JP2003255006A - 交流モータの電流センサ故障検知装置 - Google Patents
交流モータの電流センサ故障検知装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】電流センサのためのＡ／Ｄコンバータを少なく
できると共に、電流センサの故障診断の精度を悪化させ
ない電流センサの故障検知装置を提供する。 【解決手段】誤差推定部１１において、サンプリングタ
イミングの時間差による電流値のズレ△ｗを推定し、そ
の結果を用いて判定条件補正部１２において故障判定値
の補正（ＸをＸ＋△ｗに補正）を行う。故障診断部１３
では、電流センサ７−１〜７−３で検出された全ての電
流値と、補正された判定値とで電流センサの故障を診断
する。例えば、実際にＡ／Ｄ変換した３相電流値の総和
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ’（ただしＩｗ’は誤差を含んだＩｗ
の値）がＸ＋△ｗより大か否かを判断し、大の場合には
電流センサの故障と判定する。この構成により、サンプ
リングタイミングの遅れによる誤差分を含んだ電流値
（Ｉｗ’）について、運転条件に応じた必要最小限の判
定値で精度の良い故障判定を行うことが出来る。
できると共に、電流センサの故障診断の精度を悪化させ
ない電流センサの故障検知装置を提供する。 【解決手段】誤差推定部１１において、サンプリングタ
イミングの時間差による電流値のズレ△ｗを推定し、そ
の結果を用いて判定条件補正部１２において故障判定値
の補正（ＸをＸ＋△ｗに補正）を行う。故障診断部１３
では、電流センサ７−１〜７−３で検出された全ての電
流値と、補正された判定値とで電流センサの故障を診断
する。例えば、実際にＡ／Ｄ変換した３相電流値の総和
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ’（ただしＩｗ’は誤差を含んだＩｗ
の値）がＸ＋△ｗより大か否かを判断し、大の場合には
電流センサの故障と判定する。この構成により、サンプ
リングタイミングの遅れによる誤差分を含んだ電流値
（Ｉｗ’）について、運転条件に応じた必要最小限の判
定値で精度の良い故障判定を行うことが出来る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は交流モータの電流セ
ンサの故障検出装置に関する。
ンサの故障検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】交流モータの各相に流れる電流検出用の
電流センサの故障を検出する従来技術としては、例えば
特開平９−２３５０１号公報に記載されたものがある。
上記の公知例においては、３相交流モータのＵ相、Ｖ
相、Ｗ相の各相に流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの総和が
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０となることを利用して、３個の電
流センサで各相の電流値を同時に検出し、その検出値の
総和が０でない場合、例えばＩｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ≧Ｘ（Ｘ
は故障判定値）の場合に、電流センサの故障と判定して
いる。なお、故障判定値Ｘは、電流センサの誤差やＡ／
Ｄ変換時の誤差を考慮して０よりも大きな値に設定す
る。
電流センサの故障を検出する従来技術としては、例えば
特開平９−２３５０１号公報に記載されたものがある。
上記の公知例においては、３相交流モータのＵ相、Ｖ
相、Ｗ相の各相に流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの総和が
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０となることを利用して、３個の電
流センサで各相の電流値を同時に検出し、その検出値の
総和が０でない場合、例えばＩｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ≧Ｘ（Ｘ
は故障判定値）の場合に、電流センサの故障と判定して
いる。なお、故障判定値Ｘは、電流センサの誤差やＡ／
Ｄ変換時の誤差を考慮して０よりも大きな値に設定す
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記のごとき
従来の電流センサの故障検知装置においては、各相の電
流値を検出する３個の電流センサによる検出値をマイク
ロコンピュータで処理する際に、３相の各電流値を同時
にＡ／Ｄ変換するためには、３個のＡ／Ｄコンバータ
（３個の入力ポート）が必要となり、Ａ／Ｄコンバータ
の数が多くなってしまう。これを避けるために、電流セ
ンサのためのＡ／Ｄコンバータを２つとして、例えばＩ
ｕとＩｖを同時に取り込み、所定時間遅れてどちらかの
Ａ／ＤコンバータでＩｗを取り込むことが考えられる。
しかし、この場合には各相の電流値を同時に取り込むの
ではないので、各相の電流値のサンプリングに時間ズレ
が発生する。そのため前記の故障判定値Ｘは、最大回転
数、最大電流値時に発生する電流値の最大誤差を勘案し
て、かなり大きな値に設定する必要があるため、故障検
出の精度が低下する、という問題があった。
従来の電流センサの故障検知装置においては、各相の電
流値を検出する３個の電流センサによる検出値をマイク
ロコンピュータで処理する際に、３相の各電流値を同時
にＡ／Ｄ変換するためには、３個のＡ／Ｄコンバータ
（３個の入力ポート）が必要となり、Ａ／Ｄコンバータ
の数が多くなってしまう。これを避けるために、電流セ
