という）を求める。また、図１に示されるように、ブラシレスモータ１に供給すべきブラシレスモータ１に供給を指示すべきｄ軸電流（以下、ｄ軸指令電流ｉ_d ^* という）は、ここではゼロに設定される。

減算器３２は、速度制御部２２から受け取ったｑ軸指令電流ｉ_q ^* と、後述する３相／ｄｑ軸変換部２７によりｄｑ座標軸に変換された電流センサ１４による検出電流値のうちのｑ軸検出電流値ｉ_q との偏差（ｉ_q ^* −ｉ_q ）を算出する。

ｑ軸電流制御部２３は、減算器３２から受け取った偏差（ｉ_q ^* −ｉ_q ）がゼロになるよう、当該電流偏差に対して周知の比例積分演算を行うことにより、ブラシレスモータ１に供給すべきｑ軸電圧（以下、ｑ軸指令電圧ｖ_q ’という）を求める。

減算器３３は、ここではゼロに設定されるｄ軸指令電流ｉ_d ^* と、後述する３相／ｄｑ軸変換部２７によりｄｑ座標軸に変換された電流センサ１４による検出電流値のうちのｄ軸検出電流値ｉ_d との偏差（ｉ_d ^* −ｉ_d ）を算出する。なお、ｄ軸検出電流ｉ_d はモータトルクの発生に寄与しないので一般的にはゼロになるよう制御されることが多いが、いわゆる弱め磁束制御（弱め界磁制御）が行われる場合にはｄ軸検出電流ｉ_d を流すよう制御される。

ｄ軸電流制御部２４は、減算器３２から受け取った偏差（ｉ_d ^* −ｉ_d ）がゼロになるよう、当該電流偏差に対して周知の比例積分演算を行うことにより、ブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸電圧（以下、ｄ軸指令電圧ｖ_d ’という）を求める。

脱調監視制御部２５は、後述する所定の２つの条件のいずれかが成立しない場合、ｑ軸電流制御部２３から受け取ったｑ軸指令電圧ｖ_q ’と、ｄ軸電流制御部２４から受け取ったｄ軸指令電圧ｖ_d ’とをｑ軸指令電圧ｖ_q とｄ軸指令電圧ｖ_d としてそのまま出力し、上記２つの条件がともに成立する場合、これらの電圧をゼロに設定して出力する。詳しくは後述する。

ｄｑ軸／３相変換部２６は、ｑ軸電流制御部２３およびｄ軸電流制御部２４で求め、脱調監視制御部２５から出力されるｄ軸指令電圧ｖ_d とｑ軸指令電圧ｖ_q を３相交流座標軸上の指令電圧に変換する。より詳細には、ｄｑ軸／３相変換部２６は、ｄ軸指令電圧ｖ_d とｑ軸指令電圧ｖ_q に基づき、次式（１）〜（３）を用いてｕ相指令電圧Ｖ_u 、ｖ相指令電圧Ｖ_v およびｗ相指令電圧Ｖ_w を求める。
Ｖ_u＝√（２／３）×｛ｖ_d×ｃｏｓθ−ｖ_q×ｓｉｎθ｝ …（１）
Ｖ_v＝√（２／３）×｛ｖ_d×ｃｏｓ（θ−２π／３）
−ｖ_q×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝ …（２）
Ｖ_w＝−Ｖ_u−Ｖ_v …（３）
なお、式（１）と（２）に含まれる角度θは、後述する角度推定部２８で求めたものである。この角度θとは、図２に示すようにブラシレスモータ１に対してｕ軸、ｖ軸およびｗ軸を設定し、ブラシレスモータ１のロータ６に対してｄ軸およびｑ軸を設定したとき、ｕ軸とｄ軸のなす角度である。

また３相／ｄｑ軸変換部２７は、電流センサ１４で検出された３相交流座標軸上の検出電流値ｉ_u 、ｉ_v と角度推定部２８で算出した角度θと基づき、次式（４）と（５）とを用いて、ｄｑ座標軸上のｄ軸検出電流ｉ_d およびｑ軸検出電流ｉ_q を算出する。
ｉ_d＝√２×｛ｉ_v×ｓｉｎθ−ｉ_u×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝ …（４）
ｉ_q＝√２×｛ｉ_v×ｃｏｓθ−ｉ_u×ｃｏｓ（θ−２π／３）｝ …（５）

角度推定部２８は、３相／ｄｑ軸変換部２７からのｄ軸検出電流ｉ_d およびｑ軸検出電流ｉ_q と、ｑ軸電流制御部２３およびｄ軸電流制御部２４で求められ脱調監視制御部２５へ出力されるｄ軸指令電圧ｖ_d ’およびｑ軸指令電圧ｖ_q ’とを、ｄｑ座標から固定座標であるαβ座標に変換して、同期モータの（αβ座標軸上の）回路方程式に基づき、推定誘起電圧のα成分Ｅα およびβ成分Ｅβ を求め、これらの成分の比の逆正接をとることにより推定角度θ_k を算出する。

