JP6685184B2 - モータ駆動装置およびそれを用いたエアコン室外機 - Google Patents

Description

本発明はモータ（電動機）を動作させるモータ駆動装置に関し、特にモータトルクの脈動を抑制する制御が可能なモータ駆動装置に関する。

高効率という利点から、近年、永久磁石モータは様々な製品に搭載されている。例えば、エアコンの室外機に組み込まれるファンモータに、永久磁石モータが使用されている。このような身近な製品では、省エネルギー性能だけではなく、快適性に影響を与える振動や騒音を低減することも重要となる。

しかしながら、永久磁石モータでは、構造設計もしくは製造ばらつきに伴い、振動や騒音が増加する場合がある。いずれの場合も、モータの回転力（以下、モータトルク）が脈動することが一因となっている。このトルク脈動が、例えば、モータが納まる筐体の機械共振を励起することで、振動、騒音が発生する。

従来、機械共振に起因する振動、騒音は、モータ取付け部等に防振ゴムを付加することで対策されてきた。モータや接続される負荷に起因するトルク脈動の影響を、防振ゴムにより緩和できるため、この手法は有効である。

上述の手法に加え、モータ制御で振動、騒音を低減する手法も提案されている（例えば、特許文献１参照）。モータトルクの脈動を平滑化する電流を通電する制御（以下、トルク脈動抑制制御）であり、部品を追加せずに適用できる特徴を有する。

同文献によれば、このトルク脈動抑制制御はベクトル制御を基本制御としており、電流指令あるいは電圧指令を補正することで一定トルクを実現している。

電流指令の補正は、ベクトル制御に基づいて設定されるd軸電流指令Id*とq軸電流指令Iq*それぞれに、d軸補正電流指令ΔId*とq軸補正電流指令ΔIq*を加算することで行う。d軸補正電流指令ΔId*とq軸補正電流指令ΔIq*は脈動する指令であり、モータトルクの脈動がキャンセルされるように設定される。補正して得られる電流指令は、電流の検出値と比較され、その差分をもとにPI制御（比例積分制御）で指令通りの電流を実現する。すなわち、この制御は、フィードバック制御として動作するトルク脈動抑制制御である。

一方、電圧の補正は、ベクトル制御に基づいて設定されるd軸電圧指令Vd*とq軸電圧指令Vq*それぞれに、d軸補正電圧指令ΔVd*とq軸補正電圧指令ΔVq*を加算することで行う。d軸補正電圧指令ΔVd*とq軸補正電圧指令ΔVq*も同様に脈動する指令であり、前記d軸電流指令Id*、前記q軸電流指令Iq*、モータ速度の検出値ωrc、回転子位置の検出値θdcから、数学モデルに基づいて設定される。これにより、前記d軸補正電流指令ΔId*と前記q軸補正電流指令ΔIq*に相当する電流が通電され、モータトルクの脈動がキャンセルされる。すなわち、この制御は、フィードフォワード制御として動作するトルク脈動抑制制御である。

このように、特許文献１は、フィードバック制御とフィードフォワード制御の組み合わせでトルク脈動抑制制御を実現する手段を備えたモータ駆動装置を提案している。

特開２０１１−２２３７２４号公報

しかしながら、特許文献１に開示されたモータ駆動装置では、通常のベクトル制御に加えて、トルク脈動抑制制御の処理が必要となり、演算装置における計算負荷は大きくなる。これまで、計算負荷を考慮に入れた検討は行われておらず、現状、トルク脈動抑制制御の適用範囲は、高速処理が可能な演算装置を搭載するモータ駆動装置に限定されてしまう。

本発明が解決しようとする課題は、搭載する演算装置の処理能力を問わず、トルク脈動抑制制御を実現する手段を備えたモータ駆動装置を提供することである。特に、処理能力に制約がある演算装置を搭載するモータ駆動装置において、トルク脈動抑制制御を実現することが課題である。

