JP2002238283A - 位置センサレスモータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 位置センサレスモータの制御装置において、
温度変化や量産ばらつきに起因してモータパラメータ誤
差が生じ、推定角度に誤差が発生する。推定誤差が発生
すると、効率の低下や安定性の低下などの問題が生じ
る。 【解決手段】 電圧指令作成部１４で作成した電圧指令
値と電流値検出部５で検出した電流値を基に、推定位置
出力部９にてモータモデル式からロータの推定角度と推
定角速度を演算する。この際モデル式中のモータ定数と
実際の定数との誤差補正係数を定義してモデル式中に組
み込み変化させることで、演算における中間変数を所定
の範囲に収束させる。その結果、温度変化や量産ばらつ
きによる推定角度誤差の変動やばらつきが大幅に低減さ
れる。つまり、常に高精度角度推定、高効率かつ安定な
位置センサレスモータの制御装置を提供できる。また、
脱調防止機能と脱調検出機能を含み、より安定かつ安全
な制御装置を提供できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は位置センサを用いず
にモータモデル式と電流値、電圧値などを用いて演算出
力したロータの位置（回転角度）を用いてモータを制御
する位置センサレスモータの制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】位置センサを用いず電流センサから検出
された電流と印加された電圧を用いてロータ位置θをモ
ータのモデル式から推定する方式がある。そして推定位
置θｃを用いて正弦波通電駆動を行う。この技術に関し
ては電気学会論文集Ｄ、１１５巻４号、ｐ．４２０〜
ｐ．４２７（平成７年）や、電気学会論文集Ｄ、１１７
巻、１号、ｐ．９８〜ｐ．１０４（平成９年）に記載さ
れたものが良く知られている。

【０００３】以下、位置センサレスモータのロータ位置
θ推定式について図５を用いて説明する。

【０００４】図５のようにモータのロータ磁極上に定義
された直交するｄ軸とｑ軸に基づく回路方程式は（数
１）で表される。

【０００５】

【数１】

【０００６】（数１）において、ｉd、ｉqは電流のｄ
軸、ｑ軸成分、Ｌdはｄ軸インダクタンス、Ｌqはｑ軸イ
ンダクタンス、Ｖd、Ｖqは電圧のｄ軸、ｑ軸成分、Ｒは
相巻線抵抗値、Ｅは速度起電力、ωは回転角速度、ｐは
微分演算子である。また、φをｄ軸、ｑ軸上の電機子鎖
交磁束とするとＥ＝ω・φとなる。

【０００７】（数１）のモータの回路方程式から導かれ
たモデル式（数２）に従い図５の推定回転角度θc(n)と
推定回転角速度ωco(n)を演算出力する。モデル中では
９０°位相の異なる図５のγ軸とδ軸を基準としてロー
タの推定角度θcの演算を行う。γ軸は上記ｄ軸を推定
したものであり、δ軸は上記ｑ軸を推定したものとな
る。図５に示すように推定角度θｃと真の角度θの誤
差、つまりγ軸とｄ軸のずれもしくはδ軸とｑ軸のずれ
を推定角度誤差Δθと呼ぶ。

【０００８】

【数２】

【０００９】（数２）において、ｉγはγ軸電流、ｉδ
はδ軸電流、Ｖγはγ軸電圧、Ｖδはδ軸電圧を表す。
θcは推定角度、ωcoは推定角速度ωcにローパスフィル
タをかけたもの、Ｔは角度推定周期、Ｋemはモデル内で
演算に用いる誘起電圧定数、Ｒmはモデル内で演算に用
いる抵抗値、Ｌdm、Ｌqmはモデル内で演算に用いるイン
ダクタンス値、Ｋe、Ｋθは制御ゲイン、Ｋはローパス
フィルタ係数である。添え字(n)は今回の値、(n-1)は前
回の値を示す。

【００１０】モデル式から計算されるモデル電流値と、
実際に流れている電流の検出電流値の差を計算し（Δi
γ、Δiδ）、それを用いてＥ、θc、ωcoを推定するも
のである。

【００１１】以上のように、ロータの位置（回転角度）
を知るためのエンコーダなどの位置センサを用いること
なく、モータのモデル式を用いて演算する事によってロ
ータの角度と角速度を出力することが可能であった。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】上記従来の位置センサ
レスモータの制御装置によれば、温度変化や量産ばらつ
きにより、ロータの位置などを演算推定する際に用いる
モータのモデル式の抵抗値Ｒm、インダクタンスＬdm、
Ｌqmや誘起電圧定数Ｋemと、実際のモータの抵抗値Ｒや
インダクタンスＬd、Ｌqや誘起電圧定数Ｋeとの誤差に
変動、ばらつきが生じる。

【００１３】また、温度変化や量産ばらつきにより、電
流センサ等により検出される検出電流値と実際に前記コ
イルに流れている電流値との誤差や、コイルに印加しよ
うとする指令電圧値と実際にコイルに印加されている電
圧値との誤差にも変動、ばらつきが生じる。

【００１４】従来の位置センサレスモータの制御装置で
は、これらの誤差により、演算出力されたロータの推定
角度θｃと実際のロータの角度θの間の推定角度誤差Δ
θの変動やばらつきが生じて、モータ効率が低下するこ
とがあり、また、暴走や脱調の可能性も高くなるという
問題がある。