ンサのためのＡ／Ｄコンバータを２つとして、例えばＩ
ｕとＩｖを同時に取り込み、所定時間遅れてどちらかの
Ａ／ＤコンバータでＩｗを取り込むことが考えられる。
しかし、この場合には各相の電流値を同時に取り込むの
ではないので、各相の電流値のサンプリングに時間ズレ
が発生する。そのため前記の故障判定値Ｘは、最大回転
数、最大電流値時に発生する電流値の最大誤差を勘案し
て、かなり大きな値に設定する必要があるため、故障検
出の精度が低下する、という問題があった。
【０００４】本発明は、上記のごとき問題を解決するた
めになされたものであり、電流センサのためのＡ／Ｄコ
ンバータ（入力ポート）を少なくできると共に、電流セ
ンサの故障診断の精度を悪化させることのない電流セン
サの故障検知装置を提供することを目的とする。
めになされたものであり、電流センサのためのＡ／Ｄコ
ンバータ（入力ポート）を少なくできると共に、電流セ
ンサの故障診断の精度を悪化させることのない電流セン
サの故障検知装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明においては特許請求の範囲に記載するように
構成している。すなわち請求項１においては、誤差推定
手段において、サンプリングタイミングの時間差による
電流値のズレ△ｗを推定し、その結果を用いて、補正手
段において故障判定値の補正（ＸをＸ＋△ｗに補正）を
行う。そして故障診断手段では、電流センサで検出され
た全ての電流値と、前記補正された判定値とに基づい
て、前記電流センサの故障を診断する。例えば、実際に
Ａ／Ｄ変換した３相電流値の総和Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ’
（ただしＩｗ’は誤差を含んだＩｗの値）がＸ＋△ｗよ
り大か否かを判断し、大の場合には電流センサの故障と
判定するように構成している。
め、本発明においては特許請求の範囲に記載するように
構成している。すなわち請求項１においては、誤差推定
手段において、サンプリングタイミングの時間差による
電流値のズレ△ｗを推定し、その結果を用いて、補正手
段において故障判定値の補正（ＸをＸ＋△ｗに補正）を
行う。そして故障診断手段では、電流センサで検出され
た全ての電流値と、前記補正された判定値とに基づい
て、前記電流センサの故障を診断する。例えば、実際に
Ａ／Ｄ変換した３相電流値の総和Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ’
（ただしＩｗ’は誤差を含んだＩｗの値）がＸ＋△ｗよ
り大か否かを判断し、大の場合には電流センサの故障と
判定するように構成している。
【０００６】
【発明の効果】本発明においては、電流値のズレ△ｗを
推定し、その分を故障判定式に盛り込んでいる。つまり
Ｘの基本値は小さな値に設定しておき、上記のズレ△ｗ
を加味したＸ＋△ｗを故障判定値とするので、サンプリ
ングタイミングの遅れによる誤差分を含んだ電流値（Ｉ
ｗ’）について、運転条件に応じた必要最小限の判定値
で精度の良い故障判定を行うことが出来る。このように
モータの運転条件に応じて故障判定値を最適化すること
で、より精度よく故障検出が出来る、という効果があ
る。
推定し、その分を故障判定式に盛り込んでいる。つまり
Ｘの基本値は小さな値に設定しておき、上記のズレ△ｗ
を加味したＸ＋△ｗを故障判定値とするので、サンプリ
ングタイミングの遅れによる誤差分を含んだ電流値（Ｉ
ｗ’）について、運転条件に応じた必要最小限の判定値
で精度の良い故障判定を行うことが出来る。このように
モータの運転条件に応じて故障判定値を最適化すること
で、より精度よく故障検出が出来る、という効果があ
る。
【０００７】
【発明の実施の形態】（第１の実施例）図１は、本発明
の一実施例の構成を示すブロック図である。なお、本実
施例は３相同期モータを電気自動車の駆動用モータに適
用したものとして説明するが、これに限られるものでは
ない。図１において、１〜１０の部分は３相同期モータ
の電流フィードバック制御ブロックを示し、誤差推定部
１１、判定条件補正部１２および故障診断部１３の部分
が本発明の特徴的な制御ブロックの部分を示す。なお、
上記１１〜１３の部分は、電流フィードバック制御ブロ
ックを構成するコンピュータを用いて共通に構成するこ
とが出来る。
の一実施例の構成を示すブロック図である。なお、本実
施例は３相同期モータを電気自動車の駆動用モータに適
用したものとして説明するが、これに限られるものでは
ない。図１において、１〜１０の部分は３相同期モータ
の電流フィードバック制御ブロックを示し、誤差推定部
１１、判定条件補正部１２および故障診断部１３の部分
が本発明の特徴的な制御ブロックの部分を示す。なお、
上記１１〜１３の部分は、電流フィードバック制御ブロ
ックを構成するコンピュータを用いて共通に構成するこ
とが出来る。
【０００８】まず、３相同期モータの電流フィードバッ
ク制御ブロックの部分について概略を説明する。電流指
令演算部１では、外部から指令されたトルク指令Ｔ*に
見合ったｄ軸電流指令値Ｉｄ*およびｑ軸電流指令値Ｉ
ｑ*を出力する。それらの電流指令値は電流ＰＩ制御部
２に入力される。
ク制御ブロックの部分について概略を説明する。電流指
令演算部１では、外部から指令されたトルク指令Ｔ*に
見合ったｄ軸電流指令値Ｉｄ*およびｑ軸電流指令値Ｉ
ｑ*を出力する。それらの電流指令値は電流ＰＩ制御部
２に入力される。
【０００９】電流ＰＩ制御部２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ
*とｄ軸現在電流値Ｉｄとの偏差に基づき比例積分演算
を行ってｄ軸電圧指令値Ｖｄ*を出力し、同様にｑ軸電