本発明のモータ駆動装置は、永久磁石モータを駆動する電力変換回路と、前記電力変換
回路を制御する制御部とを備え、前記制御部は、電圧指令生成部と、トルク脈動補償部と
を含み、前記トルク脈動補償部は、振幅生成部と、補正電圧生成部と、加算部とを含み、
前記電圧指令生成部は電圧指令を出力し、前記振幅生成部は補正電圧振幅を出力し、前記
補正電圧生成部は前記補正電圧振幅と回転子位置とから補正電圧指令を出力し、前記加算
部は前記電圧指令と前記補正電圧指令とから補正後電圧指令を出力し、前記補正後電圧指
令に基づいて前記電力変換回路を動作させ、前記振幅生成部は第１演算周期で処理し、前記補正電圧生成部および前記加算部は第２演算周期で処理し、前記第１演算周期は前記第２演算周期より長いことを特徴とする。

また、本発明のエアコン室外機は、本発明の前記モータ駆動装置と、前記永久磁石モータと、前記永久磁石モータに接続されるファンと、前記永久磁石モータを取り付けるフレームと、圧縮機装置システムとを備えることを特徴とする。

本発明によれば、搭載される演算装置の処理能力を問わず、トルク脈動抑制制御を実現する手段を備えたモータ駆動装置を提供できる。

本発明の第１の実施形態によるモータ駆動装置の構成を示す図である。 ベクトル制御部１０６の内部構成を示す図である。 振幅生成部１０８aの内部構成を示す図である。 補正電圧生成部１０８bの内部構成を示す図である。 加算部１０８cの内部構成を示す図である。 歪んだ誘起電圧をもつ永久磁石モータのベクトル制御時の動作波形を示す図である。 トルク脈動抑制制御時の動作波形を示す図である。 振幅生成部１０８aと振幅生成部９０２aの出力比較を示す図である。 図１に示すモータ駆動装置に振幅生成部９０２aを適用した場合の構成を示す図である。 振幅生成部９０２aの内部構成を示す図である。 演算周期を個別設定した場合のトルク脈動補償部９０２の内部構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態によるモータ駆動装置の構成を示す図である。 制御軸と軸誤差の定義を示す図である。 回転子位置/モータ速度推定部１２０２の内部構成を示す図である。 図１２に示すモータ駆動装置に振幅生成部９０２aを適用した場合の構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態によるモータ駆動装置の構成を示す図である。 ベクトル制御部１６０２の内部構成を示す図である。 回転子位置推定部１６０３の内部構成を示す図である。 図１６に示すモータ駆動装置に振幅生成部９０２aを適用した場合の構成を示す図である。 本発明の第４の実施形態によるエアコン室外機の構成を示す図である。

本発明は要するに、電圧指令を補正し、フィードフォワード制御として動作するトルク脈動抑制制御において、補正電圧振幅の生成を簡略化できることに基づくものである。これにより、処理能力に制約がある演算装置を搭載したモータ駆動装置でも、トルク脈動抑制制御を実現することが目的である。

より具体的には、本発明のモータ駆動装置は、永久磁石モータを駆動する電力変換回路と、電力変換回路を制御する制御部を備え、制御部は電圧指令を生成する電圧指令生成部と、補正電圧指令を生成するトルク脈動補償部を含み、トルク脈動補償部は補正電圧振幅を生成する振幅生成部と、補正電圧指令を生成する補正電圧生成部と、電圧指令と補正電圧指令を加算して補正後電圧指令を生成する加算部を含み、補正後電圧指令で電力変換回路を動作させることを特徴とする。

このように構成することで、トルク脈動補償部は脈動する補正電圧指令を生成し、これによりモータトルクの脈動をキャンセルする電流が通電される。すなわち、本発明のトルク脈動抑制制御は、フィードフォワード制御として動作する。

また、トルク脈動補償部の処理は、補正電圧振幅を生成する部分と、その振幅から補正電圧指令を生成する部分に分割されており、特定の条件下において、前者は一定値の演算、後者は変動値の演算が行われるように構成されている。

以下に、本発明に関わる代表的な実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

図１は、本発明の第１の実施形態によるモータ駆動装置を示している。図１に示すように、本実施例によるモータ駆動装置１００は、制御部１０３と、永久磁石モータ１０１を駆動する電力変換回路１０４と、を備え、永久磁石モータ１０１は位置センサ１０２を備え、電力変換回路１０４は電流センサ１０５を備える。この永久磁石モータ１０１は、例えば３相ブラシレスDCモータである。また、電力変換回路１０４は、例えば三相フルブリッジインバータである。