なお、本発明において推定角度を算出する方法は上記の方法に特に限定されず、上記座標変換にαβ座標ではなくγδ座標を用いてもよいし、また例えば拡張誘起電圧を推定する外乱オブザーバに対してｄｑ座標軸上の電圧指令値をαβ座標（またはγδ座標）に座標変換した値および電流検出値等を入力して得られる拡張誘起電圧に基づき推定角度を求める方法や、モータの突極性を利用する方法、例えばｄｑ座標軸上のＰＷＭリプル電流をそれぞれ抽出しそれらの位相差から推定角度を求める方法など、周知の算出方法を広く用いることができる。

このようにマイコン２０は、ｄｑ座標軸上の指令電流ｉ_d ^* 、ｉ_q ^* を求める処理と、フィードバック制御によりｄｑ座標軸上の指令電圧ｖ_d 、ｖ_q を求める処理と、指令電圧ｖ_d 、ｖ_q を３相の指令電圧Ｖ_u 、Ｖ_v 、Ｖ_w に変換する処理とを行う。３相／ＰＷＭ変調器１２は、マイコン２０で求めた３相の指令電圧Ｖ_u 、Ｖ_v 、Ｖ_w に基づき、３種類のＰＷＭ信号を出力する。これにより、ブラシレスモータ１の３相巻線には、各相の指令電圧に応じた正弦波状の電流が流れ、ブラシレスモータ１のロータは回転する。これに伴い、ブラシレスモータ１の回転軸は、目標とすべき角速度ωに応じた速度で回転する。

次に、本実施形態の特徴的な構成要素である脱調監視制御部２５の詳しい構成および動作について説明する。図３は、脱調監視制御部２５の詳細な構成を示すブロック図である。この脱調監視制御部２５は、第１の条件の成否を判定する電流監視部２５１と、第２の条件の成否を判定する電圧監視部２５２と、これら第１および第２の条件がともに成立する場合にモータの通電を停止する通電停止部２５５とを含む。

電流監視部２５１は、減算器３３から与えられるｄ軸指令電流ｉ_d ^* とｄ軸検出電流値ｉ_d との偏差（ｉ_d ^* −ｉ_d ）が所定の閾値よりも大きければ脱調の可能性があるものとして第１の条件が成立したと判定する。脱調時には通常はゼロに近いｄ軸電流が急速に上昇するからである。しかし、そのことだけで必ず脱調が生じているとは言えない。正常な制御動作が行われている場合であっても瞬時的に同様の状態となることも考えられるからである。このように第１の条件が成立したと判定されると、電流監視部２５１は、通電停止部２５５に第１の条件が成立したことを示す値Ｃ１を与える。

電圧監視部２５２は、ｑ軸電流制御部２３により求められたｑ軸指令電圧ｖ_q ’と、速度指令値算出部２１により求められた角速度指令値ω^* とに基づき、角速度指令値が大きくなるほど大きい値になるよう設定される所定の閾値をｑ軸指令電圧ｖ_q ’が下回る場合には脱調の可能性があるものとして第２の条件が成立したと判定する。脱調時には角速度指令値が大きい場合にもｑ軸指令電圧ｖ_q ’が小さくなるからである。しかし、そのことだけで必ず脱調が生じているとは言えない。そのように制御される場合もあるからである。なお、角速度指令値が大きくなるほど大きい値になるよう上記閾値が設定されるのは、通常動作時において角速度指令値が大きい場合にはｑ軸指令電圧ｖ_q ’も大きいため、角速度指令値が大きい場合に上記閾値が小さいと閾値をｑ軸指令電圧ｖ_q ’が下回るのに時間がかかり脱調検出が遅れるためである。このように第２の条件が成立したと判定されると、電圧監視部２５２は、通電停止部２５５に第２の条件が成立したことを示す値Ｃ２を与える。

電流監視部２５１から第１の条件が成立したことを示す値Ｃ１と、電圧監視部２５２により第２の条件が成立したことを示す値Ｃ２とを同時に受け取ることによってこれら２つの条件が同時に成立したと判定される場合にのみ、通電停止部２５５は、ｑ軸電流制御部２３により求められたｑ軸指令電圧ｖ_q ’と、ｄ軸電流制御部２４で求めたｄ軸指令電圧ｖ_d ’とをともにゼロになるよう補正し、ｑ軸指令電圧ｖ_q ’およびｄ軸指令電圧ｖ_d ’として出力する。そうすれば、３相の指令電圧Ｖ_u 、Ｖ_v 、Ｖ_w もゼロとなって、ブラシレスモータ１の３相巻線には電流が流れず、ブラシレスモータ１のロータが停止する。したがって、脱調が発生したことを迅速かつ正確に判定してモータを停止させることができる。また、通電停止部２５５は、これら第１および第２の条件のいずれかが成立していない場合には正常な動作が行われているので、ｑ軸電流制御部２３により求められたｑ軸指令電圧ｖ_q ’と、ｄ軸電流制御部２４で求めたｄ軸指令電圧ｖ_d ’とはそのまま（ゼロに補正されることなく）出力される。なお、図３に示される２つのセレクタは上記動作を平易に説明するためのものであって通電停止部２５５に内包される機能である。またモータを停止させるための方法はこれに限定されるものではなく、モータと電源との接続を切断するなど、どのような方法であってもよい。