流指令値Ｉｑ*とｑ軸現在電流値Ｉｑとの偏差に基づい
てｑ軸電圧指令値Ｖｑ*を出力する。
*とｄ軸現在電流値Ｉｄとの偏差に基づき比例積分演算
を行ってｄ軸電圧指令値Ｖｄ*を出力し、同様にｑ軸電
流指令値Ｉｑ*とｑ軸現在電流値Ｉｑとの偏差に基づい
てｑ軸電圧指令値Ｖｑ*を出力する。
【００１０】上記のｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とｑ軸電圧指
令値Ｖｑ*は、必要に応じて非干渉演算処理を施され、
２相３相変換器３により３相電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、
Ｖｗ*に変換された後、ＰＷＭ変換部４に与えられ、Ｐ
ＷＭ信号に変換される。
令値Ｖｑ*は、必要に応じて非干渉演算処理を施され、
２相３相変換器３により３相電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、
Ｖｗ*に変換された後、ＰＷＭ変換部４に与えられ、Ｐ
ＷＭ信号に変換される。
【００１１】インバータ５は上記ＰＷＭ信号に応じて図
示しない直流電源（バッテリ等）の電力を３相交流電力
変換し、３相モータ６を駆動する。この際に流れる３相
の各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを電流センサ７−１、７−
２、７−３でそれぞれ検出し、Ａ／Ｄ変換部９でディジ
タル信号の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに変換し、３相２相
変換器１０によりｄ軸現在電流値Ｉｄおよびｑ軸現在電
流値Ｉｑに変換し、前記電流ＰＩ制御部２にフィードバ
ックする。
示しない直流電源（バッテリ等）の電力を３相交流電力
変換し、３相モータ６を駆動する。この際に流れる３相
の各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを電流センサ７−１、７−
２、７−３でそれぞれ検出し、Ａ／Ｄ変換部９でディジ
タル信号の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに変換し、３相２相
変換器１０によりｄ軸現在電流値Ｉｄおよびｑ軸現在電
流値Ｉｑに変換し、前記電流ＰＩ制御部２にフィードバ
ックする。
【００１２】回転角検出器８は、３相モータ６の現在回
転角（電気角θ）を検出する。この電気角θは、前記２
相３相変換器３および３相２相変換器１０における座標
変換演算および電流指令演算部１における演算に用いら
れる。
転角（電気角θ）を検出する。この電気角θは、前記２
相３相変換器３および３相２相変換器１０における座標
変換演算および電流指令演算部１における演算に用いら
れる。
【００１３】以下、本発明の特徴とする制御ブロック
（１１〜１３の部分）について説明する。従来の３相モ
ータの電流センサの故障判定においては、３相電流値の
関係「Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０」を用い、故障判定式「Ｉ
ｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ≧Ｘ」（Ｘ：故障判定値）を満たすか否
かで故障を判定している。しかし、図２に示すように、
３相電流は回転数に応じた周期の交流波であり、制御用
のマイクロコンピュータがＡ／Ｄコンバータを２回路
（２入力）しか持たない場合には、タイミングをずらし
て入力することになる。例えば、図２のタイミングＡに
おいて回路１、回路２で２相電流Ｉｕ、Ｉｖをサンプリ
ングし、タイミングＢで残りのＩｗをサンプリングす
る。上記のタイミングＡとＢの時間差ｔは回路１、回路
２におけるＡ／Ｄ変換時間に相当する。このようにＡ／
Ｄ変換タイミングに時間差ｔが存在し、この時間差ｔに
より電流値Ｉｗは△ｗだけずれた値がサンプリングされ
ることになる。したがって、故障判定値Ｘは誤判定を避
けるために、充分に余裕を持った値に設定する必要があ
る。この故障判定値Ｘは理想的には０に近い値の方が高
精度になるが、実際にはセンサ誤差やＡ／Ｄ変換誤差等
を考慮して０より大の値に設定する必要があり、さらに
上記のサンプリングタイミングの時間差による誤差の分
について、最大回転数、最大電流値時に発生する電流値
の最大誤差を勘案してかなり大きな値に設定することに
なるので、故障検出精度が低下してしまうことが考えら
れる。そこで本発明では、この遅れ時間ｔにより発生す
る電流値のズレ△ｗを推定し、故障判定値Ｘを運転条件
に応じた必要最小限の値にすることで故障検出精度を上
げるようにしている。
（１１〜１３の部分）について説明する。従来の３相モ
ータの電流センサの故障判定においては、３相電流値の
関係「Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０」を用い、故障判定式「Ｉ
ｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ≧Ｘ」（Ｘ：故障判定値）を満たすか否
かで故障を判定している。しかし、図２に示すように、
３相電流は回転数に応じた周期の交流波であり、制御用
のマイクロコンピュータがＡ／Ｄコンバータを２回路
（２入力）しか持たない場合には、タイミングをずらし
て入力することになる。例えば、図２のタイミングＡに
おいて回路１、回路２で２相電流Ｉｕ、Ｉｖをサンプリ
ングし、タイミングＢで残りのＩｗをサンプリングす
る。上記のタイミングＡとＢの時間差ｔは回路１、回路
２におけるＡ／Ｄ変換時間に相当する。このようにＡ／
Ｄ変換タイミングに時間差ｔが存在し、この時間差ｔに
より電流値Ｉｗは△ｗだけずれた値がサンプリングされ