【００１５】本発明は上記問題点を鑑みて、温度変化や
量産ばらつきにより、位置推定演算の際にモデル式で用
いるモータ定数と実際のモータ定数との間の誤差や、実
際にコイルに流れている電流値と電流センサ等により検
出される検出電流値との間の誤差や、コイルに印加しよ
うとする指令電圧値と実際にコイルに印加されている電
圧値との間の誤差が生じ、これら誤差が変動したりばら
ついたりしても、高精度角度推定、高効率、安定、安全
な位置センサレスモータの制御装置を提供する事を目的
とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】これらの課題を解決する
ために、本発明の位置センサレスモータの制御装置は、
ロータと、複数相のコイルが巻かれたステータと、前記
コイルに相電圧を印加する電圧印加手段と、前記コイル
に流れる相電流値を検出する電流値検出手段と、前記電
流値検出手段により検出した交流の相電流検出値を位相
の９０°異なるγ軸電流値とδ軸電流値の二軸直流電流
値に変換する交流直流変換手段と、直流量で与えられる
指令電流値と前記ロータの推定位置に基づき前記電圧印
加手段が印加する交流量の相電圧指令値を算出する電圧
指令演算手段と、モータ定数を含むモータのモデル式と
前記二軸直流電流値と前記相電圧指令値とに基づき、前
記推定位置を演算出力する推定位置出力手段とを具備
し、前記推定位置出力手段が、前記モデル式から得られ
るγ軸モデル電流値と前記γ軸電流値との差であるγ軸
電流誤差を算出するγ軸電流誤差演算手段と、前記相電
圧指令値と前記電圧印加手段により実際に印加されてい
る相電圧値との誤差を補償する電圧補正係数と、前記電
流検出手段により検出される前記相電流検出値と実際前
記コイルに流れている前記相電流値との誤差を補償する
電流補正係数と、前記モータ定数とのうち少なくとも一
つを変化させる事により、前記γ軸電流誤差をある範囲
に収束させる誤差補償手段とを有するものである。

【００１７】これにより、温度変化や量産ばらつきが生
じても、前記ロータの推定位置と実際位置との誤差のば
らつきを抑えることができるため、高精度、高効率かつ
安定な位置センサレスモータの制御装置を実現すること
ができる。

【００１８】また、本発明の位置センサレスモータの制
御装置は、ロータと、複数相のコイルが巻かれたステー
タと、前記コイルに相電圧を印加する電圧印加手段と、
前記コイルに流れる相電流値を検出する電流値検出手段
と、前記電流値検出手段により検出した交流の相電流検
出値を位相の９０°異なるγ軸電流値とδ軸電流値の二
軸直流電流値に変換する交流直流変換手段と、直流量で
与えられる指令電流値と前記ロータの推定位置に基づき
前記電圧印加手段が印加する交流量の相電圧指令値を算
出する電圧指令演算手段と、モータ定数を含むモータの
モデル式と前記二軸直流電流値と前記相電圧指令値とに
基づき前記推定位置を演算出力する推定位置出力手段と
を具備し、前記推定位置出力手段が、前記モデル式から
得られるγ軸モデル電流値と前記γ軸電流値との差であ
るγ軸電流誤差を算出するγ軸電流誤差演算手段と、前
記モデル式から得られるδ軸モデル電流値と前記δ軸電
流値との差であるδ軸電流誤差を算出するδ軸電流誤差
演算手段と、前記γ軸電流誤差と前記δ軸電流誤差との
うち少なくとも１つに基づき前記指令電流値と前記ロー
タの回転数調節に用いる回転数指令とのうち少なくとも
一つを変化させる入力制限手段とを有するものである。

【００１９】これにより、温度変化や量産ばらつきによ
り前記ロータの推定角度と実際角度との間の推定角度誤
差が生じても、前記入力制限手段により前記推定角度誤
差の増大を防ぐことが可能となるため、安定かつ安全な
位置センサレスモータの制御装置を実現することができ
る。

【００２０】また、本発明の位置センサレスモータの制
御装置は、ロータと、複数相のコイルが巻かれたステー
タと、前記コイルに相電圧を印加する電圧印加手段と、
前記コイルに流れる相電流値を検出する電流値検出手段
と、前記電流値検出手段により検出した交流の相電流検
出値を位相の９０°異なるγ軸電流値とδ軸電流値の二
軸直流電流値に変換する交流直流変換手段と、直流量で
与えられる指令電流値と前記ロータの推定位置に基づき
前記電圧印加手段が印加する交流量の相電圧指令値を算
出する電圧指令演算手段と、モータ定数を含むモータの
モデル式と前記二軸直流電流値と前記相電圧指令値とに
基づき前記推定位置を演算出力する推定位置出力手段と
を具備し、前記推定位置出力手段は、前記モデル式から
得られるγ軸モデル電流値と前記γ軸電流値との差であ
るγ軸電流誤差を算出するγ軸電流誤差演算手段と、前
記モデル式から得られるδ軸モデル電流値と前記δ軸電
流値との差であるδ軸電流誤差を算出するδ軸電流誤差
演算手段と、前記γ軸電流誤差と前記δ軸電流誤差のう
ち少なくとも一つに基づき脱調判別を行う脱調検出手段
とを有するものである。

【００２１】これにより、脱調した際の対応が可能とな
るため、安全な位置センサレスモータの制御装置を実現
することが可能となる。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図１から図４を用いて説明する。

