JP2001211698A - 同期モータ制御装置 - Google Patents

同期モータ制御装置

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JP2001211698A
JP2001211698A JP2000014250A JP2000014250A JP2001211698A JP 2001211698 A JP2001211698 A JP 2001211698A JP 2000014250 A JP2000014250 A JP 2000014250A JP 2000014250 A JP2000014250 A JP 2000014250A JP 2001211698 A JP2001211698 A JP 2001211698A
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magnetic pole
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JP2000014250A
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English (en)
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Satoru Kaneko
Ryozo Masaki
Sanshiro Obara
三四郎 小原
良三 正木
金子  悟
Original Assignee
Hitachi Ltd
株式会社日立製作所
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Abstract

(57)【要約】 【課題】同期機の全運転範囲にわたって、回転センサの
位相誤差を補正する制御装置とその制御方法を得る。 【解決手段】インバータを制御する電気車の制御装置で
あって、d軸電流指令とq軸電流指令を発生する電流指
令発生部と、回転センサの出力から座標変換処理で使用
する位相θ及び速度Nを演算する位相演算部と、dq軸
電流指令と同期モータ電流からのdq軸電流を検出値を
もとにdq軸電圧指令値Vd、Vqを算出する電流制御
部と、該dq軸電圧指令値Vd、Vqの座標変換処理を
行って交流電圧指令値Vur、Vvr、Vwrを演算する
座標変換部と、交流電圧指令値をもとにインバータの駆
動信号を発生するPWM信号発生部とを備えた電気車の
制御装置において、回転センサの出力を補正する位相補
正部を有し、該位相補正部は、磁極位相推定部でモータ
電流とPWM信号の同期信号をもとにして演算した磁極
位相推定値θcを用いて、位相演算部で回転センサから
算出した位相角θ0を補正する。

Description

【発明の詳細な説明】

【0001】

【発明の属する技術分野】本発明は同期モータ(リラク
タンスモータを含む)の制御装置に係わり、特に回転セ
ンサの位相誤差補正を行う同期モータ制御装置に関す
る。

【0002】

【従来の技術】電気車において永久磁石により励磁され
る同期モータを使用する場合には、レゾルバ等の回転セ
ンサにより同機の永久磁石(ロータ)の磁極位置と回転
角度を検出し、同期モータ電流を制御している。しか
し、回転センサを構成するレゾルバ等のセンサやセンサ
出力処理回路は誤差、特に、速度に依存した位相誤差を
含んでいる。

【0003】回転センサの位相誤差を補正するものとし
て、特開平10−304676号公報には、電気車の停
止信号IGNOFF時にインバータ用平滑コンデンサを
放電する際、回転センサの位相誤差を補正する発明が記
載されている。この発明では、同期モータ停止時にのみ
位相補正を行っている。

【0004】同期モータの速度やトルクを制御するため
には、磁極位置を検出、あるいは、推定する必要があ
る。その検出した磁極位置に基づいて電流制御あるいは
電圧制御を行うことで、同期モータのトルクや速度を制
御できる。近年、この磁極位置を位置検出器で検出する
ことなく、同期モータを制御する磁極位置センサレス制
御方式が提案されている。例えば、電気学会論文集Vol.
117-D, No. 1 ,1997に記載されている「速度起電力推
定に基づくセンサレス突極形ブラシレスDCモータ制
御」(竹下、市川他)には、モータモデルを用いて速度
起電力を推定しながら、速度制御を行う方法が提案され
ている。また、特開平8-205578号には、パルス幅制御
(PWM制御)により同期モータに印加する電圧のベク
トルとそれに対するモータ電流のベクトルのリプル成分
の相関関係から同期モータの突極性を検出する方法が記
載されている。

【0005】前者は制御モデルで演算される電流と実際
に流れているモータ電流の差から磁極位置を推定する方
法であり、制御装置の制御演算だけで制御系を構成でき
る特徴がある。また、後者は同期モータの電圧を制御す
る一般的なPWM信号を利用しているため、検出のため
の追加信号を付加する必要がない利点がある。

【0006】ところで、永久磁石により励磁される同期
機を使用する場合には、レゾルバ等の回転センサにより
同期機の永久磁石(ロータ)の磁極位置と回転角度を検
出し、同期機電流を制御している。しかし、レゾルバ等
のセンサやセンサ出力処理回路は誤差、特に、速度に依
存した位相誤差を含んでいるため、同期機のロータの位
置を正確に検出することが困難である。このような、回
転センサの位相誤差を補正するものとして、特開平10
−304676号公報には、電気車の停止信号IGNO
FF時に電力変換器用平滑コンデンサを放電する際、回
転センサの位相誤差を補正する発明が記載されている。
この発明では、同期機停止時にのみ位相補正を行ってい
る。

【0007】

【発明が解決しようとする課題】回転センサの出力は温
度変化、経年変化や速度に依存した位相誤差を生ずる。
この誤差は通常の運転時にも影響を及ぼす。同期機停止
時にのみ位相補正を行うものでは、回転センサの出力に
誤差があると、例えば、回転中トルク指令値がゼロの場
合、不必要な力行あるいは回生トルクを発生してバッテ
リーの不要な充放電が生じる。