ることになる。したがって、故障判定値Ｘは誤判定を避
けるために、充分に余裕を持った値に設定する必要があ
る。この故障判定値Ｘは理想的には０に近い値の方が高
精度になるが、実際にはセンサ誤差やＡ／Ｄ変換誤差等
を考慮して０より大の値に設定する必要があり、さらに
上記のサンプリングタイミングの時間差による誤差の分
について、最大回転数、最大電流値時に発生する電流値
の最大誤差を勘案してかなり大きな値に設定することに
なるので、故障検出精度が低下してしまうことが考えら
れる。そこで本発明では、この遅れ時間ｔにより発生す
る電流値のズレ△ｗを推定し、故障判定値Ｘを運転条件
に応じた必要最小限の値にすることで故障検出精度を上
げるようにしている。
【００１４】まず、この電流値のズレ△ｗの推定方法に
ついて説明する。サンプリングタイミングの時間差ｔ
（＝Ａ／Ｄ変換時間に相当）は制御マイクロコンピュー
タの性能により決まる一定値なので、この時間ｔの間の
モータ回転によるズレ角度αは、下記の式 α＝３６０×ｔ×ｎ×ｐ／６０ ただし、α：進み角度（°） ｎ：モータ回転数（ｒｐｍ） ｐ：モータ極対数 で求められる。
ついて説明する。サンプリングタイミングの時間差ｔ
（＝Ａ／Ｄ変換時間に相当）は制御マイクロコンピュー
タの性能により決まる一定値なので、この時間ｔの間の
モータ回転によるズレ角度αは、下記の式 α＝３６０×ｔ×ｎ×ｐ／６０ ただし、α：進み角度（°） ｎ：モータ回転数（ｒｐｍ） ｐ：モータ極対数 で求められる。
【００１５】さらに、このズレ角度αによる電流値の変
動量の推定について、図３に示す３相同期モータモデル
を用いて説明する。図３の３相同期モータモデルでは、
ｄ軸、ｑ軸、Ｕ、Ｖ、Ｗ軸は、それぞれ１２０°毎に配
された３相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）コイルを貫く軸をそれぞれＵ
軸、Ｖ軸、Ｗ軸、回転子である永久磁石１４のＮ極を正
方向に貫く軸をｄ軸、ｄ軸に直交する軸をｑ軸とし、電
気角θはＵ軸とｄ軸の角度を表している。またｄ軸電流
Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑの合成ベクトルをＩＡとし、ＩＡと
ｄ軸の成す角度をＡとする。
動量の推定について、図３に示す３相同期モータモデル
を用いて説明する。図３の３相同期モータモデルでは、
ｄ軸、ｑ軸、Ｕ、Ｖ、Ｗ軸は、それぞれ１２０°毎に配
された３相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）コイルを貫く軸をそれぞれＵ
軸、Ｖ軸、Ｗ軸、回転子である永久磁石１４のＮ極を正
方向に貫く軸をｄ軸、ｄ軸に直交する軸をｑ軸とし、電
気角θはＵ軸とｄ軸の角度を表している。またｄ軸電流
Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑの合成ベクトルをＩＡとし、ＩＡと
ｄ軸の成す角度をＡとする。
【００１６】図３の条件において、Ｗ相電流値を交流波
の式で表すと、振幅最大値をＩＡとすれば、振幅最大と
なるのはベクトルＩＡがｗ軸と重なる時、つまり（θ＋
Ａ＝２４０°）となる時なので、 Ｉｗ＝ＩＡ／√(３)cos(θ＋Ａ＋１２０°） となる。よって、Ａ／Ｄ変換タイミングの時間差ｔによ
るズレ角度αの時のＷ相の電流値Ｉｗ’は、 Ｉｗ’＝ＩＡ／√(３)cos(θ＋Ａ＋１２０°＋α） となり、電流値の変動量Δｗは、 Δｗ＝（Ｉｗ’−Ｉｗ)＝ＩＡ／√(３)｛cos(θ＋Ａ＋
１２０°＋α）−cos(θ＋Ａ＋１２０°）｝ となる。
の式で表すと、振幅最大値をＩＡとすれば、振幅最大と
なるのはベクトルＩＡがｗ軸と重なる時、つまり（θ＋
Ａ＝２４０°）となる時なので、 Ｉｗ＝ＩＡ／√(３)cos(θ＋Ａ＋１２０°） となる。よって、Ａ／Ｄ変換タイミングの時間差ｔによ
るズレ角度αの時のＷ相の電流値Ｉｗ’は、 Ｉｗ’＝ＩＡ／√(３)cos(θ＋Ａ＋１２０°＋α） となり、電流値の変動量Δｗは、 Δｗ＝（Ｉｗ’−Ｉｗ)＝ＩＡ／√(３)｛cos(θ＋Ａ＋
１２０°＋α）−cos(θ＋Ａ＋１２０°）｝ となる。
【００１７】また、この算出に必要な値θ、ＩＡ、Ａは
それぞれ下記のように取得する。 θ：図１の回転角検出器８で検出した値（電気角） ＩＡ：同期してサンプリングしたＩｕ、Ｉｖから下記に
示す式によって算出する。まず、下記の３相→２相変換
によって２相電流値Ｉｄ、Ｉｑを算出する。 Ｉｄ＝√(３／２)Ｉｕ・cosθ＋｛√(１／２)Ｉｕ＋√
(２)Ｉｖ｝sinθ Ｉｑ＝−√(３／２)Ｉｕ・sinθ＋｛√(１／２)Ｉｕ＋
√(２)Ｉｖ｝cosθ 次に、Ｉｄ、Ｉｑの合成ベクトルＩＡを下式で算出す
る。 ＩＡ＝√(Ｉｄ２＋Ｉｑ２） Ａ：上記で算出したＩｄ、Ｉｑより、 cosＡ＝Ｉｄ／｛√(Ｉｄ２＋Ｉｑ２）｝ そして、Ａはｄ軸、ｑ軸間の角度なので０≦Ａ≦９０°
であるから、上記cosＡからＡを算出することが出来
る。
それぞれ下記のように取得する。 θ：図１の回転角検出器８で検出した値（電気角） ＩＡ：同期してサンプリングしたＩｕ、Ｉｖから下記に
示す式によって算出する。まず、下記の３相→２相変換
によって２相電流値Ｉｄ、Ｉｑを算出する。 Ｉｄ＝√(３／２)Ｉｕ・cosθ＋｛√(１／２)Ｉｕ＋√
(２)Ｉｖ｝sinθ Ｉｑ＝−√(３／２)Ｉｕ・sinθ＋｛√(１／２)Ｉｕ＋
√(２)Ｉｖ｝cosθ 次に、Ｉｄ、Ｉｑの合成ベクトルＩＡを下式で算出す
る。 ＩＡ＝√(Ｉｄ２＋Ｉｑ２） Ａ：上記で算出したＩｄ、Ｉｑより、 cosＡ＝Ｉｄ／｛√(Ｉｄ２＋Ｉｑ２）｝ そして、Ａはｄ軸、ｑ軸間の角度なので０≦Ａ≦９０°
であるから、上記cosＡからＡを算出することが出来
る。