【００２３】（実施の形態１）図１は実施の形態１にお
ける位置センサレスモータの制御装置のブロック図であ
る。

【００２４】図１において、１はモータ、２はロータ、
３ｕ、３ｖ、３ｗはステータのコイル、４は電圧印加
部、５は電流値検出部、６は交流直流変換部、７はアナ
ログディジタルコンバータ（Ａｎａｌｏｇ Ｄｉｄｉｔ
ａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）、８は三相二相変換部、９
は推定位置出力部、１０はアナログディジタルコンバー
タ、１１は速度制御部、１２は電流指令値出力部、１３
は電圧指令演算部、１４は電圧指令作成部、１５は二相
三相変換部、１６はＰＷＭ制御器である。

【００２５】以下、その動作について詳細に説明する。

【００２６】モータ１は表面に永久磁石が配置されたロ
ータ２とステータ（図示せず）に巻かれたコイル（ｕ相
コイル３ｕ、ｖ相コイル３ｖ、ｗ相コイル３ｗ）から構
成される。

【００２７】図２は図１における電圧印加部４とＰＷＭ
制御器１６の内部構成を詳細に書いた図である。

【００２８】電圧印加部４は図２に示す様に直流電源２
０とトランジスタなどのスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ
６）とスイッチング素子と逆並列に接続されたダイオー
ド（Ｄ１〜Ｄ６）とベースドライブ回路２１とから構成
される。スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）をオン、オフ
して直流電源２０から電圧を与え各相のコイル３ｕ、３
ｖ、３ｗに電流を流す。ここで、ＰＷＭ制御器１６から
のオン信号に応じてスイッチング素子を導通するための
ベースドライブ回路２１が設けられている。

【００２９】次に、コイル３ｕ、３ｖに流れる相電流値
は電流値検出部５と交流直流変換部６により、三相交流
電流量（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）から二軸直流電流量（ｉ
γ、ｉδ）に変換される。まず、コイル３ｕ、３ｖ、３
ｗに流れる三相交流電流のうち二つの相が電流値出力部
５により検出され電圧出力される。そして電圧はマイコ
ンに内蔵されているＡＤＣ７によってマイコン内に取り
込まれる。そして三相二相変換部８は（数３）の演算を
行い三相交流量(ｉｕ、ｉｖ)から二軸直流量(ｉγ、ｉ
δ)へ変換し出力する。

【００３０】

【数３】

【００３１】（数３）で用いるロータの角度θcは後述
する推定位置出力部９から出力される推定角度θcを用
いる。

【００３２】次に電流指令値（ｉγ*、ｉδ*）の作成方
法について述べる。まず、速度指令値ω*に対応する電
圧Vω*がＡＤＣ１０を通してマイコン内に取り込まれ
る。また、推定位置出力部９から出力される角速度の推
定値ωcoも速度制御部１１に入力される。そして速度指
令値ω*と推定角速度ωcoの差を比例・積分(ＰＩ)制御を
行いトルク指令Ｔ*を出力する。次に電流指令値出力部
１２はトルク指令値Ｔ*を直流量の電流指令値（ｉγ*、
ｉδ*）に変換して出力する。ここで、トルクと電流と
の間には（数４）が成立する。

【００３３】

【数４】

【００３４】ここで、ｉd、ｉqはそれぞれコイル3u、3
v、3wに流れる三相交流電流のd軸成分、q軸成分であ
る。また、φaは永久磁石の誘起電圧定数から求められ
る値、Ldはインダクタンスのd軸成分、Lqはインダクタ
ンスのq軸成分、Pはロータの極対数である。

【００３５】ここで、一般の表面磁石形モータ（Surfac
e Parmanent magnet Motor：ＳＰＭ）の場合はＬq＝
Ｌdであるため、トルク指令値Ｔ*から電流指令値に次の
ように変換される。

【００３６】

【数５】

【００３７】即ち、ＳＰＭの場合は上式に応じて電流指
令値出力部１２からγ軸、δ軸に対して電流指令値が出
力される。

【００３８】次に、電圧指令演算部１３について説明す
る。電圧指令演算部１３は電圧指令作成部１４、二相三
相変換部１５、およびＰＷＭ制御器１６から構成され
る。まず電圧指令作成部１４は電流指令値出力部１２と
交流直流変換部５から出力される直流量（ｉγ*、ｉδ
*）と（ｉγ、ｉδ）の各々の誤差を（数６）のＰＩ動
作に従って電圧指令値（Ｖγ*、Ｖδ*）に変換し出力す
る。

【００３９】

【数６】

【００４０】ここで、ＫP、ＫIはそれぞれ比例ゲイン、
積分ゲインである。

【００４１】そして、二相三相変換部１５は二軸直流量
(Ｖγ*、Ｖδ*)から三相交流量(ｖｕ*、ｖv*、ｖw*)へ
の変換を（数７）に従って行い出力する。

【００４２】

【数７】

【００４３】上式で用いるロータの角度θcは（数３）
の場合と同様に後述する推定位置出力部９から出力され
る推定角度θcを用いる。

【００４４】次にＰＷＭ制御器１６について図２と図３
を用いて説明する。

【００４５】電圧印加部４はスイッチング素子（Ｑ１〜
Ｑ６）の損失を低減するためオンまたはオフの動作を行
う。この手法はモータのスイッチング素子の制御ではよ
く知られたＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）と
いうものであり、これについて説明する。