【0008】本発明は、同期モータの全運転範囲にわた
って、回転センサの位相誤差を補正する制御装置とその
制御方法を得ることを目的とする。

【0009】

【課題を解決するための手段】本発明の特徴は、同期モ
ータと、前記同期モータの磁極位置と回転角度を検出す
る回転センサと、前記同期モータを駆動するインバータ
と、該インバータを制御する電気車の制御装置であっ
て、前記制御装置が、d軸電流指令とq軸電流指令を発
生する電流指令発生部と、前記回転センサの出力から座
標変換処理で使用する位相θ及び速度Nを演算する位相
演算部と、dq軸電流指令と同期モータ電流からのdq
軸電流を検出値をもとにdq軸電圧指令値Vd、Vqを
算出する電流制御部と、該dq軸電圧指令値Vd、Vq
の座標変換処理を行って交流電圧指令値Vur、Vvr、
Vwrを演算する座標変換部と、前記交流電圧指令値を
もとにインバータの駆動信号を発生するPWM信号発生
部と、を備えた電気車の制御装置において、前記回転セ
ンサの出力を補正する位相補正部を有し、該位相補正部
は、磁極位相推定部で演算した磁極位相推定値θcを用
いて、前記位相演算部で回転センサから算出した位相角
θ0の誤差を補正することにある。

【0010】本発明によれば、同期モータの全運転範囲
にわたって、回転センサの位相誤差を補正し、不必要な
力行あるいは回生トルクを無くしバッテリーの不要な充
放電を低減させることができる同期モータの制御装置を
得ることができる。

【0011】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例を図1に
より説明する。まず、円筒形同期モータを例に、本発明
の磁極位相推定方法の一例を説明する。図1は、円筒形
同期モータ1をバッテリー2の直流エネルギーで駆動す
るモータ制御システムの構成図である。制御装置4は、
d軸電流指令id*とq軸電流指令iq*を発生する電流
指令発生部6と、dq軸電流指令と同期機電流からのd
q軸電流の検出値をもとにdq軸電圧指令値Vd*、V
q*を演算する電流制御部、このdq軸電圧指令値Vd
*、Vq*の座標変換処理を行って交流電圧指令値Vu
*、Vv*、Vw*を演算する座標変換部8と、交流電
圧指令値をもとに電力変換器の駆動信号を発生するPW
M信号発生部9を備えている。

【0012】バッテリー2の直流電圧は、インバータ3
により3相の交流電圧に変換され、円筒形同期モータ1
に印加される。この印加電圧は制御装置4において次の
ような演算を行って決定される。まず、電流指令値発生
部6では、モータが発生すべきトルク指令値τMに対し
て、d軸電流指令値idr、q軸電流指令値iqrを決定す
る。d軸は磁極位置(磁束)の方向、q軸は電気的にd
軸に直交する方向を示しており、d-q軸座標系を構成
する。

【0013】円筒型同期機1の磁極位置及び回転角度は
レゾルバ50で、また、同期機電流は電流センサ5a、
5bで検出され、これらの検出値は制御装置4に送られ
る。電流センサ5a、5bから検出されたu相電流i
u、v相電流ivは、電流検出部10において後述する電
流検出パルスP1のタイミングにより検出され、座標変
換部11でd-q軸座標系のd軸電流id、q軸電流iq
に変換される。この実施例では、電流検出部10で検出
する電流はU相とV相の2つの相電流iu、ivである
が、W相電流iwはiu、ivから求めることができるの
で、W相電流iwの検出を省略している。本発明は3相
電流をすべて検出する場合にも適用できることは当然で
ある。

【0014】電流制御部7では、d軸電流指令値idrと
d軸電流idのd軸電流偏差、q軸電流指令値iqrとq
軸電流iqのq軸電流偏差を演算し、それぞれの電流偏
差に対して比例・積分制御演算によってd軸電圧指令値
Vdr、q軸電圧指令値Vqrを得る。d軸電圧指令値Vd
r、q軸電圧指令値Vqrを入力する座標変換部8では、
磁極位相θにより静止座標系の3相電圧指令値Vur、V
vr、Vwrを演算し、PWM信号発生部9に出力してい
る。PWM信号発生部9における演算により、3相のP
WMパルスPup、Pvp、Pwp、Pun、Pvn、Pwnをイン
バータ3に出力する。

【0015】制御装置4は、回転センサ(レゾルバ)5
0の出力をR/D変換するR/D変換部51と、このR
/D変換部の出力から位相演算により位相θ0を演算す
る位相演算部52と、モータ電流とPWM信号の同期信
号をもとにして磁極位相推定値θcを演算する磁極位相
推定部54と、この磁極位相推定部54で演算した磁極
位相推定値θcを用いて前記位相演算部で回転センサ5
0から算出した位相角θ0を補正する位相補正部53を
備えている。

【0016】さらに、制御装置4は、位相θ0と磁極位
相推定値θcとから回転センサを診断する回転センサ診
断部60及び診断処理部61を備えている。

【0017】位相補正部53は、位相演算部52で演算
された位相θ0を補正し、座標変換部8、11で使用す
る位相θを出力する。

【0018】図2に、磁極位相推定部54の詳細構成を
示す。12は電流微分回路、13は電流微分検出部、1
4は位相推定演算部である。電流微分回路12は、U相
電流iu、V相電流ivを入力し、PWM信号に同期した
電流検出用パルスP1を基にそれらの微分(あるいは疑
似微分)である電流微分値piu、pivを出力する。それ
らの値piu、pivは電流微分検出部13に入力され、電
流検出用パルスP1が発生するときに保持されて出力さ
れる。磁極位相推定部14では、電流微分検出部13の
出力に基づいて磁極位相推定値θcを算出している。

【0019】図3に示すように、回転センサ(レゾル
バ)50の出力に基づき位相演算部52で算出した位相
角θ0は、レゾルバの位相誤差特性を含んでいる。位相
補正部53は、この位相角θ0を補正するために、位相
演算部52で算出した回転センサ50の回転数Nと、制
御モード設定部56で設定された制御モードに基づい
て、位相角θ0あるいは磁極位相推定値θcのいずれか
を位相θとして出力する。