【００１８】このようにして算出した電流値のズレ△ｗ
を電流センサ故障判定値に反映させる。つまりサンプリ
ングが完全に同期した場合の電流値Ｉｗは、 Ｉｗ＝Ｉｗ’−△ｗ なので、電流センサ故障判定式を Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ’＞Ｘ＋△ｗ として判定する。
を電流センサ故障判定値に反映させる。つまりサンプリ
ングが完全に同期した場合の電流値Ｉｗは、 Ｉｗ＝Ｉｗ’−△ｗ なので、電流センサ故障判定式を Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ’＞Ｘ＋△ｗ として判定する。
【００１９】図１においては、誤差推定部１１におい
て、上記のズレ△ｗを推定する。そして、その結果を用
いて、判定条件補正部１２において上記電流センサ故障
判定式の補正（ＸをＸ＋△ｗに補正）を行う。また、故
障診断部１３では、実際にＡ／Ｄ変換した３相電流値の
総和Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ’がＸ＋△ｗより大か否かを判断
し、大の場合には電流センサの故障と判定する。故障診
断部１３における判断結果は、電流フィードバック制御
ブロックにおけるフェール動作の制御に用いられる。例
えば、電流センサ故障と判断した場合には、図１のＰＷ
Ｍ変換部４におけるＰＷＭ出力を停止させ、３相モータ
６の駆動を停止させる。
て、上記のズレ△ｗを推定する。そして、その結果を用
いて、判定条件補正部１２において上記電流センサ故障
判定式の補正（ＸをＸ＋△ｗに補正）を行う。また、故
障診断部１３では、実際にＡ／Ｄ変換した３相電流値の
総和Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ’がＸ＋△ｗより大か否かを判断
し、大の場合には電流センサの故障と判定する。故障診
断部１３における判断結果は、電流フィードバック制御
ブロックにおけるフェール動作の制御に用いられる。例
えば、電流センサ故障と判断した場合には、図１のＰＷ
Ｍ変換部４におけるＰＷＭ出力を停止させ、３相モータ
６の駆動を停止させる。
【００２０】上記のように、本発明においては、電流値
のズレ△ｗを推定し、その分を故障判定式に盛り込んで
いる。つまりＸの基本値は小さな値（電流センサ誤差分
とＡ／Ｄ変換誤差分を考慮した値）に設定しておき、上
記のズレ△ｗを加味したＸ＋△ｗを故障判定値とするの
で、サンプリング時間の遅れによる誤差分を含んだ電流
値（Ｉｗ’）について、必要最小限の判定値で精度の良
い故障判定を行うことが出来る。
のズレ△ｗを推定し、その分を故障判定式に盛り込んで
いる。つまりＸの基本値は小さな値（電流センサ誤差分
とＡ／Ｄ変換誤差分を考慮した値）に設定しておき、上
記のズレ△ｗを加味したＸ＋△ｗを故障判定値とするの
で、サンプリング時間の遅れによる誤差分を含んだ電流
値（Ｉｗ’）について、必要最小限の判定値で精度の良
い故障判定を行うことが出来る。
【００２１】すなわち、本発明においては、最大回転
数、最大電流値時に発生する電流値の最大誤差を勘案し
て故障判定値Ｘを大きく設定する必要がないので、特に
低回転、低電流領域で故障検出精度が悪化することがな
く、かつ、上記のように故障判定値に含むべき誤差要因
のうち、サンプリング時間のズレに起因する誤差は回転
数および電流値により最適化されるため、故障判定値Ｘ
を小さく設定することが可能になり、検出精度を良くす
ることができる。
数、最大電流値時に発生する電流値の最大誤差を勘案し
て故障判定値Ｘを大きく設定する必要がないので、特に
低回転、低電流領域で故障検出精度が悪化することがな
く、かつ、上記のように故障判定値に含むべき誤差要因
のうち、サンプリング時間のズレに起因する誤差は回転
数および電流値により最適化されるため、故障判定値Ｘ
を小さく設定することが可能になり、検出精度を良くす
ることができる。
【００２２】以下、図１における３相モータの電流フィ
ードバック制御と故障判定の動作について図４および図
５のフローチャートによって説明する。図４は、２ｍｓ
定期処理ルーチンを示す。図４において、まず、ステッ
プＳ１でトルク指令値を読み込み、ステップＳ２では角
度検出器８の出力（電気角θ）からモータの回転数を算
出する。そしてステップＳ３では、ステップＳ１、Ｓ２
で読み込んだ回転数、トルク指令値から２軸（ｄ、ｑ
軸）の電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*を算出して処理を終了す
る。この処理は、例えば予め定められたトルク−電流マ
ップを用いて、与えられたトルクに対応する電流指令値
Ｉｄ*、Ｉｑ*を算出する。上記の処理は、通常の３相モ
ータの電流フィードバック制御についての処理である。
ードバック制御と故障判定の動作について図４および図
５のフローチャートによって説明する。図４は、２ｍｓ
定期処理ルーチンを示す。図４において、まず、ステッ
プＳ１でトルク指令値を読み込み、ステップＳ２では角
度検出器８の出力（電気角θ）からモータの回転数を算
出する。そしてステップＳ３では、ステップＳ１、Ｓ２
で読み込んだ回転数、トルク指令値から２軸（ｄ、ｑ
軸）の電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*を算出して処理を終了す
る。この処理は、例えば予め定められたトルク−電流マ
ップを用いて、与えられたトルクに対応する電流指令値
Ｉｄ*、Ｉｑ*を算出する。上記の処理は、通常の３相モ
ータの電流フィードバック制御についての処理である。
【００２３】図５は、１００μｓ定期処理ルーチンを示
す。図５において、まず、ステップＳ１では電流センサ