【００４６】図３はＰＷＭ制御器１６の動作原理を図解
したものである。

【００４７】まず、三角波発生回路２２は図３に示す三
角波を発生させる。そして図３ににおける電圧指令ｖｕ
*を三角波と比較し電圧が三角波より大きい場合にスイ
ッチング素子Ｑ１を導通し、電圧が三角波より小さい場
合にスイッチング素子Ｑ４を導通する（実際には後述す
るようにスイッチング素子Ｑ１とＱ４の同時導通を避け
るためスイッチング素子Ｑ１とＱ４が両方ＯＦＦである
デッドタイム期間が存在する）。即ち、ＰＷＭ期間（三
角波の一周期）にオンまたはオフの指令が与えられ、オ
ン期間の長さによって各相に印加される電圧が制御され
る。ＰＷＭの一周期は５００μsec〜５０μsec程度の値
が採用されている。電圧指令ｖｖ*についてはスイッチ
ング素子Ｑ２、Ｑ５を用いて同様の動作を行い、電圧指
令ｖｗ*についてはスイッチング素子Ｑ３、Ｑ６を用い
て同様の動作を行う。

【００４８】次に、推定位置出力部９について説明す
る。推定位置出力部９は、以下のモータの理論式から導
かれたモデル式を用い最終的に推定角度θｃと推定角速
度ωｃｏを演算出力する。出力される推定角度θｃは、
温度変化や量産ばらつきによる推定精度の低下が従来に
比べ大幅に改善され、常に高精度に角度推定がなされ
る。更に、急激な加減速の際に推定角度θｃと実際の角
度θの間の誤差が大きくなった時に、電流指令値出力部
１２による電流指令値を小さくする機能と、モータが脱
調した時に直ちに脱調を検出してモータへの通電を停止
する機能を持つ。これらの機能により、推定位置出力部
９は従来に比べて高精度、高効率、安定かつ安全な位置
センサレスモータの制御回路を実現している。

【００４９】最初に、推定角度θcおよび推定角速度ωc
oの演算出力法について説明する。

【００５０】まず、モデル式に代入するインダクタンス
Ｌdm、Ｌqm、抵抗値Ｒm、誘起電圧定数Ｋemの値を、量
産ばらつきの中心値付近の値に決定し、中間変数Δｉγ
(n)とΔｉδ(n)を（数８）から求める。

【００５１】

【数８】

【００５２】ここで、電圧のγ軸成分Ｖγ*、δ軸成分
Ｖδ*は電圧指令作成部１４から出力される電圧指令値
を用いる。尚、この電圧指令演算部１３に、電圧指令作
成部１４から出力された電圧指令Ｖγ*、Ｖδ*を制限す
る機能がある場合は、制限された後の電圧指令値を、
（数７）から逆演算もしくは三相二相変換することによ
ってＶγ*、Ｖδ*を求め、それを（数８）で用いても良
い。また、Ｔは角度推定周期、Ｅは（数１０）で求めら
れた誘起電圧、ωcoは（数１０）で求められた推定角速
度を代入する。αδｒは、（数９）で定義される誤差率
αδを補正係数αδｒとして定義してモデル式に導入
し、誤差率αδを補償しようとするものである。誤差率
αδは、電圧印加部４に加えられる電圧指令作成部１４
からのδ軸電圧指令値Ｖδ２と、コイル３に実際に印加
されている電圧値のδ軸電圧換算値Ｖδ１との誤差率で
ある。添え字(n)は今回の値、(n-1)は前回の値を示す。

【００５３】

【数９】

【００５４】（数８）は（数２）の従来方式の数式にδ
軸電圧補正係数αδｒの項が入っている点が異なる。

【００５５】（数８）で求めたΔｉγ(n)とΔｉδ(n)を
（数１０）に代入し誘起電圧Ｅ(n)と推定角度θc(n)と
推定角速度ωco(n)の演算を行う。

【００５６】

【数１０】

【００５７】ここで、Ｋθ、Ｋeは制御ゲイン、Ｋはロ
ーパスフィルタ係数を表す。

【００５８】従来は（数８）と（数１０）でαδｒ＝０
とした式の演算により角度推定を行っていたが、本発明
では更に（数１１）に従い（数８）のαδｒを変化させ
ることによって、ΔｉγをＡに収束させる。Ａはゼロな
どのある値でもよいが、収束値に幅を持たせ、ゼロもし
くは適当な値を中心とする所定の範囲とする事が多い。
例えば、Δθが負になると不安定になりやすい場合があ
るが、その場合Δθをゼロではなく正の方向中心にばら
つきを持たせる為、Ａをゼロでない適当な値、もしくは
Ａをゼロでない適当な値を中心とする所定の範囲とする
ことがある。

【００５９】

【数１１】

【００６０】ここで、Ｋｃは収束の速さを決める制御定
数である。温度変化によるパラメータ変動は緩やかなた
めＫｃの絶対値は小さい値でよい。また、（数１２）は
（数２）（数１３）をもとにΔｉγの理論式を求めたも
のである。（数１１）は、（数１２）の理論式に基づき
ΔｉγをＡに収束させるものである。（数１２）中のパ
ラメータ誤差率αδ、βγ、βδ、γＲ、γＬｄ、γＫ
は（数９）（数１３）で定義されるものである。