【0020】制御モードには、次の2つがある。 (1)制御モード1:|θ0|と|θc|の最小値を常
に位相θとして出力する。

【0021】(2)制御モード2:回転センサの回転数
がN0〜N1の範囲では、回転センサの出力に基づく位相
角θ0を使用し、N1〜N2の範囲では、推定値θcを位
相θとして出力する。

【0022】制御モード1の場合、常に最小値が出力さ
れるので、回転センサに位相誤差があっても、位相誤差
によるインバータからバッテリーへの不要な充放電が減
少する。

【0023】また、制御モード2は、低回転で磁極位相
を正確に推定するのが困難な場合、回転センサの出力を
利用し、中高回転時に磁極位相推定値を利用するため、
不要な充放電が減少する。

【0024】制御装置4の回転センサ診断部60は、回
転センサの出力に基づく位相角θ0と磁極位相推定値θ
cとから回転センサを診断する。すなわち、θεを製作
上生ずるレゾルバ固有の誤差としたとき、図4に示すよ
うに通常あり得ない|θc−θ0|>θεの条件が成立
した場合、回転センサに異常有りと判断する。そして、
診断処理部61にてフエールセーフ信号FSを生成し電
気車の走行停止など、必要な処理を行う。θεは通常数
度例えば5°〜6°である。なお、磁極位相推定値θc
を求めるための電流入力値、Iu、Iv、Iwを得る電流
センサーの異常については、別途、正常時のIu+Iv+
Iw=0の条件が成り立つか否かで診断を行う。

【0025】次に、図5に示すタイミングチャートで、
PWM信号発生部9の処理内容を説明する。三角波状の
搬送波に対して、各相の電圧指令値Vur、Vvr、Vwrの
波形を比較することにより、3相のPWMパルスPup、
Pvp、Pwpを得ることができる。図5において、PWM
パルスPup、Pvp、Pwpがhighの場合には上アームの各
スイッチング素子がそれぞれオン状態、下アームの各ス
イッチング素子がそれぞれオフ状態となる。PWMパル
スPup、Pvp、Pwpがlowの場合には上アームの各スイ
ッチング素子がそれぞれオン状態、下アームの各スイッ
チング素子がそれぞれオフ状態となる。

【0026】図5からわかるように、各相の電圧指令値
が搬送波の最小値と最大値の範囲内のときには、上アー
ム、あるいは、下アームが3相短絡状態になっている期
間がある。ここで、電流検出用パルスP1を搬送波の最
大値、及び、最小値のときに発生するように処理を行う
と、同期モータが3相短絡状態になっているときに電流
検出用パルスP1が発生することになる。なお、電流検
出部10において、パルスP1が発生するときに各相の
電流を検出すると、その電流の瞬時値はほぼその相の電
流の平均値になることが知られている。

【0027】次に、回転センサ(レゾルバ)50の出力
の誤差補正や異常診断のために用いる磁極位相推定値θ
cの算出方法について、詳細に説明する。

【0028】まず、図6のフローチャートで、磁極位相
推定部54における磁極位相推定値θcの算出処理を説
明する。まず、ステップ101において、3相短絡時の電
流微分値piu、pivを入力する。ステップ102では、3
相短絡時の電流微分ベクトルpisの位相γを求める演算
を行う。図19に電流微分ベクトルpisの位相関係を示
している。

【0029】ここで、図19は、座標系及び電流の関係
の一例を示すベクトル図である。d軸電流とq軸電流を
指令値どおりに制御できれば、同期モータ1はトルク指
令値τMと一致したトルクを発生することができる。な
お、トルク指令値τMは直接その値を指示される場合
も、図示していない速度制御演算回路から指令される場
合もある。3相短絡時の電流微分値piu、pivから、α
軸電流微分値piα、β軸電流微分値piβを求めること
ができる。なお、α−β軸は、静止座標系である。U相
軸がα軸と一致している場合には、次式で得られる。

【0030】 piα=(√3/2)piu −−− 数1 piβ=(1/√2)(piu−2piv) −−− 数2 次に、図19の関係を用いて、piα、piβから位相γ
を演算する。ステップ103では、磁極位相推定値θcを次
式により求める。

【0031】 θc=γ+π/2 −−− 数3 磁極位相推定値θcと3相短絡電流の位相γの関係が次
のようにして近似的に数3で表される。同期モータの基
本式はd-q軸座標系では次の式で表すことができる。

【0032】 Vd = (R+pLd) id - ωLq iq −−− 数4 Vq = (R+pLq) iq + ω(Ld id + Φ) −−− 数5 ここで、p=d/dtである。同期モータを3相短絡状態に
すると、同期モータの印加電圧はVd=Vq=0となるので、
3相短絡状態の方程式は次のようになる。

【0033】 pid = (ωLq iq - R id ) / Ld −−− 数6 piq = - {ω(Ld id + Φ) + R iq } / Lq −−− 数7 静止座標系のα-β軸座標系における電流微分ベクトル
はd-q軸座標系の電流微分ベクトルとd-q軸座標系が
速度ωで回転することにより発生する電流微分ベクトル
との和である。そのため、α-β軸座標系で見たd軸電
流微分値pids、q軸電流微分値piqsはそれぞれ次の様に
なる。

【0034】 pids = {ω(Lq-Ld) iq - R id } / Ld −−− 数8 piqs =-{ω(Ld-Lq)id+Φ)+ Riq}/Lq −−− 数9 従って、d軸、つまり、磁極位相推定値θcに対して、
3相短絡電流微分ベクトルの位相δは次式で得られる。