制御部１０３は、ベクトル制御を基本構成とし、モータ速度制御を行う。制御部１０３は、外部からモータ速度指令ωr*が入力され、三相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*を出力する。

電力変換回路１０４は、制御部１０３から出力される三相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*に基づいて動作する。

ベクトル制御部１０６は、モータ速度指令ωr*、d軸電流の検出値Idc、q軸電流の検出値Iqc、モータ速度の検出値ωrcから、d軸電圧指令Vd*とq軸電圧指令Vq*を出力する。

回転子位置/モータ速度生成部１０７では、位置センサ１０２の出力信号から、モータ速度の検出値ωrcと、回転子位置の検出値θdcを出力する。位置センサ１０２の出力信号は、例えば回転に伴い生成されるパルス状の信号である。

トルク脈動補償部１０８は、モータ速度指令ωr*と、回転子位置の検出値θdcから、d軸補正電圧指令ΔVd*とq軸補正電圧指令ΔVq*を生成し、これらの指令をそれぞれd軸電圧指令Vd*とq軸電圧指令Vq*に加算する。

dq/３相変換部１０９は、回転子位置の検出値θdcに基づいて、d軸補正後電圧指令Vd**とq軸補正後電圧指令Vq**を、三相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*に変換する。

３相/dq変換部１１０は、回転子位置の検出値θdcに基づいて、三相電流の検出値Iuc、Ivc、Iwcを、d軸電流の検出値Idcと、q軸電流の検出値Iqcに変換する。

以上が、本実施例の主要な構成要素である。

図２は、ベクトル制御部１０６の内部構成を示している。ベクトル制御部１０６は、速度制御部２００、電流制御部２０１、電気角周波数生成部２０２、電圧指令生成部２０３を備える。

速度制御部２００は、減算器２００aと、速度制御用PI制御器２００bを備える。減算器２００aは、モータ速度指令ωr*とモータ速度の検出値ωrcの差分から、モータ速度偏差Δωrを出力する。速度制御用PI制御器２００bは、モータ速度偏差Δωrから、q軸電流指令Iq*を出力する。

電流制御部２０１は、d軸電流指令生成部２０１aと、減算器２０１bと、減算器２０１cと、d軸電流制御用PI制御器２０１dと、q軸電流制御用PI制御器２０１eを備える。d軸電流指令生成部２０１aは、予め設定したd軸電流指令Id*を出力する。減算器２０１bは、d軸電流指令Id*とd軸電流の検出値Idcの差分から、d軸電流偏差ΔIdを出力する。同様に、減算器２０１cは、q軸電流指令Iq*とq軸電流の検出値Iqcの差分から、q軸電流偏差ΔIqを出力する。d軸電流制御用PI制御器２０１dは、d軸電流偏差ΔIdから、第２d軸電流指令Id**を出力する。同様に、q軸電流制御用PI制御器２０１eは、q軸電流偏差ΔIqから、第２q軸電流指令Iq**を出力する。

電気角周波数生成部２０２は、モータ速度指令の検出値ωrcから、電気角周波数ω1を出力する。具体的には、以下の式（１）に示す演算を行う。

式（１）において、Pmは極対数（永久磁石モータの極数は、極対数の２倍に等しい）である。

電圧指令生成部２０３は、d軸電圧指令生成部２０３aと、q軸電圧指令生成部２０３bを備える。d軸電圧指令生成部２０３aは、第２d軸電流指令Id**と第２q軸電流指令Iq**と電気角周波数ω1から、d軸電圧指令Vd*を出力する。具体的には、以下の式（２）に示す演算を行う。

式（２）において、R*は巻線抵抗の設定値、Lq*はq軸インダクタンスの設定値である。

q軸電圧指令生成部２０３bは、第２d軸電流指令Id**と第２q軸電流指令Iq**と電気角周波数ω1から、q軸電圧指令Vq*を出力する。具体的には、以下の式（３）に示す演算を行う。