【００６１】

【数１２】

【００６２】

【数１３】

【００６３】（数１３）で、βγはコイル３ｕ、３ｖ、
３ｗに実際に流れている電流値と電流値検出部５により
検出される検出電流値との検出誤差率のγ軸成分、βδ
はコイル３ｕ、３ｖ、３ｗに実際に流れている電流値と
電流値検出部５により検出される検出電流値との検出誤
差率のδ軸成分、γＲは実際のコイル３ｕ、３ｖ、３ｗ
の抵抗値Ｒとモデル式に入れる抵抗値Ｒmの誤差率、γ
Ｌｄは実際のｄ軸インダクタンスＬdとモデル式に入れ
るｄ軸インダクタンスＬdmの誤差率、γＫは実際の誘起
電圧定数ＫEとモデル式に入れる誘起電圧定数Ｋemの誤
差率である。

【００６４】このようにして、ロータ２の位置（角度）
を知るためのエンコーダなどの位置センサを用いること
なくモータのモデル式を用いて演算する事によってロー
タ２の角度と角速度を高精度に出力することが可能とな
る。

【００６５】従来のように（数１１）を用いない場合
は、温度変化や量産ばらつきによる（数１３）の各誤差
率の影響で、推定位置θｃに誤差が生じる。また、（数
１３）の各誤差率以外にも、γ軸成分の電圧誤差率αγ
やｑ軸インダクタンスの誤差率γＬｑによっても推定位
置θｃに誤差が生じる。この誤差θｃの変動やばらつき
の影響でモータ効率の悪いものや安定性の悪いものが出
てくることになる。

【００６６】本発明で（数１１）を演算に加えることに
より、推定角度誤差Δθの変動やばらつきを低減するこ
とができるため、常に高精度に角度推定を実現すること
ができ、したがって、高効率かつ安定性の良い位置セン
サレスモータの制御装置を実現することができる。

【００６７】例えば、温度変化および量産ばらつきによ
り、上記αγ、αδが各±１０％（合計各２０％）、上
記βγ、βδが各±１０％（合計各２０％）、上記γＬ
ｄ、γＬｑが各±２％（合計各４％）、γＲが±５０％
（合計１００％）、γＫが±３０％（合計６０％）とい
うばらつきが生じた場合に、（数１１）に従いαδｒを
変化させてＡ＝０つまりΔｉγ＝０に収束させると、推
定角度θcのばらつきを従来の３０．６％と大幅に抑え
ることが可能となる。

【００６８】また、（数８）でΔｉγおよびΔｉδを算
出するときに、電圧のγ軸成分Ｖγ*、δ軸成分Ｖδ*
は、コイル３ｕ、３ｖ、３ｗに実際に印加されている電
圧を検出し、その検出値をもとに三相二相変換より算出
したＶγ、Ｖδを用いてもよいことは言うまでもない。

【００６９】次に、急激な加減速の際に推定角度θｃと
実際の角度θの間の誤差が大きくなった時に、電流指令
値出力部１２による電流指令値を小さくする機能の説明
を行う。

【００７０】急激な加速を行ったとき、ロータ２の急激
な位置変動にθcの角度推定が追従できずθcが遅れる場
合がある。この時、（数１０）の第二式において、推定
角度θcが実際の角度θより遅れるでΔｉγは増加す
る。（数１０）の第一式では実際の誘起電圧と誘起電圧
推定値EがずれるためにΔｉδが変動する。また、逆に
急激な減速を行ったとき、推定位置θcは実際のロータ
２の位置より進んでしまう場合があり、この時（数１
０）第二式のΔｉγは減少する。（数１０）第一式では
実際の誘起電圧と誘起電圧推定値EがずれるためにΔｉ
δが変動する。

【００７１】このように、急激な加減速を行うと推定角
度θcと実際の角度θに誤差Δθが生じ、それによって
Δｉγ、Δｉδの値が急激に変動する。ここで、（数１
１）におけるＫcの絶対値は十分小さく設定するため急
激な加減速の時（数１１）によるΔｉγへの影響はほと
んどない。また、実際のモータ定数、電流値、電圧値が
変動し、（数８）（数１０）に用いているモータ定数、
検出電流値、電圧指令値との間に誤差が生じた場合に
も、推定誤差Δθが生じ、Δｉγ、Δｉδが変動する。
推定角度誤差Δθが大きすぎると脱調につながることに
なる。そこで、（数１４）のようにΔｉγ、Δｉδに閾
値を設け、閾値を超えたら電流指令出力部１２から出力
される電流指令値を小さくする。

【００７２】

【数１４】

【００７３】ここで、Ｋｒ１、Ｋｒ２、Ｋｒ３、Ｋｒ４
は１未満である。

【００７４】この（数１４）の条件にて電流指令値出力
を制御することにより、急激な加減速の場合でも脱調を
避け、より安定なセンサレスモータの制御装置を実現す
ることができる。

【００７５】尚、（数１４）のように閾値Ｂ１、Ｂ２、
Ｂ３、Ｂ４で電流指令を小さくするかどうか判断するの
ではなく、図４に示すようにΔｉγ、Δｉδの大きさに
基づき電流指令ｉγ*、ｉδ*を徐々に小さくすることに
よっても同様の効果を得ることができる。

【００７６】また、（数１４）においては電流指令ｉγ
*、ｉδ*を小さくして脱調を回避しているが、電流指令
の変わりに速度制御部１１から出力されるトルク指令Ｔ
*もしくは角速度指令ω*を小さくすることによっても、
同様の効果を得ることができるのは言うまでもない。