【0035】 tan (δ) ≡ piqs / pids = - Ld [ ω{(Ld-Lq) id + Φ } + R iq ] / [ Lq {ω(Lq-Ld) iq - R id }] −−− 数10 本実施例の場合、円筒形同期モータなので、Ld=Lqとい
う条件が与えられるので、 tan (δ) = Ld(ωΦ + R iq) /( Lq R id ) −−− 数11 となる。ここで、 id<0であれば、位相δは次式で近
似される。

【0036】 δ ≒ −π/2 −− 数12 このため、ステップ103の演算内容は数3となる。モー
タ速度ωが低いときには、数12の誤差が大きくなるた
め、数11により漸近的に求めることもできる。

【0037】このように、図1の磁極位相推定値演算部
54では、簡単な演算により磁極位相推定値θcを求め
ることができる。この磁極位相推定値θcを用いて、位
相補正を行う。

【0038】次に、位相補正部の詳細を説明する。図4
は、予め求められた回転センサー(レゾルバ)50やR
/D変換部51の位相誤差特性であり、横軸が回転数
N、縦軸が誤差Δθ1である。回転速度Nにおける出力
θ0の誤差θεは、一般に数度、例えば5°〜6°程度
である。なお、レゾルバやR/Dの組み合わせにより図
4の特性とは異なる場合がある。

【0039】本実施例の位相補正では、回転速度Nに応
じて、回転センサーの出力θ0、磁極位相推定値θcか
ら、位相角θを算出する。

【0040】R/D変換部からは、磁極位置信号U、
V、W及び角度信号A、Bが出力される。磁極位置信号
U、V、Wは、同期機の誘起電圧位相に同期している。

【0041】ところで、レゾルバ50やR/D変換部5
1に位相誤差が有る場合、R/D変換部51からの出力
信号U、V、Wにも、位相誤差(進み:+θR、遅れ:
−θR)を生ずる。図7(a)に示した同期機のベクト
ル図において、+θRの位相誤差があった場合、idr、
iqrの指令に対して同期機の内部電流がidM、iqM
となり、出力トルクに誤差が生じる。図7には、d q軸
のみを示し、dM、qMは同期モータ内部の実d q軸であ
る。また、idM、iqMはそのd q軸実電流である。

【0042】また、同期機の出力トルクτMに関して、
同期機へのdq軸電流一定とした場合の、進み角βを横
軸としたトルク特性を、図7(b)に示す。逆突極特性
をもつ同期機では進み角βが45度付近で最大トルクを
発生するので、通常、この角度以上で同期機は制御され
る。

【0043】ここで、トルク指令τM*が0の場合、図
7(b)のベクトル図に示すように、同期機は進み角β
=90度付近で運転される。もし、レゾルバ16やR/
D変換部51に位相誤差が有り位相誤差(θR1=β−θ
R、θR 2=β+θR)を生じた場合について考えると、
θR1の位相誤差があった場合は+τM1の力行トルクを
生じる。すなわち、不必要な放電が行われる。また、θ
R 2の位相誤差があった場合は−τM1の回生トルクを生
じる。すなわち、不必要な充電が行われる。

【0044】このように、レゾルバ50の出力に位相誤
差が有ると、トルク指令τM*が0であるにもかかわら
ず、+τM1、−τM1の誤差トルクを生じる。特に、進み
角β=90度付近は、トルク特性の勾配が急なので、位
相誤差の影響が大きくなる。

【0045】このように、本発明では、誤差補正するこ
とにより、例えばトルク指令値τM*がゼロの時に、不
要な力行(+τM1)あるいは回生(−τM1)を発生して
バッテリーの不要な充放電を防止できる。

【0046】すなわち、図7(a)に示した同期機のベ
クトル図において、位相誤差が有り、+θRの位相誤差
があった場合でも、これに対応した位相角θの補正を行
なうことにより、同期モータ電流はIdr=IdM、I
qr=IqMに制御される。

【0047】このように、位相補正部53の出力θに基
づき座標変換部8、11の座標変換を行えば、モータが
要求されているトルク指令値どおりのトルクを発生する
ように制御することができる。従って、本実施例を用い
ると、同期モータに対して、レゾルバやエンコーダなど
の機械的な回転位置を直接計測するような磁極位置セン
サを用いることなく、電流センサだけで比較的容易な演
算により磁極位相を検出できる特徴を持っている。その
ため、同期モータが何らかの理由により脱調した場合に
も磁極位相を検出できるので、無制御状態に陥ることは
ない。しかも、通常のPWM制御を行いながら、そのP
WM制御を実施するときに得られる情報だけでセンサレ
ス制御システムを構成できるので、検出用付加信号を加
えて磁極位相を検出する方法よりも騒音やトルク脈動が
少なくできる特徴を持っている。

【0048】図8は、電流微分回路を用いないで磁極位
相を検出する円筒形同期モータのための他の実施例の構
成図である。図2と異なる主な点は、電流微分回路12
を用いないこと、電流検出用パルスP2により電流検出
タイミングを変えたこと、磁極位相推定部15の処理内
容が図2の位相推定演算部14と異なる。本発明では、
3相短絡電流微分ベクトルの位相γ と磁極位相θが基
本となっているが、この実施例では、3相短絡電流を直
接検出しないで求める点が重要である。