式（３）において、Ld*はd軸インダクタンスの設定値、Ke*は誘起電圧定数の設定値である。

トルク脈動補償部１０８は、振幅生成部１０８aと、補正電圧生成部１０８bと、加算部１０８cを備える。

図３は、振幅生成部１０８aの内部構成を示している。振幅補正部１０８aは、振幅値データテーブル３００を備える。振幅値データテーブル３００は、モータ速度指令ωr*に応じて、d軸補正電圧の第１振幅ΔV￣d1*と、d軸補正電圧の第２振幅ΔV￣d2*と、q軸補正電圧の第１振幅ΔV￣q1*と、q軸補正電圧の第２振幅ΔV￣q2*を読み出す構成となっている。例えば、モータ速度指令が「ωr* = ωr1」となる場合、振幅値データ１〜４が読み出され、「ωr* = ωr2」となる場合、振幅値データ５〜８が読み出される。これら４組の振幅値の算出方法については、後述する。

図４は、補正電圧生成部１０８bの内部構成を示している。補正電圧生成部１０８bは、加算器４００aと、加算器４００bと、乗算器４０１a〜d、sin関数演算器４０２a、cos関数演算器４０２bを備える。補正電圧生成部１０８bは、d軸補正電圧の第１振幅ΔV￣d1*と、d軸補正電圧の第２振幅ΔV￣d2*と、q軸補正電圧の第１振幅ΔV￣q1*と、q軸補正電圧の第２振幅ΔV￣q2*から、d軸補正電圧ΔVd*とq軸補正電圧ΔVq*を出力する。

図５は、加算部１０８cの内部構成を示している。加算部１０８cは、加算器５００aと加算器５００bを備える。加算器５００aは、d軸電圧指令Vd*とd軸補正電圧指令ΔVd*を加算し、d軸補正後電圧指令Vd**を出力する。加算器５００bは、q軸電圧指令Vq*とq軸補正電圧指令ΔVq*を加算し、q軸補正後電圧指令Vq**を出力する。

以下に、トルク脈動補償部１０８の具体的な演算内容について説明する。

本実施例では、以下の式（４）で表される補正電流指令を与える。

式（４）において、Kidはd軸補正電流振幅ゲイン、Kiqはq軸補正電流振幅ゲイン、Θidはd軸補正電流位相、Θiqはq軸補正電流位相、I￣dはd軸電流の平均値、I￣qはq軸電流の平均値、nは抑制したいモータトルク脈動の次数である。

次に、式（５）に示す補正電流指令を、フィードフォワード制御で実現するため、以下の式（５）で表される補正電圧指令を与える。

式（５）において、ω1*は電気角周波数指令（ω1* = Pm ωr*）、Kvdはd軸補正電圧ゲイン、Kvqはq軸補正電圧ゲイン、Θvdはd軸補正電圧位相、Θvqはq軸補正電圧位相である。

式（４）を式（５）に代入し、sin/cos関数とその振幅に整理すると、以下の式（６）および式（７）を得る。

振幅生成部１０８aに保存されるd軸補正電圧の第１振幅ΔV￣d1*と、d軸補正電圧の第２振幅ΔV￣d2*と、q軸補正電圧の第１振幅ΔV￣q1*と、q軸補正電圧の第２振幅ΔV￣q2*は、式（７）に基づいて算出する。同式に示すd軸電流の平均値I￣dとq軸電流の平均値I￣qは、例えば、それぞれd軸電流指令Id*とq軸電流指令Iq*として計算してもよい。また式（６）は、図４に示す補正電圧生成部１０８bの処理を数式で示したものに相当する。

ここで定常状態（電気角周波数指令ω1*、d軸電流の平均値Id￣、q軸電流の平均値Iq￣が全て一定）を考えると、式（７）で算出される振幅値は全て一定値となる。このことから、式（７）を予め計算することで、図３に示すように、４組の振幅値をデータテーブルに保存する構成を実現することができる。