から３相電流値を読み込み、角度検出器８から電気角θ
を読み込む。なお、３相モータの電流フィードバック制
御では、何れかの２相（例えばＩｕ、Ｉｖ）を読み込め
ば良い。ステップＳ２では、ステップＳ１で読み込んだ
電気角θおよび前回の１００μｓ定期処理ルーチンで読
み込んだ電気角θｚから、１５０μｓ後の推定電気角
θ’を演算する。
す。図５において、まず、ステップＳ１では電流センサ
から３相電流値を読み込み、角度検出器８から電気角θ
を読み込む。なお、３相モータの電流フィードバック制
御では、何れかの２相（例えばＩｕ、Ｉｖ）を読み込め
ば良い。ステップＳ２では、ステップＳ１で読み込んだ
電気角θおよび前回の１００μｓ定期処理ルーチンで読
み込んだ電気角θｚから、１５０μｓ後の推定電気角
θ’を演算する。
【００２４】ステップＳ３では、ステップＳ１で読み込
んだ電流値Ｉｕ、Ｉｖおよび電気角θを用いて、３相→
２相変換し、下式によってｄ軸現在電流値Ｉｄと、ｑ軸
現在電流値Ｉｑを算出する。 Ｉｄ＝√(３／２)Ｉｕ・cosθ＋｛√(１／２)Ｉｕ＋√
(２)Ｉｖ｝sinθ Ｉｑ＝−√(３／２)Ｉｕ・sinθ＋｛√(１／２)Ｉｕ＋
√(２)Ｉｖ｝cosθ ステップＳ４では、図４の２ｍｓ定期処理ルーチンで算
出した２軸（ｄ、ｑ軸）の電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*を読
み込む。
んだ電流値Ｉｕ、Ｉｖおよび電気角θを用いて、３相→
２相変換し、下式によってｄ軸現在電流値Ｉｄと、ｑ軸
現在電流値Ｉｑを算出する。 Ｉｄ＝√(３／２)Ｉｕ・cosθ＋｛√(１／２)Ｉｕ＋√
(２)Ｉｖ｝sinθ Ｉｑ＝−√(３／２)Ｉｕ・sinθ＋｛√(１／２)Ｉｕ＋
√(２)Ｉｖ｝cosθ ステップＳ４では、図４の２ｍｓ定期処理ルーチンで算
出した２軸（ｄ、ｑ軸）の電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*を読
み込む。
【００２５】ステップＳ５では、ステップＳ３で算出し
たＩｄ、Ｉｑと、ステップＳ４で読み込んだＩｄ*、Ｉ
ｑ*の偏差を演算し、図示しないＲＯＭに保存されたゲ
イン定数Ｋｐｄ、Ｋｉｄ、Ｋｐｑ、Ｋｉｑを用いて、下
記の式で示す比例積分（ＰＩ）制御演算により、２軸
（ｄ、ｑ軸）の電圧指令値を演算する。 Ｖｄ*＝（Ｉｄ*−Ｉｄ)×Ｋｉｄ×Ｔ＋｛（Ｉｄ*−Ｉ
ｄ)×Ｋｉｄ×Ｔ｝ｚ−１＋（Ｉｄ*−Ｉｄ)×Ｋｐｄ Ｖｑ*＝（Ｉｑ*−Ｉｑ)×Ｋｉｑ×Ｔ＋｛（Ｉｑ*−Ｉ
ｑ)×Ｋｉｑ×Ｔ｝ｚ−１＋（Ｉｑ*−Ｉｑ)×Ｋｐｑ ただし、Ｔは１００μｓ｛ ｝ｚ−１は｛ ｝内の前回
演算値を表わすステップＳ６では、ステップＳ５で算出
したｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とｑ軸電圧指令値Ｖｑ*および
ステップＳ２で算出した１５０μｓ後の推定電気角θ’
を用いて、下記の式で示す２相→３相変換演算により、
３相電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を算出する。 Ｖｕ*＝√(２／３)×（Ｖｄ*×cosθ’−Ｖｑ*×sin
θ’) Ｖｖ*＝√(１／２)×（Ｖｄ*×sinθ’＋Ｖｑ*×cos
θ’)−Ｖｕ*／２ Ｖｗ*＝−Ｖｕ*−Ｖｖ* ステップＳ７では、ステップＳ６で算出したＶｕ*、Ｖ
ｖ*、Ｖｗ*をそれぞれＰＷＭのデューティ指令値に変換
する。
たＩｄ、Ｉｑと、ステップＳ４で読み込んだＩｄ*、Ｉ
ｑ*の偏差を演算し、図示しないＲＯＭに保存されたゲ
イン定数Ｋｐｄ、Ｋｉｄ、Ｋｐｑ、Ｋｉｑを用いて、下
記の式で示す比例積分（ＰＩ）制御演算により、２軸
（ｄ、ｑ軸）の電圧指令値を演算する。 Ｖｄ*＝（Ｉｄ*−Ｉｄ)×Ｋｉｄ×Ｔ＋｛（Ｉｄ*−Ｉ
ｄ)×Ｋｉｄ×Ｔ｝ｚ−１＋（Ｉｄ*−Ｉｄ)×Ｋｐｄ Ｖｑ*＝（Ｉｑ*−Ｉｑ)×Ｋｉｑ×Ｔ＋｛（Ｉｑ*−Ｉ
ｑ)×Ｋｉｑ×Ｔ｝ｚ−１＋（Ｉｑ*−Ｉｑ)×Ｋｐｑ ただし、Ｔは１００μｓ｛ ｝ｚ−１は｛ ｝内の前回
演算値を表わすステップＳ６では、ステップＳ５で算出
したｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とｑ軸電圧指令値Ｖｑ*および
ステップＳ２で算出した１５０μｓ後の推定電気角θ’
を用いて、下記の式で示す２相→３相変換演算により、
３相電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を算出する。 Ｖｕ*＝√(２／３)×（Ｖｄ*×cosθ’−Ｖｑ*×sin
θ’) Ｖｖ*＝√(１／２)×（Ｖｄ*×sinθ’＋Ｖｑ*×cos
θ’)−Ｖｕ*／２ Ｖｗ*＝−Ｖｕ*−Ｖｖ* ステップＳ７では、ステップＳ６で算出したＶｕ*、Ｖ
ｖ*、Ｖｗ*をそれぞれＰＷＭのデューティ指令値に変換
する。
【００２６】ステップＳ８では、図４の２ｍｓ定期処理
ルーチンで算出された回転数、ステップＳ１で読み込ん
だ電気角θ、ステップＳ３で算出されたＩｄ、Ｉｑ、お
よび制御用マイクロコンピュータによって決まるＡ／Ｄ
変換タイミングの時間差ｔ（Ａ／Ｄ変換時間に相当）、
制御対象のモータ極対数ｐを用いて、故障判定値Ｘの補
正値（電流値の変動量Δｗ）を演算する。まず、時間差
ｔによる進み角度αを下式で算出する。 α＝３６０°×ｔ×回転数（ｒｐｍ）×ｐ／６０ 次に、Ｉｄ、Ｉｑの合成ベクトルＩＡと、ＩＡとｄ軸の
成す角ＡのcosＡを下式で算出する。 ＩＡ＝√(Ｉｄ２＋Ｉｑ２) cosＡ＝Ｉｄ／｛√(Ｉｄ２＋Ｉｑ２)｝ ただし、Ａはｄ軸とｑ軸間の角度であり、０≦Ａ≦９０
°の範囲でＡを算出する。以上の値を用いて時間差ｔの
間の電流値の変動量△ｗを下記の式 △ｗ＝ＩＡ／√(３)｛cos（θ＋Ａ＋１２０°＋α)−co