【0049】まず、電流検出用パルスP2について図9
を用いて説明する。図9は図5のPWM信号と同じ状態
を示したものであるが、図5の電流検出用パルスP1に
対して、図9の電流検出用パルスP2は次の点が異な
る。図1に示す180度通電形3相インバータの各相は
通常、上アームのスイッチング素子、あるいは、下アー
ムのスイッチング素子のいずれか一方がオン状態、他方
がオフ状態になっている。そのため、3相のうち、少な
くとも2つの相は常に短絡状態になっている。図9にそ
の区間を示している。例えば、時刻t(n-2)から時刻t
(n-1)までの区間はV相とW相の下アームのスイッチン
グ素子Svn、Swnがオン状態となって、同期モータ1の
V相とW相を短絡状態としている。また、時刻t(n-1)
から時刻t(n)までの区間はU相とV相の上アームが短
絡状態になっていることを示している。このように、 1
80度通電形のインバータにおいては、搬送波1周期の間
に2つのモードの2相短絡状態がある。

【0050】図9に示すように、電流検出用パルスP2
はこの2相短絡状態のモードが切り替わるときに発生す
る。PWM信号発生部9において、3つの相電圧指令値
のうち、2番目に大きな値、つまり、中間の値を持つ電
圧指令値の相が発生するPWM信号の変化に同期して電
流検出用パルスP2を生成する処理を行う。電流検出部
10では、電流検出用パルスP2が発生する毎にU相電
流iu、V相電流ivを取り込むようにしている。このタ
イミングで得られたU相、V相電流を磁極位相推定部1
5に入力し、図10に示すような処理を行っている。こ
こで演算されたU相平均値iua、V相電流平均値ivaを
座標変換部11に、磁極位相θを座標変換部8、11に
それぞれ出力し、図1の同じ動作を行っている。

【0051】磁極位相推定部15で行う処理内容を示し
た図9のフローチャートについて説明する。ステップ11
1で入力した時刻t(n)のU相電流iu(n)、V相電流iv
(n)を用いて、U相平均値iua(n)、V相電流平均値iva
(n)をステップ112で算出する。時刻t(n-1)のU相電流
iu(n-1)と時刻t(n)のU相電流iu(n)の平均を計算す
れば、図5の時刻t5のU相電流iuとほぼ同じ値にな
る。電流検出用パルスP1が発生するときのU相電流が
ほぼその平均値であるので、ステップ112の処理を行っ
ている。次のステップ113では、時刻t(n-1)と時刻t
(n)の各相の電流の差分値(微分値)を計算する。ステ
ップ114は時刻t(n-1)から時刻t(n)までの区間におい
てどの相が2相短絡状態にあるかの2相短絡モードMsc
を判断する。

【0052】この場合、図9から上アームのU相とV相
であることがわかるが、これをステップ114で判断し、
2相短絡モードMsc(n)は「U-V相短絡」とする。な
お、前回の時刻t(n-2)から時刻t(n-1)までの区間の2
相短絡モードMsc(n-1)は「V-W相短絡」である。ステ
ップ115においては、図11の表を用いて短絡電流差分
値演算を行い、短絡軸の短絡電流差分値piscを求め
る。短絡軸の短絡電流差分値piscについて図20で明
する。図20において、短絡軸とは、V-W相短絡のと
きのβ軸、W-U相短絡のときのβ'軸、U-V相短絡の
ときのβ''軸のことをそれぞれいう。例えば、3相電圧
をα-β軸座標系(α軸をU相軸と一致させる)に変換
するとき、β軸電圧Vβは次式で表される。

【0053】 Vβ = (Vv−Vw)/(√2) −−− 数13 ここで、V-W相短絡状態であれば、Vv=Vwなので、
Vβ =0となる。つまり、β軸が短絡状態であるとい
えるので、この軸を短絡軸と称する。同様に、W-U相
短絡のとき、β軸から120度回転したβ'軸が、U-V相
短絡のとき、β軸から240度回転したβ''軸がそれぞれ
短絡軸となるわけである。円筒形同期モータの場合、こ
の短絡軸の短絡電流差分値piscは3相短絡短絡電流微
分ベクトルpisの短絡軸成分と一致する。このベクトル
図の関係を図20に示している。

【0054】なぜ、図20のベクトル図が成り立つかに
ついて数4、数5を展開することで説明する。α軸電流
微分値piα、β軸電流微分値piβは数4、数5、から
次式となる。

【0055】 piα =[(L0-L1cos2θ)Vα−(L1sin2θ)Vβ+k1(θ)iα+k2(θ)iβ +k3(θ)φ]/(L0^2−L1^2) −−− 数14 piβ =[−(L1sin2θ)Vα+(L0+L1cos2θ)Vβ+k4(θ)iα+k5(θ)iβ +k6(θ)φ]/(L0^2−L1^2) −−− 数15 ただし、L0=(Ld+Lq)/2、L1=(Ld-Lq)/2、k1(θ)、k2
(θ)、k3(θ)、k4(θ)、k5(θ)、 k6(θ)はそれぞ
れθに関する関数となっている。円筒形同期モータの場
合には、L1=0なので、β軸電流微分値piβはα軸電圧
Vαには影響しないことがわかる。V-W相短絡状態の
とき、α軸電圧VαだけがU相電圧Vuの状態により印
加されていることになるが、β軸電流微分値piβはV
α=0のときと変わらない。しかも、V-W相短絡状態
なので、Vβ=0となっているので、3相短絡状態のと
きのβ軸電流微分値piβと一致することを意味してい
る。以上のことから、図20が成り立つことがわかる。
また、W-U相短絡のときも同様に、β'軸電流微分値p
iβ'は3相短絡電流微分ベクトルpisのβ'軸成分と同
じになる。従って、2相短絡状態の短絡軸の電流微分値
(差分値)を検出すると、3相短絡電流微分ベクトルの
位相γを図20のベクトル図を計算することにより算出
することができる。