以上のようにトルク脈動補償部１０８を構成することで、式（７）に示す複雑な演算を、４組の振幅値データを同時に読み出す簡易な処理にすることができるため、計算負荷を低減できる。また、処理能力に制約がある演算装置の場合、式（７）の演算において桁落ちが発生する可能性があるが、上述の工夫を施すことで対策することが可能となる。

図６は、歪んだ誘起電圧をもつ永久磁石モータを、ベクトル制御で駆動した場合の動作波形を示している。同図に示すeh5は、U相の誘起電圧に含有する５次高調波成分を示している。実際のモータにおける誘起電圧分布は、基本波成分に対して５次や７次の高調波成分を含有する場合が多い。このとき、ベクトル制御、すなわち正弦波駆動を行うと、基本波成分に対して６次や１２次のモータトルク脈動が発生する。

図７は、本実施例において、d軸電流指令Id*とd軸補正電流指令ΔId*をゼロに設定し、基本波成分に対して６次のモータトルク脈動を抑制する場合（すなわち、n = 6）の動作波形を示している。このように、モータトルクの脈動に応じてq軸電流を脈動させることで、一定トルクを実現することができる。

振幅生成部１０８aは、保存できる振幅値データの個数が有限であるため、図８の点線に示すように、モータ速度に対して出力が断続的になる。そこで、計算負荷を低減しつつも、図８の実線に示すような連続的な出力を実現するため、以下に説明する手法を用いても良い。

図９は、図１に示すモータ駆動装置において、トルク脈動補償部１０８をトルク脈動補償部９０２に変更した構成を示している。ただし、補正電圧生成部１０８bと、加算部１０８cは、図１に示すものと同一である。

振幅生成部９０２aは、モータ速度指令ωr*と、d軸電流の検出値Idcと、q軸電流の検出値Iqcから、d軸補正電圧の第１振幅ΔV￣d1*と、d軸補正電圧の第２振幅ΔV￣d2*と、q軸補正電圧の第１振幅ΔV￣q1*と、q軸補正電圧の第２振幅ΔV￣q2*を出力する。

図１０は、振幅生成部９０２aの内部構成の内、d軸補正電圧の第１振幅ΔV￣d1*を生成する部分を示している。その他、d軸補正電圧の第２振幅ΔV￣d2*と、q軸補正電圧の第１振幅ΔV￣q1*と、q軸補正電圧の第２振幅ΔV￣q2*を生成する部分の構成も、図１０に示すものと同様である。振幅生成部９０２aは、係数値データ１０００と、加算器１００１と、乗算器１００２a〜fと、d軸平均電流用フィルタ１００３と、q軸平均電流用フィルタ１００４と、電気角周波数指令生成部１００５を備える。係数値データ１０００は、１６個の係数値データから成る。これら１６個の係数値の算出方法については、後述する。

d軸平均電流用フィルタ１００３は、d軸電流の検出値Idcから、d軸電流の平均値I￣dを出力する。具体的には、以下の式（８）に示す演算を行う。

式（８）において、Tidaはd軸平均電流用フィルタの時定数である。

q軸平均電流用フィルタ１００３も同様に、q軸電流の検出値Iqcから、q軸電流の平均値I￣qを出力する。具体的には、以下の式（９）に示す演算を行う。

式（９）において、Tiqaはq軸平均電流用フィルタの時定数である。

電気角周波数指令生成部１００５は、モータ速度指令ωr*から電気角周波数指令ω1*を出力する。具体的には、以下の式（１０）に示す演算を行う。

係数値データ１０００に保存される１６個の係数値データの算出方法について説明する。振幅演算部９０２aの場合も、式（７）に基づいてd軸補正電圧の第１振幅ΔV￣d1*と、d軸補正電圧の第２振幅ΔV￣d2*と、q軸補正電圧の第１振幅ΔV￣q1*と、q軸補正電圧の第２振幅ΔV￣q2*を算出するが、以下の式（１１）および式（１２）に示すように、駆動条件に依存しないパラメータを集約して演算する点が異なる（ここで、駆動条件に依存するパラメータとは、電気角周波数指令ω1*と、d軸電流の平均値Id￣と、q軸電流の平均値Iq￣の３つを指す）。