【００７７】次に、モータが脱調した時に直ちに脱調を
検出してモータへの通電を停止する機能について説明す
る。

【００７８】モータが脱調したとき、推定位置出力部９
は正確な角度推定をするのは不可能となり、（数８）で
算出されるΔｉγ、Δｉδの値は収束しなくなる。そこ
で、（数１５）のようにΔｉγ、Δｉδにリミットを設
けることにより、脱調してΔｉγ、Δｉδが収束しなく
なったのを検出して脱調と見なし、図２のＱ１からＱ６
のスイッチをすべてオフすることにより通電を止めてモ
ータを停止する。

【００７９】

【数１５】

【００８０】ここで、（数１５）のＣ１からＣ２の範囲
は、（数１４）のＢ１からＢ２の範囲よりも大きいもの
とする。また、（数１５）のＣ３からＣ４の範囲は、
（数１４）のＢ３からＢ４の範囲よりも大きいものとす
る。

【００８１】この（数１５）の条件にて電流指令値出力
を制御することにより、モータが脱調した際にすぐに脱
調検出してモータへの通電を止めることが可能となり、
従来よりもより安全なセンサレスモータの制御装置を実
現することができる。

【００８２】以上のように推定位置出力部９は、モータ
の理論式から導かれたモデル式を用いて推定角度θｃと
推定角速度ωｃｏを高精度に演算出力することができ
る。また、Δｉγを、αδｒを変化させて所定の範囲に
収束させることで、温度変化や量産ばらつきによる推定
精度や安定性の低下が従来に比べ大幅に改善される。更
に、急加減速の際に推定角度θｃと実際の角度θの間の
誤差が大きくなった時に、電流指令値１２による電流指
令値を小さくする機能と、モータが脱調した時に直ちに
脱調を検出してモータへの通電を停止する機能を持たせ
ることにより、推定位置出力部９は従来に比べて高精
度、高効率、安定かつ完全な位置センサレスモータの制
御回路を実現している。

【００８３】本実施の形態においては、図１に示すよう
に交流直流変換部６からＰＷＭ制御器１６に至るまでの
一連の処理はアナログ／デジタル変換もしくは演算処理
でありマイコン内で実現される。

【００８４】また、本方式は磁石の付いたモータのみな
らず、磁石がなく鉄のみで構成されるシンクロナスリラ
クタンスモータ（Synchronous Reluctance Motor：Ｓ
ｙｎＲＭ）に対しても有効なことは言うまでもない。こ
こで、ＳｙｎＲＭのモータ構造、動作原理等は本発明の
要諦とするところではないため省略する。詳細は例え
ば、電気学会半導体電力変換研究会資料、１９９８年、Ｎ
ｏ.３１を参照されたい。前記文献でもインダクタンス
を用いて位置を推定している。

【００８５】（実施の形態２）本実施の形態のブロック
図は、図１において、推定位置出力部９を除いては同一
の構成であり、実施の形態１と同様の動作をするため説
明を省略する。また、図１の推定位置出力部９について
も、実施の形態１の（数８）（数１１）が（数１６）
（数１７）に置き換わるだけであり、その他の動作は実
施の形態１と同様である。すなわち、（数１１）でΔｉ
γをＡ（所定の値もしくは範囲）に収束させるために、
実施の形態１で用いたδ軸電圧の補正係数αδｒの代わ
りにγ軸電流の補正係数βγｒを変動させるという点の
みが実施の形態１と異なる。

【００８６】

【数１６】

【００８７】

【数１７】

【００８８】例えば、温度変化および量産ばらつきによ
り、実施の形態１記載のαγ、αδが各±１０％（合計
各２０％）、βγ、βδが各±１０％（合計各２０
％）、γＬｄ、γＬｑが各±２％（合計各４％）、γＲ
が±５０％（合計１００％）、γＫが±３０％（合計６
０％）というばらつきが生じた場合に、（数１７）に従
いβγｒを変化させてＡ＝０つまりΔｉγ＝０に収束さ
せると、推定角度θcのばらつきを従来の６９．９％に
抑えることが可能となる。

【００８９】（実施の形態３）本実施の形態のブロック
図は、図１において、推定位置出力部９を除いては同一
の構成であり、実施の形態１と同様の動作をするため説
明を省略する。また、図１の推定位置出力部９について
も、実施の形態１の（数８）（数１１）が（数１８）
（数１９）に置き換わるだけであり、その他の動作は実
施の形態１と同様である。すなわち、（数１１）でΔｉ
γをＡ（所定の値もしくは範囲）に収束させるために、
実施の形態１で用いたδ軸電圧の補正係数αδｒの代わ
りに抵抗値の補正係数γＲｒを変動させるという点のみ
が実施の形態１と異なる。

【００９０】

【数１８】

【００９１】

【数１９】

【００９２】例えば、温度変化および量産ばらつきによ
り、実施の形態１記載のαγ、αδが各±１０％（合計
各２０％）、βγ、βδが各±１０％（合計各２０
％）、γＬｄ、γＬｑが各±２％（合計各４％）、γＲ
が±５０％（合計１００％）、γＫが±３０％（合計６
０％）というばらつきが生じた場合に、（数１９）に従
いγＲｒを変化させてＡ＝０つまりΔｉγ＝０に収束さ
せると、推定角度θcのばらつきを従来の３６．４％に
抑えることが可能となる。