【0056】今回の2相短絡モードMsc(n)と前回の2
相短絡モードMsc(n-1)から、3相短絡電流微分ベクト
ルの位相γを求める場合、その短絡モードの組合わせに
より、演算方法が異なる。そのため、ステップ116で
は、図11のようのモードに分けた演算式を用いて3相
短絡電流微分ベクトルの位相γを求めている。ステップ
117については、図6のステップ103と同様にして磁極位
相推定値θcを得ることができる。

【0057】以上のように、本実施例を用いれば、比較
的継続時間の長い2相短絡状態の電流の変化量(差分
値)から3相短絡状態の電流微分ベクトルの方向を決定
できるので、高精度の磁極位相検出を少ない電流の取り
込みにより得られる特徴がある。また、この方式は微分
回路を用いないので、ノイズに強く、比較的安価な制御
装置で実現できる有利点も持っている。

【0058】図12の実施例は突極形同期モータ16に
本発明を適用したときの構成図である。図12は2相ス
イッチング演算部18、PWM信号発生部9からの電流
検出用パルスP3、P4、磁極位相推定部17の処理方法
が図1や図8の実施例と異なる。2相スイッチング演算
部18の処理内容について、図13のタイムチャートを
用いて説明する。2相スイッチングとは3相のPWM信
号のうち、1相のスイッチングを停止しながら3相スイ
ッチングと同じ正弦波電流を流す手法をいう。図13に
おいて、U相電圧指令値Vurを常に搬送波の最大値と同
じ値になるように付加電圧V0を強制的に加算してい
る。これにより、U相PWM信号Pupは常にhigh状態に
なるので、スイッチング素子Supがオン状態となってい
る。V相電圧指令値Vvr、W相電圧指令値Vwrには、通
常の指令値に付加電圧V0をそれぞれ加算した値を演算
し、それによりPWM信号Pvp、Pwpを発生している。
すべての相に同一の電圧を加算しても線間電圧には影響
しないので、同期モータ16を流れる電流は付加電圧V
0を加えないときの電流と同じになる。これが2相スイ
ッチングであり、よく知られている方法である。

【0059】この方法を用いると、図13に示す1回あ
たりの3相短絡状態は図5の場合よりも長く継続してい
ることがわかる。PWM信号発生部9から発生する電流
検出用パルスP3、P4も図13に示す。電流検出用パル
スP3は搬送波の最大値に同期して発生するようになっ
ており、図12の電流検出部10で各相の電流平均値i
ua、ivaを得るために用いている。また、電流検出用パ
ルスP4は延長された3相短絡状態の開始時と終了時に
発生するようになっている。図12の電流検出部27で
は、電流検出用パルスP4によりU相電流iu、V相電流
ivを入力している。これらの電流値は磁極位相推定部
17に入力され、図14のフローチャートに示す処理を
行って磁極位相推定値θcを演算する。

【0060】図14の処理方法は次のようにして行われ
る。ステップ121において、3相短絡状態の開始時刻t
(n-1)のU相電流iu(n-1)、V相電流iv(n-1)と、終了
時刻t(n)のU相電流iu(n)、V相電流iv(n)を用い
て、各相の電流差分値piu、piv、piwを演算する。そ
の処理方法は図10のステップ113と同じである。次の
ステップ122では、電流差分値piu、piv、piwを用い
て、3相短絡電流微分ベクトルの位相γを演算する。こ
の処理は図6のステップ102と同様である。

【0061】以下の手法では、制御装置4内でその時点
で制御に用いている磁極位相をθ'、同期モータ16の
実際の磁極位相をθとする。また、制御装置4内の磁極
位相θ'により演算されたd軸電流、q軸電流をid'、
iq'、同期モータ16の実際のd軸電流、q軸電流をそ
れぞれid、iqとして説明する。ステップ123では、磁
極位相θ'と電流検出部10から入力した電流平均値iu
a、ivaを用いて、d軸電流id'、q軸電流iq'を算出
する。ステップ124では、id、iqの代わりに、id'、
iq'を用いて、数10の演算を行い、磁極位相(d軸)
から3相短絡電流微分ベクトルまでの位相δを求める。
モータ速度ωが所定値以上の場合には次の近似式により
求めてもよい。

【0062】 tan (δ) ≒ - Ld {(Ld-Lq) id + Φ } / { Lq (Lq-Ld) iq} −−− 数16 ステップ125では、ステップ122で得られた位相γを用い
て、磁極位相推定値θcを次式で求める。

【0063】 θ=γ−δ −−− 数17 この関係は、図19のベクトル図に示している。

【0064】ステップ126では、ステップ125で求めた磁
極位相θがステップ123のid'、iq'を求めるときの磁
極位相θ'とほぼ一致しているかを判断する。一致して
いない場合には、再びステップ123からステップ125まで
の処理を行い、磁極位相θを算出する。実際の磁極位相
θと制御装置内の磁極位相θ'とが異なると、id'、i
q'がid、iqと一致しないため、位相δには誤差が生じ
る。しかし、その誤差はステップ123からステップ125ま
での処理を行う毎に減少していき、制御装置内の磁極位
相θ'は真の磁極位相θに収束する。これをステップ126
で判断し、ほぼ磁極位相θの演算が収束したとき、演算
を終了する。また、この演算は2、3回で数度以内に収
束することが見込まれるため、収束の判断を磁極位相θ
の演算結果でなく、演算回数で終了するようにしてもよ
い。さらに、磁極位相を検出するサンプリング時間とモ
ータ速度との関係によっては、ステップ126を省略し
て、数回のサンプリングで磁極位相を検出する方法を採
用することもできる。