式（１２）に基づいて算出される１６個の係数は、駆動条件に関係なく、全て一定値となる。このことから、式（１２）を予め演算しておくことで、１６個の係数値として振幅生成部９０２aに保存することができる。

以上のようにトルク脈動補償部９０２を構成することで、式（７）に示す複雑な演算を、一部簡易化した式（１１）と式（１２）に示す処理にすることができるため、計算負荷を低減できる。しかしながら、これらの計算は演算周期毎に処理されるため、依然として、計算負荷は大きい。そこで、計算負荷をさらに低減するために、演算内容に応じて演算周期を個別に設定するとよい。

先述したように、定常状態において、式（７）より算出されるd軸補正電圧の第１振幅ΔV￣d1*と、d軸補正電圧の第２振幅ΔV￣d2*と、q軸補正電圧の第１振幅ΔV￣q1*と、q軸補正電圧の第２振幅ΔV￣q2*は一定値となる。このことから、定常状態であれば、振幅演算部９０２aの出力結果も同様に一定値となるため、演算周期に対して影響を受けない。

この点に着目し、トルク脈動補償部９０２において、演算内容に応じた演算周期の個別設定を行う。図１１は、トルク脈動補償部９０２において、振幅生成部９０２aを第１演算周期Ts1、補正電圧生成部１０８bと加算部１０８cを第２演算周期Ts2で処理する場合の構成を示している。同図において、第２演算周期Ts2は、変動値を処理する部分に適用されるため、演算周期を十分短く設定する必要がある。一方、第１演算周期Ts1は、一定値を処理する振幅生成部９０２aに適用されるため、演算周期を長く設定できる。このように、演算周期の個別設定を行うことで、トルク脈動補償部９０２における振幅生成部９０２aの計算回数を減らし、計算負荷を低減することができる。

第１の実施形態では、トルク脈動抑制制御を実現する手段を備えたモータ駆動装置のうち、位置センサを必要とする例を説明した。本実施例では、位置センサが不要な例（すなわち、位置センサレス）について説明する。

図１２は、本発明の第２の実施形態によるモータ駆動装置を示している。モータ駆動装置１２００は、図１に示すモータ駆動装置において、回転子位置/モータ速度生成部１０７を回転子位置/モータ速度推定部１２０２に変更したものである。

回転子位置/モータ速度推定部１２０２は、d軸電圧指令Vd*と、q軸電圧指令Vq*と、d軸電流の検出値Idcと、q軸電流の検出値Iqcから、モータ速度の推定値ωrcと回転子位置の推定値θdcを出力する。図１３は、制御軸（dc-qc軸）と軸誤差Δθcの定義を示している。回転子位置/モータ速度推定部１２０２は、PLL（PLL：Phase Locked Loop）制御器を用いて、軸誤差Δθcがゼロとなるように電気角周波数ω1を調整する。すなわち、制御軸のdc軸とqc軸が、それぞれd軸とq軸に一致するように動作する。

図１４は、回転子位置/モータ速度推定部１２０２の内部構成を示している。回転子位置/モータ速度推定部１２０２は、軸誤差推定部１４００、PLL制御部１４０１、機械角周波数生成部１４０２、積分器１４０３を備える。軸誤差推定部１４００は、d軸電圧指令Vd*、q軸電圧指令Vq*、d軸電流の検出値Idc、q軸電流の検出値Iqcから、軸誤差Δθcを出力する。具体的には、以下の式（１３）に示す演算を行う。

PLL制御部１４０１は、軸誤差Δθcから電気角周波数ω1を出力する。具体的には、以下の式（１４）に示す演算を行う。

式（１４）において、KpsはPLL制御の比例ゲイン、KisはPLL制御の積分ゲインである。

機械角周波数生成部１４０２は、電気角周波数ω1から、モータ速度の推定値ωrcを出力する（本実施例では、ωrcを数式で算出するため、推定値と称する）。具体的には、以下の式（１５）に示す演算を行う。