以上のように、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、ｄ軸指令電流ｉ_d ^* とｄ軸検出電流値ｉ_d との偏差（ｉ_d ^* −ｉ_d ）が所定の閾値よりも大きく、かつｑ軸指令電圧ｖ_q ’が角速度指令値に応じて設定される所定の閾値を下回る場合には脱調が生じているものと判定するので、脱調が発生したことを簡単な条件で迅速に判定でき、かつ電流と電圧とに基づき正確に判定することができる。

なお上記実施形態では、装置外部から目標とすべきモータの回転角速度が与えられモータに流れる電流の検出値に基づくフィードバック制御が行われる構成であるが、目標とすべきモータの出力トルクが与えられフィードバック制御が行われる構成であってもよい。また、上記実施形態では、回転子の位置を検出するセンサが備えられていないセンサレス制御が行われる構成であるが、エンコーダやホール素子などにより回転子の位置を検出する構成であっても同様に適用可能である。ただし、位置センサが備えられている場合には脱調検出は比較的容易であるので、本発明はセンサレス制御が行われるモータ制御装置に対して、より好適に適用できる。また上記実施形態では、３相モータを例に説明したが、ｎ相（ｎは３以上の自然数）のモータであっても本発明を同様に適用することが可能である。

＜２． モータ制御装置の変形例＞
上記実施形態ではモータ回転子の位置を検出するセンサを有しないセンサレス制御によるモータ制御装置を例に説明したが、例えば動作をテストするなどの目的で、モータ回転子の位置を検出するセンサであるエンコーダをこのようなセンサレスのモータの回転軸に取り付けることがある。また、エンコーダからの信号に基づき制御を行う通常の同期モータであっても、例えばテスト目的などでエンコーダを交換することもある。

このような場合、モータにエンコーダを取り付けるには次の（１）〜（４）までの手順により行うのが一般的である。すなわちまず、（１）同期モータに所定の励磁電流を流し、（２）そのことにより位置が不定のモータの回転子を所定の位置まで回転させた後その位置でロックさせ、（３）モータの固定子側の基準点（Ｕ相位置）にエンコーダの予め定められた基準点を合わせて、（４）ロック状態のモータ回転子に対して取り付けるべきエンコーダの原点が出力される位置まで当該エンコーダを回転させ、その位置でモータ回転子に対してエンコーダを固定する。このような手順でモータの回転子にエンコーダを取り付ければ、エンコーダの初期位相がモータの磁極位置と合致するので、エンコーダからの信号に基づきモータ回転子の位置を正確に判別することができる。

このように取り付けられたエンコーダからの信号に基づき同期モータを制御するモータ制御装置は、図１に示される第１の実施形態におけるモータ制御装置１０から、角度推定部２８の機能を省略し、この角度推定部２８に代えてエンコーダからの信号（具体的にはＡ相、Ｂ相、Ｚ相の各信号）に基づきロータの角度を算出する角度算出部を設け、速度推定部２９に代えて角度算出部により算出されたロータの角度に基づきその角速度を算出する速度算出部を設けることにより実現することができる。また例えば、第１の実施形態におけるモータ制御装置１０に対してテストの目的などでエンコーダを取り付け、このエンコーダからの信号に基づき同期モータを制御する場合には、角度推定部２８および速度推定部２９の機能を残しつつ、上記のロータ角度および角速度の算出機能を設け、これらの機能を適宜に切り換えることによりセンサレス制御とロータ位置を検出する制御とを容易に実現することができる。

もっとも、上記手順でエンコーダを取り付ける場合、実際に取り付けられた位置が取り付けられるべき理想的な位置とずれていると、モータ回転子の位置を正確に判別することができなくなり、その結果正常なモータ制御を行うことができなくなるという問題点が生じる。そこで、図４に示されるような処理手順で処理を行うことにより、モータ回転子の位置を正確に判別することができる。以下、図４を参照して詳述する。