【００９３】（実施の形態４）本実施の形態のブロック
図は、図１において、推定位置出力部９を除いては同一
の構成であり、実施の形態１と同様の動作をするため説
明を省略する。また、図１の推定位置出力部９について
も、実施の形態１の（数８）（数１１）が（数２０）
（数２１）に置き換わるだけであり、その他の動作は実
施の形態１と同様である。すなわち、（数１１）でΔｉ
γをＡ（所定の値もしくは範囲）に収束させるために、
実施の形態１で用いたδ軸電圧の補正係数αδｒの代わ
りにｄ軸インダクタンスの補正係数γＬｄｒを変動させ
るという点が異なるのみである。

【００９４】

【数２０】

【００９５】

【数２１】

【００９６】例えば、温度変化および量産ばらつきによ
り、実施の形態１記載のαγ、αδが各±１０％（合計
各２０％）、βγ、βδが各±１０％（合計各２０
％）、γＬｄ、γＬｑが各±２％（合計各４％）、γＲ
が±５０％（合計１００％）、γＫが±３０％（合計６
０％）というばらつきが生じた場合、（数２１）に従い
γＬｄｒを変化させてＡ＝０つまりΔｉγ＝０に収束さ
せると、推定角度θcのばらつきを従来の３０．６％に
抑えることが可能となる。

【００９７】（実施の形態５）本実施の形態のブロック
図は、図１において、推定位置出力部９を除いては同一
の構成であり、実施の形態１と同様の動作をするため説
明を省略する。また、図１の推定位置出力部９について
も、実施の形態１の（数８）（数１０）（数１１）が
（数２２）（数２３）（数２４）に置き換わるだけであ
り、その他の動作は実施の形態１と同様である。すなわ
ち、（数１１）でΔｉγをＡ（所定の値もしくは範囲）
に収束させるために、実施の形態１で用いたδ軸電圧の
補正係数αδの代わりに誘起電圧定数の補正係数γＫｒ
を変動させるという点のみが実施の形態１と異なる。

【００９８】

【数２２】

【００９９】

【数２３】

【０１００】

【数２４】

【０１０１】例えば、温度変化および量産ばらつきによ
り、実施の形態１記載のαγ、αδが各±１０％（合計
各２０％）、βγ、βδが各±１０％（合計各２０
％）、γＬｄ、γＬｑが各±２％（合計各４％）、γＲ
が±５０％（合計１００％）、γＫが±３０％（合計６
０％）というばらつきが生じた場合に、（数２４）に従
いγＫｒを変化させてＡ＝０つまりΔｉγ＝０に収束さ
せると、推定角度θcのばらつきを従来の２３．９％に
抑えることが可能となる。

【０１０２】

【発明の効果】本発明の位置センサレスモータの制御装
置によれば、温度変化や量産ばらつきを原因として、角
度推定演算を行うモデル式で用いるモータ定数と実際の
モータ定数の間の誤差や、実際にコイルに流れている電
流値と電流値検出手段によって検出される検出電流値の
間の誤差や、上記モデル式で用いる電圧値とコイルに実
際に印加されている電圧値との間の誤差が生じ、これら
の誤差が変動したりばらついたりした場合でも、誤差補
償手段によりロータの推定位置と実際位置との誤差のば
らつきを抑えることができるため、高精度、高効率かつ
安定な位置センサレスモータの制御装置を実現すること
ができる。

【０１０３】また、本発明の位置センサレスモータの制
御装置によれば、急激な加減速を行った場合や、温度変
化や量産ばらつきを原因として、角度推定演算を行うモ
デル式で用いるモータ定数と実際のモータ定数の間の誤
差や、実際にコイルに流れている電流値と電流値検出手
段によって検出される検出電流値の間の誤差や、上記モ
デル式で用いる電圧値とコイルに実際に印加されている
電圧値との間の誤差が生じ、これらの誤差が変動したり
ばらついたりした場合でも、入力制限手段により推定角
度誤差の増大を防ぐことが可能となるため、安定かつ安
全な位置センサレスモータの制御装置を実現することが
できる。

【０１０４】さらに、本発明の位置センサレスモータの
制御装置によれば、モータが脱調した際に、脱調検出手
段により脱調を検出して対応することが可能となるた
め、安全な位置センサレスモータの制御装置を実現する
ことが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態における位置センサレスモ
ータの制御装置のブロック図

【図２】電圧印加部とＰＷＭ制御器の説明図

【図３】電圧指令と三角波とスイッチングの関係の説明
図

【図４】本発明の実施の形態における電流指令ｉγ*、
ｉδ*とΔｉγ、Δｉδの関係を示す説明図

【図５】従来例において、軸の定義と推定角度誤差の説
明図

【符号の説明】

１ モータ ２ ロータ ３ｕ，３ｖ，３ｗ ステータコイル ４ 電圧印加部 ５ 電流値検出部 ６ 交流直流変換部 ７ アナログ・ディジタルコンバータ ８ 三相二相変換部 ９ 推定位置出力部 １０ アナログ・ディジタルコンバータ １１ 速度制御部 １２ 電流指令値出力部 １３ 電圧指令演算部 １４ 電圧指令作成部 １５ 二相三相変換部 １６ ＰＷＭ制御器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 飯島 友邦 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 田澤 徹 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB07 BB12 DA14 DA15 DC12 EB01 GG03 TT15 XA02 XA12