s（θ＋Ａ＋１２０°)｝ で演算する。
ルーチンで算出された回転数、ステップＳ１で読み込ん
だ電気角θ、ステップＳ３で算出されたＩｄ、Ｉｑ、お
よび制御用マイクロコンピュータによって決まるＡ／Ｄ
変換タイミングの時間差ｔ（Ａ／Ｄ変換時間に相当）、
制御対象のモータ極対数ｐを用いて、故障判定値Ｘの補
正値（電流値の変動量Δｗ）を演算する。まず、時間差
ｔによる進み角度αを下式で算出する。 α＝３６０°×ｔ×回転数（ｒｐｍ）×ｐ／６０ 次に、Ｉｄ、Ｉｑの合成ベクトルＩＡと、ＩＡとｄ軸の
成す角ＡのcosＡを下式で算出する。 ＩＡ＝√(Ｉｄ２＋Ｉｑ２) cosＡ＝Ｉｄ／｛√(Ｉｄ２＋Ｉｑ２)｝ ただし、Ａはｄ軸とｑ軸間の角度であり、０≦Ａ≦９０
°の範囲でＡを算出する。以上の値を用いて時間差ｔの
間の電流値の変動量△ｗを下記の式 △ｗ＝ＩＡ／√(３)｛cos（θ＋Ａ＋１２０°＋α)−co
s（θ＋Ａ＋１２０°)｝ で演算する。
【００２７】ステップＳ９では、ステップＳ８で演算し
た△ｗを用いて、センサ誤差、演算誤差等から予め設定
しておいた故障判定値の基本値Ｘを補正する。つまり故
障判定値としてＸ＋△ｗを用いて電流センサの故障判定
を行う。なお、△ｗの値は、サンプリングのタイミング
によって＋値にも−値にもなる。図２の例では、時間差
ｔの間にＩｗの波形が上昇しているので、△ｗは＋値で
ある。
た△ｗを用いて、センサ誤差、演算誤差等から予め設定
しておいた故障判定値の基本値Ｘを補正する。つまり故
障判定値としてＸ＋△ｗを用いて電流センサの故障判定
を行う。なお、△ｗの値は、サンプリングのタイミング
によって＋値にも−値にもなる。図２の例では、時間差
ｔの間にＩｗの波形が上昇しているので、△ｗは＋値で
ある。
【００２８】故障判定は、電流センサで実際に検出した
３相の電流値の総和Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ’が下記の式に相
当するか否かで判定する。ただし、Ｉｗ’は時間差ｔだ
け遅れてサンプリングされたＩｗの値である。この例
は、Ｉｕ＋Ｉｖを先にサンプリングし、Ｉｗを時間差ｔ
だけ遅れてサンプリングした場合に相当する。 Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ’＞Ｘ＋△ｗ 上記の故障判定式を満たしていれば、電流センサ故障と
判定し、ステップＳ１１へ行き、そうでなければ、電流
センサは正常と判断して、ステップＳ１０へ移行する。
３相の電流値の総和Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ’が下記の式に相
当するか否かで判定する。ただし、Ｉｗ’は時間差ｔだ
け遅れてサンプリングされたＩｗの値である。この例
は、Ｉｕ＋Ｉｖを先にサンプリングし、Ｉｗを時間差ｔ
だけ遅れてサンプリングした場合に相当する。 Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ’＞Ｘ＋△ｗ 上記の故障判定式を満たしていれば、電流センサ故障と
判定し、ステップＳ１１へ行き、そうでなければ、電流
センサは正常と判断して、ステップＳ１０へ移行する。
【００２９】ステップＳ１０では、ステップＳ７で演算
されたＵＶＷ各相のＰＷＭデューティ指令値をＰＷＭレ
ジスタに設定し、割込み処理を終了する。ステップＳ１
１では、電流センサ故障によるフェール動作としてＰＷ
Ｍ出力を停止し、割込み処理を終了する。
されたＵＶＷ各相のＰＷＭデューティ指令値をＰＷＭレ
ジスタに設定し、割込み処理を終了する。ステップＳ１
１では、電流センサ故障によるフェール動作としてＰＷ
Ｍ出力を停止し、割込み処理を終了する。
【００３０】（第２の実施例）これまで説明した第１の
実施例においては、サンプリングタイミングの時間差ｔ
に起因するＩｗの誤差△ｗを、故障判定値の基本値Ｘに
加算した値を用いて故障判定を行っている。本第２の実
施例においては、Ｉｗ’自体を誤差△ｗで補正し、故障
判定値は基本値Ｘのまま用いるように構成している。つ
まり、故障判定式としては、下記の式を用いる。 Ｉｕ＋Ｉｖ＋（Ｉｗ’−△ｗ）≧Ｘ 上記の式において、Ｉｗ’−△ｗ＝Ｉｗであり、Ｉｗは
サンプリングタイミングの時間差ｔに起因する誤差を除
いた値、つまりタイミングのズレが無かった場合の値に
相当するから、上記の判定式を用いることにより、故障
判定値Ｘは基本的なセンサ誤差、演算誤差等に対応する
小さな値で済むことになり、第１の実施例と同様の効果
が得られる。
実施例においては、サンプリングタイミングの時間差ｔ
に起因するＩｗの誤差△ｗを、故障判定値の基本値Ｘに
加算した値を用いて故障判定を行っている。本第２の実
施例においては、Ｉｗ’自体を誤差△ｗで補正し、故障
判定値は基本値Ｘのまま用いるように構成している。つ
まり、故障判定式としては、下記の式を用いる。 Ｉｕ＋Ｉｖ＋（Ｉｗ’−△ｗ）≧Ｘ 上記の式において、Ｉｗ’−△ｗ＝Ｉｗであり、Ｉｗは
サンプリングタイミングの時間差ｔに起因する誤差を除
いた値、つまりタイミングのズレが無かった場合の値に
相当するから、上記の判定式を用いることにより、故障
判定値Ｘは基本的なセンサ誤差、演算誤差等に対応する
小さな値で済むことになり、第１の実施例と同様の効果
が得られる。
【図１】本発明の一実施例の構成を示すブロック図。
【図２】３相交流の電流波形とＡ／Ｄ変換のタイミング
の時間差を示す図。
の時間差を示す図。
【図３】３相同期モータモデルを示すベクトル図。
【図４】本発明における演算処理内容を示すフローチャ
ート。
ート。
【図５】本発明における演算処理内容を示す他のフロー
チャート。
チャート。
１…電流指令演算部 ２…電流ＰＩ制
御部 ３…２相→３相変換器 ４…ＰＷＭ変換