【0065】このように、突極形同期モータの磁極位相
を検出する場合には、誤差を含んだd軸電流id'、q軸
電流iq'を用いて演算する必要があるが、これを収束で
きるようにしたアルゴリズムに本実施例の特徴がある。
そのため、3相短絡状態の電流の変化を利用して突極形
同期モータのセンサレス制御システムを構築できる利点
がある。本システムでは、2相スイッチング方式のよう
に3相短絡時間を延長する方式を併用することにより、
3相短絡期間における電流の変化幅を大きくできる。そ
のため、微分回路を用いることなく、3相短絡電流微分
ベクトルを直接計測でき、ノイズに強い磁極位相検出方
式を簡単なソフトウェア処理により実現できる。

【0066】図15は、2相短絡状態から磁極位相を検
出する突極形同期モータの実施例で、電気自動車に適用
するための高信頼化システムの構成を示している。円筒
形同期モータの場合と比べて、図15の異なる点は磁極
位相演算20の処理方法である。また、突極形同期モー
タ16は電気自動車のタイヤ24、25を駆動する機構
になっている。電気自動車の信頼性を向上するため、モ
ータ16の磁極位相を機械的に直接に検出する磁極位置
センサ23を備えている。

【0067】まず、突極磁極位相推定部20を説明す
る。この処理方法のフローチャートを図16に示す。ス
テップ131からステップ134までの処理は図10のステッ
プ111からステップ114までの処理と同じである。ステッ
プ135の突極性補正位相εは同期モータ16の突極性の
影響を考慮するために必要な補正量である。数15で示
したように、突極形同期モータ16の場合、L1≠0なの
で、β軸電流微分値piβはα軸電圧Vαにより変化す
る。そのため、3相短絡電流微分ベクトルのβ軸成分と
は異なる値になる。図21はα軸電圧Vαにより発生す
るα軸電流微分値piα1、β軸電流微分値piβ1、及
び、その合成である電流微分ベクトルpi1を示してい
る。電流微分ベクトルpi1と一致した方向の軸をx軸、
それに直交する軸をy軸とすると、電流微分ベクトルp
i1のy軸成分はα軸電圧Vαによらず常に0であること
がわかる。そのため、pi1のy軸成分は3相短絡電流微
分ベクトルpisのy軸成分と一致する。これを突極性補
正位相εとよぶ。そこで、突極形同期モータの場合、β
軸でなく、突極性補正位相εだけ進んだy軸の電流微分
値(差分値)を検出する。実際には3つの2相短絡状態
があるので、V-W相短絡、W-U相短絡、U-V相短絡
の場合の突極性補正位相をそれぞれε1、ε2、ε3と
し、その方向の軸をy'軸、y''軸とする。突極性補正
位相ε1、ε2、ε3は数14、数15からそれぞれ次式
となる。

【0068】 tan(ε1) =−(L1sin2θ)/(L0-L1cos2θ) −−− 数18 tan(ε2) =−{L1sin(2θ-4π/3)}/{L0-L1cos(2θ-4π/3)} − 数19 tan(ε3) =−{L1sin(2θ-2π/3)}/{L0-L1cos(2θ-2π/3)} − 数20 以上のことから、ステップ135では、2相短絡状態に応
じて数18、数19.数20のいずれかの演算を行い、
突極性補正位相εを求めている。これらの演算で用いる
磁極位相推定値θcは制御装置4での値であり、誤差を
含んでいるが、図14のように収束させながら正確な磁
極位相推定値θcを求めていくこともできる。

【0069】ステップ136においては、電流差分値piu
(n)、piv(n)から図17の表を用いて補正した短絡軸
(y軸、y'軸、y''軸のいずれか)の短絡電流差分値
演算を行い、短絡軸の短絡電流差分値piscを算出す
る。短絡軸とは既に説明したが、α軸電圧により電流微
分値(差分値)に影響を受けない方向の軸をいう。次の
ステップ137では、図17に示したように、今回と前回
の2相短絡状態により計算するモードを変更し、図17
の演算式を用いて3相短絡電流微分ベクトルの位相γを
得る。このときのベクトル図の1例を図22に示すが、
この関係を図17の演算式により求めていることにな
る。ステップ138からステップ140までの処理は図14の
ステップ123からステップ125までの処理と同じで、突極
形同期モータ16における磁極位相から電流微分ベクト
ルまでの位相を考慮したものである。

【0070】以上のように、磁極位相推定部20を用い
れば、突極形同期モータ16に対しても、2相短絡状態
の電流を検出するだけで磁極位相を検出することができ
る。

【0071】

【発明の効果】本発明によれば、同期モータの全運転範
囲にわたって、回転センサの位相誤差を適正に補正して
トルク指令に応じた力行、回生を行い、位相誤差を減少
させることにより、不必要な力行あるいは回生トルクを
無くしバッテリーの不要な充放電を低減させることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図1】本発明の一実施例になる磁極位相推定方法を採
用した同期モータの制御装置を示す構成図である。

【図2】図1の磁極位相推定部の詳細構成を示す図であ
る。

【図3】図1の位相補正部の動作を説明する図である。

【図4】図1の回転センサ診断部の説明図である。

【図5】搬送波信号と3相の電圧指令値、PWM信号と
の関係を示すとともに、電流の取り込みタイミングを示
したタイムチャートである。

【図6】図1の構成における磁極位相を演算するための
フローチャートである。

【図7】位相誤差発生時のモータ出力誤差の説明図であ
る。

【図8】円筒形同期モータの2相短絡状態のときの電流
を検出して磁極位相を演算するための実施例を示す構成
図である。

【図9】3相のPWM信号と図8の電流の検出タイミン
グを示すタイムチャートである。

【図10】図8の構成方法のときの磁極位相を検出する
ためのフローチャートである。

【図11】図10の2相短絡電流差分値、及び、3相短
絡電流微分ベクトルの位相を演算するための演算式の一
覧表である。

【図12】3相短絡時間を延長しながら電流の差分を用
いて突極形同期モータの磁極位相を検出する他の実施例
を示す構成図である。

【図13】3相のPWM信号と図12の電流の検出タイ
ミングを示すタイムチャートである。

【図14】図12の構成方法において、磁極位相を高精
度に検出するためのフローチャートである。

【図15】第1の磁極位置検出器を用いて突極形同期モ
ータを制御する電気自動車において、2相短絡状態の電
流で磁極位相を検出する第2の磁極位置検出器を有する
他の実施例を示す構成図である。