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ロータと、 複数相のコイルが巻かれたステータと、 前記コイルに相電圧を印加する電圧印加手段と、 前記コイルに流れる相電流値を検出する電流値検出手段
   と、 前記電流値検出手段により検出した交流の相電流検出値
   を位相の９０°異なるγ軸電流値とδ軸電流値の二軸直
   流電流値に変換する交流直流変換手段と、 直流量で与えられる指令電流値と前記ロータの推定位置
   に基づき前記電圧印加手段が印加する交流量の相電圧指
   令値を算出する電圧指令演算手段と、 モータ定数を含むモータのモデル式と前記二軸直流電流
   値と前記相電圧指令値とに基づき、前記推定位置を演算
   出力する推定位置出力手段とを具備し、 前記推定位置出力手段が、前記モデル式から得られるγ
   軸モデル電流値と、前記γ軸電流値との差であるγ軸電
   流誤差を算出するγ軸電流誤差演算手段と、 前記相電圧指令値と前記電圧印加手段により実際に印加
   されている相電圧値との誤差を補償する電圧補正係数
   と、前記電流検出手段により検出される前記相電流検出
   値と前記コイルに実際に流れている前記相電流値との誤
   差を補償する電流補正係数と、前記モータ定数と、のう
   ち少なくとも一つを変化させる事により、前記γ軸電流
   誤差を所定の範囲に収束させる誤差補償手段と、 を有することを特徴とする位置センサレスモータの制御
   装置。
2. 【請求項２】 前記誤差補償手段は、前記電圧補正係
   数、前記電流補正係数、前記モータ定数である抵抗値、
   インダクタンス、誘起電圧定数、のうち少なくとも一つ
   を変化させることを特徴とする請求項１記載の位置セン
   サレスモータの制御装置。
3. 【請求項３】 ロータと、 複数相のコイルが巻かれたステータと、 前記コイルに相電圧を印加する電圧印加手段と、 前記コイルに流れる相電流値を検出する電流値検出手段
   と、 前記電流値検出手段により検出した交流の相電流検出値
   を位相の９０°異なるγ軸電流値とδ軸電流値の二軸直
   流電流値に変換する交流直流変換手段と、 直流量で与えられる指令電流値と前記ロータの推定位置
   に基づき前記電圧印加手段が印加する交流量の相電圧指
   令値を算出する電圧指令演算手段と、 モータ定数を含むモータのモデル式と前記二軸直流電流
   値と前記相電圧指令値とに基づき前記推定位置を演算出
   力する推定位置出力手段とを具備し、 前記推定位置出力手段が、前記モデル式から得られるγ
   軸モデル電流値と、前記γ軸電流値との差であるγ軸電
   流誤差を算出するγ軸電流誤差演算手段と、 前記モデル式から得られるδ軸モデル電流値と、前記δ
   軸電流値との差であるδ軸電流誤差を算出するδ軸電流
   誤差演算手段と、 前記γ軸電流誤差と前記δ軸電流誤差とのうち少なくと
   も１つに基づき前記指令電流値と前記ロータの回転数調
   節に用いる回転数指令とのうち少なくとも一つを変化さ
   せる入力制限手段と、 を有することを特徴とする位置センサレスモータの制御
   装置。
4. 【請求項４】 前記入力制限手段は、前記γ軸電流誤差
   及び前記δ軸電流誤差のうち少なくとも一つが閾値を超
   えたら前記指令電流値と前記回転数指令とのうち少なく
   とも一つを小さくすることを特徴とする請求項３記載の
   位置センサレスモータの制御装置。
5. 【請求項５】 前記入力制限手段は、前記γ軸電流誤差
   の絶対値及び前記δ軸電流誤差の絶対値のうち少なくと
   も一つの増加に伴い、前記指令電流値と前記回転数指令
   とのうち少なくとも一つを減少させることを特徴とする
   請求項３記載の位置センサレスモータの制御装置。
6. 【請求項６】 ロータと、 複数相のコイルが巻かれたステータと、 前記コイルに相電圧を印加する電圧印加手段と、 前記コイルに流れる相電流値を検出する電流値検出手段
   と、 前記電流値検出手段により検出した交流の相電流検出値
   を位相の９０°異なるγ軸電流値とδ軸電流値の二軸直
   流電流値に変換する交流直流変換手段と、 直流量で与えられる指令電流値と前記ロータの推定位置
   に基づき前記電圧印加手段が印加する交流量の相電圧指
   令値を算出する電圧指令演算手段と、 モータ定数を含むモータのモデル式と前記二軸直流電流
   値と前記相電圧指令値とに基づき前記推定位置を演算出
   力する推定位置出力手段とを具備し、 前記推定位置出力手段は、前記モデル式から得られるγ
   軸モデル電流値と前記γ軸電流値との差であるγ軸電流
   誤差を算出するγ軸電流誤差演算手段と、 前記モデル式から得られるδ軸モデル電流値と前記δ軸
   電流値との差であるδ軸電流誤差を算出するδ軸電流誤
   差演算手段と、 前記γ軸電流誤差と前記δ軸電流誤差のうち少なくとも
   一つに基づき脱調判別を行う脱調検出手段と、 を有することを特徴とする位置センサレスモータの制御
   装置。
7. 【請求項７】 前記脱調検出手段は、前記γ軸電流誤差
   と前記δ軸電流誤差とのうち少なくとも一つが閾値を越
   えたら脱調と判別することを特徴とする請求項６記載の
   位置センサレスモータの制御装置。
8. 【請求項８】 前記電圧印加手段は、前記脱調検出手段
   が脱調と判別したとき通電を停止する事を特徴とする請
   求項６記載の位置センサレスモータの制御装置。