図４は、本実施形態の変形例において、モータ回転子の位置を正確に判別するための初期的に行われる処理の手順を示すフローチャートである。なお、ここではこの初期的な処理を行う前に、前述した（１）〜（４）の手順によってエンコーダが既に取り付けられており、その取り付け位置が理想的な位置からずれているものとする。もっとも、後述するように、上記（１）〜（４）の手順を踏まないで理想的な位置から大きくずれた位置にエンコーダを取り付けたとしても、実際にモータの制御を行う前に図４に示す手順で初期的な処理を行うことにより、モータ回転子の位置を正確に判別することができる。

まず図４に示すステップＳ１０において、モータ制御装置１０は、磁極を定位置で安定させることによりロータを所定の位置にロックさせるため、予め定められた一定の励磁電流をモータに流す。さらにモータ制御装置１０は、ロータが所定の位置にロックされるまで所定の時間待ってから、エンコーダのカウント値をリセットする。すなわちエンコーダはロータの位置に対応したパルスを含むＡ相、Ｂ相、Ｚ相の各信号を出力し、モータ制御装置１０はこのパルスをカウントすることによりカウント値を得る。ステップＳ１０において、モータ制御装置１０はこのカウント値をリセットする。

次にステップＳ２０において、モータ制御装置１０は、励磁電流の位相を徐々に変化させることにより磁界を１周分回転させる。この動作によって得られるエンコーダからの信号に基づき、モータ制御装置１０はカウントを行いカウント値を得る。ここでエンコーダから出力されるＺ相信号のパルスはロータが１回転する毎に１つ含まれるので、モータ制御装置１０は、Ｚ相のパルスが検出された時点のカウント値を所定のメモリ領域に一時的に記憶する。なお、ロータが一回転したときに得られるカウント値である総カウント値は設計上予めわかっていることが多いが、この総カウント値を実際に検出して一時的に記憶してもよい。

最後にステップＳ３０において、モータ制御装置１０は、Ｚ相のパルスが検出された時点の（一時的に記憶された）カウント値と上記総カウント値とに基づき、ロータの取り付け位置が理想的な位置からどのくらいずれているかを示すオフセット値を算出する。このオフセット値を使用して制御を行うことにより、電源投入後には不定状態であったロータの位置を、オフセット値によって得られる初期位置（初期位相）に基づき容易に確定させることができる。

以上のように、本実施形態の変形例におけるモータ制御装置は、図４に示される手順で初期的な処理を行い上記オフセット値を算出することにより、モータ回転子の位置を正確に判別することができる。したがって、エンコーダの取り付け位置が理想的な位置からずれている場合であってもモータを正常に制御することができる。

本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 上記実施形態の３相ブラシレスモータにおける３相交流座標とｄｑ座標を示す図である。 上記実施形態における脱調監視制御部の詳細な構成を示すブロック図である。 上記実施形態の変形例における位置あわせの手順を示すフローチャートである。

符号の説明

１０…モータ制御装置、１３…モータ駆動回路、２０…マイコン

Claims (3)

1. ｎ相（ｎは３以上の自然数）の同期モータを駆動するモータ制御装置であって、
   前記同期モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段により検出されるｎ相の電流検出値をｄ軸電流検出値およびｑ軸電流検出値に変換するｎ相／ｄｑ軸変換手段と、
   前記同期モータに流されるべきｄ軸電流の目標値と前記ｄ軸電流検出値との偏差、および前記同期モータに流されるべきｑ軸電流の目標値と前記ｑ軸電流検出値との偏差に基づき、前記同期モータの駆動のための指令電圧のレベルを示すｄ軸指令電圧およびｑ軸指令電圧を求める駆動制御手段と、
   前記同期モータが脱調状態であるかを判定し、脱調状態であると判定される場合には前記同期モータを停止させる脱調監視制御手段と、
   前記駆動制御手段で求めた前記指令値により示されるレベルの電圧を用いて前記同期モータを駆動するモータ駆動手段とを備え、
   前記脱調監視制御手段は、前記ｄ軸電流の目標値と前記ｄ軸電流検出値との偏差が所定の第１の閾値を上回り、かつ前記ｑ軸指令電圧が所定の第２の閾値を下回る場合に前記同期モータが脱調状態であると判定することを特徴とする、モータ制御装置。
2. 前記ｄ軸電流検出値および前記ｑ軸電流検出値を含む電流値に基づき、前記同期モータにおけるロータの回転角度を推定する角度推定手段をさらに備え、
   前記ｎ相／ｄｑ軸変換手段は、前記角度推定手段により推定される回転角度に基づき変換を行うことを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記同期モータが回転すべき回転速度の目標値と、前記同期モータの回転速度の検出値または推定値のいずれかの値との偏差に基づき、前記ｑ軸電流の目標値を定める速度制御手段をさらに備え、
   前記脱調監視制御手段は、前記回転速度の目標値が大きいほど前記第２の閾値を大きな値に設定することを特徴とする、請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。

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