積分器１４０３は、電気角周波数ω1から、回転子位置の推定値θdcを出力する（本実施例では、θdcを数式で算出するため、推定値と称する）。

以上のようにモータ駆動装置１２００を構成することで、モータ駆動装置１００を位置センサレス化することができる。

また、図１２に示すモータ駆動装置１２００は、第１の実施形態と同様に、振幅生成部９０２を用いて構成することができる。図１５は、図１２に示すモータ駆動装置において、トルク脈動補償部１０８をトルク脈動補償部９０２に変更した構成を示している。モータ駆動装置１５００の構成要素は、以上で全て説明済みである。

第１と第２の実施形態は、良好なトルク応答特性を得られる反面、ベクトル制御部１０６の設計が複雑となる。そこで、ベクトル制御部の構成をシンプルにした例として、第３の実施形態を示す。

図１６は、本発明の第３の実施形態によるモータ駆動装置を示している。モータ駆動装置１６００は、図１に示すモータ駆動装置において、ベクトル制御部１０６をベクトル制御部１６０２、回転子位置/モータ速度生成部１０７を回転子位置推定部１６０３に変更したものである。

ベクトル制御部１６０２は、モータ速度指令ωr*と、q軸電流の検出値Iqcから、d軸電圧指令Vd*とq軸電圧指令Vq*を出力する。

図１７は、ベクトル制御部１６０２の内部構成を示している。ベクトル制御部１６０２は、d軸電流指令生成部１７００と、q軸電流指令生成部１７０１と、電気角周波数指令生成部１７０２と、d軸電圧指令生成部１７０３と、q軸電圧指令生成部１７０４を備える。d軸電流指令生成部１７００は、予め設定したd軸電流指令Id*を出力する。q軸電流指令生成部１７０１は、q軸電流の検出値Iqcから、q軸電流指令Iq*を出力する。具体的には、以下の式（１６）に示す演算を行う。

式（１６）において、Tiqrはq軸電流指令用フィルタの時定数である。

電気角周波数指令生成部１７０２は、モータ速度指令ωr*から、電気角周波数指令ω1*を出力する。具体的には、式（１０）に示す演算を行う。

d軸電圧指令生成部１７０３は、d軸電流指令Id*と、q軸電流指令Iq*と、電気角周波数指令ω1*から、d軸電圧指令Vd*を出力する。具体的には、以下の式（１７）に示す演算を行う。

q軸電圧指令生成部１７０４は、d軸電流指令Id*と、q軸電流指令Iq*と、電気角周波数指令ω1*から、q軸電圧指令Vq*を出力する。具体的には、以下の式（１８）に示す演算を行う。

回転子位置推定部１６０３は、d軸電圧指令Vd*、q軸電圧指令Vq*、モータ速度指令ωr*、d軸電流の検出値Idc、q軸電流の検出値Iqcから、回転子位置の推定値θdcを出力する（本実施例では、θdcを数式で算出するため、推定値と称する）。

図１８は、回転子位置推定部１６０３の内部構造を示している。回転子位置推定部１６０３は、軸誤差推定部１４００（図１４のものと同一）と、電気角周波数指令生成部１８００と、PLL制御部１８０１と、積分器１８０２を備える。

電気角周波数指令生成部１８００は、モータ速度指令ωr*から、電気角周波数指令ω1*を出力する。具体的には、式（１０）に示す演算を行う。

PLL制御部１８０１は、軸誤差Δθcと電気角周波数指令ω1*から、電気角周波数ω1を出力する。具体的には、以下の式（１９）に示す演算を行う。

積分器１８０２は、電気角周波数ω1から、回転子位置の推定値θdcを出力する。

第１と第２の実施形態では、ベクトル制御部１０６において、複数のPI制御器の設計が必要となる。一方、第３の実施形態では、ベクトル制御部１６０２において、q軸電流指令生成部１７０１のみを設計すればよい。これにより、トルク応答特性は劣化してしまうが、制御部の設計は非常に容易となる。

また、図１６に示すモータ駆動装置１６００は、第１と第２の実施形態と同様に、振幅生成部９０２を用いて構成することができる。図１９は、図１６に示すモータ駆動装置において、トルク脈動補償部１０８をトルク脈動補償部９０２に変更した構成を示している。モータ駆動装置１９００の構成要素は、以上で全て説明済みである。