【図16】図15の構成方法において、突極形同期モー
タの磁極位相を2相短絡状態の電流を用いて検出するた
めのフローチャートである。

【図17】図16の2相短絡電流差分値、及び、3相短
絡電流微分ベクトルの位相を演算するための演算式の一
覧表である。

【図18】図15の磁極位相の異常判断を行うためのフ
ローチャートである。

【図19】同期モータの電流ベクトル、電流微分ベクト
ル、磁極位相(d軸)の関係の1例を示すベクトル図で
ある。

【図20】図12の円筒形同期モータにおいて2相短絡
時の電流微分ベクトルと3相短絡時の電流微分ベクトル
の関係を示すベクトル図である。

【図21】突極形同期モータのα軸に印加した電圧によ
り発生する電流微分ベクトルの関係を示すベクトル図で
ある。

【図22】突極形同期モータにおいて2相短絡時の電流
微分ベクトルと3相短絡時の電流微分ベクトルの関係を
示すベクトル図である。

【符号の説明】

1…円筒形同期モータ、2…バッテリー、3…インバー
タ、4…制御装置、5a,5b…電流センサ、6…電流指令値
発生部、7…電流制御部、8,11…座標変換部、9…PW
M信号発生部、10,27…電流検出部、12…電流微分回
路、13…電流微分検出部、14,15,17,20…磁極位相推定
部、16…突極形同期モータ、18…2相スイッチング演算
部、24,25…タイヤ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 金子 悟 茨城県日立市大みか町七丁目1番1号 株 式会社日立製作所日立研究所内 Fターム(参考) 5H115 PA11 PG04 PI13 PU10 PV05 QN07 QN09 RB26 TO12 TR06 TR07 5H550 AA01 BB03 BB05 BB08 CC02 DD04 DD09 GG01 GG05 GG07 HB08 JJ04 JJ23 JJ25 LL04 LL09 LL22 LL35 LL54 5H576 AA01 AA15 BB04 BB05 BB10 CC02 DD05 DD09 EE01 EE11 GG04 HA01 HB02 JJ03 JJ04 JJ06 JJ08 JJ23 JJ25 KK05 LL13 LL22 LL41 LL60 MM10 MM15

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】同期モータと、前記同期モータの磁極位相
    と回転角度を検出する回転センサと、前記同期モータを
    駆動するインバータと、該インバータを制御する電気車
    の制御装置であって、前記制御装置が、d軸電流指令と
    q軸電流指令を発生する電流指令発生部と、前記回転セ
    ンサの出力から座標変換処理で使用する位相θ及び速度
    Nを演算する位相演算部と、dq軸電流指令と同期モー
    タ電流からのdq軸電流を検出値をもとにdq軸電圧指
    令値Vd、Vqを算出する電流制御部と、該dq軸電圧
    指令値Vd、Vqの座標変換処理を行って交流電圧指令
    値Vur、Vvr、Vwrを演算する座標変換部と、前記
    交流電圧指令値をもとにインバータの駆動信号を発生す
    るPWM信号発生部と、を備えた電気車の制御装置にお
    いて、 前記回転センサの出力を補正する位相補正部を有し、 該位相補正部は、磁極位相推定部で演算した磁極位相推
    定値θcを用いて、前記位相演算部で回転センサから算
    出した位相角θ0の誤差を補正することを特徴とする同
    期モータの制御装置。
  2. 【請求項2】前記位相補正部は、|θ0|と|θc|の
    最小値を常に位相θとして出力することを特徴とする請
    求項1記載の同期モータの制御装置。
  3. 【請求項3】前記位相補正部は、回転センサの回転数が
    N0〜N1の範囲では、回転センサの出力に基づく位相角
    θ0を使用し、N1〜N2の範囲では、推定値θcを位相
    θとして出力することを特徴とする請求項1記載の同期
    モータの制御装置。
  4. 【請求項4】請求項1において、前記制御装置が、回転
    センサの出力に基づく位相角θ0と前記磁極位相推定値
    θcとから、θε<|θc−θ0|の場合に回転センサの
    異常と判断する回転センサ診断部を備えていることを特
    徴とする請求項1記載の同期モータの制御装置。
  5. 【請求項5】請求項1〜4において、前記磁極位相推定
    部は、前記同期モータが短絡状態のときのモータ電流の
    変化量、または、変化方向に基づいて前記同期モータの
    磁極位相を推定することを特徴とする同期モータ制御装
    置。
  6. 【請求項6】請求項1〜4において、前記磁極位相推定
    部は上記インバータがPWM制御により上記同期モータ
    を制御するときに発生する2相短絡状態、あるいは、3
    相短絡状態を用いて上記モータ電流の変化量を検出する
    ことを特徴とする同期モータ制御装置。
  7. 【請求項7】請求項1〜4において、交流電圧指令値V
    ur、Vvr、Vwrのうち、中間の値を指令する相のP
    WM信号に同期して電流を検出し、その電流により前記
    同期モータの磁極位置を検出する位置検出手段と、検出
    した前記磁極位置により前記同期モータを制御する制御
    手段とを備えたことを特徴とする同期モータ制御装置。
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