部 ５…インバータ ６…３相モータ ７−１、７−２、７−３…電流センサ ８…回転角検出器 ９…Ａ／Ｄ変換
部 １０…３相→２相変換器 １１…誤差推定
部 １２…判定条件補正部 １３…故障診断
部
御部 ３…２相→３相変換器 ４…ＰＷＭ変換
部 ５…インバータ ６…３相モータ ７−１、７−２、７−３…電流センサ ８…回転角検出器 ９…Ａ／Ｄ変換
部 １０…３相→２相変換器 １１…誤差推定
部 １２…判定条件補正部 １３…故障診断
部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 2G036 AA25 AA27 BA02 BA35 CA10
5H550 BB09 DD03 DD04 GG03 GG05
HB08 JJ03 JJ04 JJ06 JJ16
JJ17 JJ18 KK06 LL22 LL33
LL35
5H576 BB07 DD02 DD04 DD05 EE01
EE11 GG01 GG02 GG04 HB02
JJ03 JJ04 JJ16 JJ17 JJ18
KK06 LL22 MM10
Claims (4)
- 【請求項１】３相交流モータの各相に流れる電流をそれ
ぞれ検出する３個の電流センサと、 前記３個の電流センサによる検出値のうち、何れか２個
の検出値を第１のタイミングで取り込み、残りの検出値
を前記第１のタイミングよりも所定時間遅れた第２のタ
イミングで取り込む取込手段と、 前記第１のタイミングで取り込まれた電流値を用いて、
前記第２のタイミングで取り込まれた電流値のタイミン
グ遅れによる誤差を推定する誤差推定手段と、 前記誤差推定手段で推定された誤差に基づいて、電流セ
ンサの故障診断の判定値を補正する補正手段と、 前記電流センサで検出された全ての電流値と、前記補正
された判定値とに基づいて、前記電流センサの故障を診
断する故障診断手段と、 を備えたことを特徴とする交流モータの電流センサ故障
検知装置。 - 【請求項２】３相交流モータの各相に流れる電流をそれ
ぞれ検出する３個の電流センサと、 前記３個の電流センサによる検出値のうち、何れか２個
の検出値を第１のタイミングで取り込み、残りの検出値
を前記第１のタイミングよりも所定時間遅れた第２のタ
イミングで取り込む取込手段と、 前記第１のタイミングで取り込まれた電流値を用いて、
前記第２のタイミングで取り込まれた電流値のタイミン
グ遅れによる誤差を推定する誤差推定手段と、 前記誤差推定手段で推定された誤差に基づいて、前記第
２のタイミングで取り込まれた電流値を補正する補正手
段と、 前記第１のタイミングで取り込まれた電流値と前記補正
手段で補正された電流値および予め設定された判定値に
基づいて、前記電流センサの故障を診断する故障診断手
段と、 を備えたことを特徴とする交流モータの電流センサ故障
検知装置。 - 【請求項３】前記第１のタイミングで読み込む２個の電
流検出値をＩｕ、Ｉｖとし、前記第２のタイミングで読
み込む電流検出値をＩｗとした場合に、 前記誤差推定手段は、 前記第１と第２のタイミングの時間差ｔ、モータ回転数
ｎ、モータ極対数ｐからモータ回転によるズレ角度αを
次式で求め、 α＝３６０×ｔ×ｎ×ｐ／６０ さらに、タイミングの時間差ｔがなかった場合のＩｗを
次式で求め、 Ｉｗ＝ＩＡ／√(３)cos(θ＋Ａ＋１２０°） ただし、ＩＡ：振幅最大値 θ：モータの電気角 前記ズレ角度αの時における電流値Ｉｗ’を次式で求
め、 Ｉｗ’＝ＩＡ／√(３)cos(θ＋Ａ＋１２０°＋α） 前記Ｉｗ’と前記Ｉｗとの差を次式で求め、 Δｗ＝（Ｉｗ’−Ｉｗ)＝ＩＡ／√(３)｛cos(θ＋Ａ＋
１２０°＋α）−cos(θ＋Ａ＋１２０°）｝ 前記Δｗをタイミングのズレによる電流値の誤差とする
ように構成した請求項１または請求項２に記載の交流モ
ータの電流センサ故障検知装置。 - 【請求項４】前記故障診断手段は、前記各電流値の総和
が前記判定値よりも大の場合に電流センサの故障と判断
するように構成した請求項１または請求項２に記載の交
流モータの電流センサ故障検知装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002059871A JP2003255006A (ja) | 2002-03-06 | 2002-03-06 | 交流モータの電流センサ故障検知装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002059871A JP2003255006A (ja) | 2002-03-06 | 2002-03-06 | 交流モータの電流センサ故障検知装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003255006A true JP2003255006A (ja) | 2003-09-10 |
Family
ID=28669401
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002059871A Pending JP2003255006A (ja) | 2002-03-06 | 2002-03-06 | 交流モータの電流センサ故障検知装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003255006A (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
2002
- 2002-03-06 JP JP2002059871A patent/JP2003255006A/ja active Pending
Cited By (18)
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