図２０は、第３の実施形態によるモータ駆動装置を、エアコンの室外機に搭載されるファンモータシステムに適用した例を示している。この用途では、高いトルク応答特性が求められないため、設計が容易な第３の実施形態が適している。

室外機２０００は、ファンモータ用駆動装置２００１と、圧縮機モータ用駆動装置２００２と、ファンモータ２００３と、ファン２００４と、フレーム２００５と、圧縮機装置２００６を搭載する。ファンモータ用駆動装置２００１は、第３の実施形態によるモータ駆動装置である。また、ファンモータ２００３は、例えば三相ブラシレスDCモータである。

室外機２０００におけるファンモータシステムの動作を説明する。交流電源２００７は、圧縮機モータ用駆動装置２００２に接続される。圧縮機モータ用駆動装置２００２は、供給される交流電圧Vacを直流電圧Vdcに整流し、圧縮機装置２００６を駆動する。同時に、圧縮機モータ用駆動装置２００２は、ファンモータ用駆動装置２００１にも直流電圧Vdcを供給し、さらにモータ速度指令ωr*を出力する。ファンモータ用駆動装置２００１は、入力されたモータ速度指令ωr*に基づいて動作し、三相電圧をファンモータ２００３に供給する。これにより、ファンモータ２００３が駆動し、接続されたファン２００４が回転する。以上が、ファンモータシステムの動作である。

エアコンの室外機では、低コスト化のために、ファンモータ用駆動装置２００１に安価な演算装置を搭載するのが一般的である。また、ファンモータ２００３には位置センサが付加されていない場合が多い。このような用途でも、第３の実施形態によるモータ駆動装置をファンモータ用駆動装置として用いることで、トルク脈動抑制制御を実現できる。その結果、ファンモータ２００３に起因するフレーム２００５への振動が低減され、室外機ユニット２０００より放出される騒音を低減することができる。

また、ファンモータに位置センサが付加されている場合は、第１の実施形態によるモータ駆動装置でトルク脈動抑制制御を実現できる。

さらに、第１〜３の実施形態によるモータ駆動装置は、圧縮機モータ用駆動装置として用いることも可能である。要するに、ベクトル制御を基本構成とするモータ駆動装置であれば、本発明を適用することが可能である。

以上の説明はあくまで一例であり、本発明は上記の実施形態の構成に何ら限定されるものではない。

１００、９００、１２００、１５００、１６００、１９００ モータ駆動装置
１０１ 永久磁石モータ
１０２ 位置センサ
１０３ 制御部
１０４ 電力変換回路
１０５ 電流センサ
１０６、１６０２ ベクトル制御部
１０７ 回転子位置/モータ速度生成部
１０８、９０２ トルク脈動補償部
１０８a、９０２a 振幅生成部
１０８b 補正電圧生成部
１０８c 加算部
１０９ dq/３相変換部
１１０ ３相/dq変換部
３００ 振幅値データテーブル
１０００ 係数値データ
１２０２ 回転子位置/モータ速度推定部
１６０３ 回転子位置推定部
Pm 極対数
R、R* 巻線抵抗、巻線抵抗の設定値
Ld、Ld* d軸インダクタンス、d軸インダクタンスの設定値
Lq、Lq* q軸インダクタンス、q軸インダクタンスの設定値
Ke、Ke* 誘起電圧定数、誘起電圧定数の設定値
Vu*、Vv*、Vw* 三相電圧指令
Vd*、Vq* d軸電圧指令、q軸電圧指令
Vd**、Vq** d軸補正後電圧指令、q軸補正後電圧指令
ΔVd*、ΔVq* d軸補正電圧指令、q軸補正電圧指令
ΔV￣d1*、ΔV￣d2* d軸補正電圧の第１振幅、d軸補正電圧の第２振幅
ΔV￣q1*、ΔV￣q2* q軸補正電圧の第１振幅、q軸補正電圧の第２振幅
Id*、Iq* d軸電流指令、q軸電流指令
ΔId*、ΔIq* d軸補正電流指令、q軸補正電流指令
I￣d、I￣q d軸電流の平均値、q軸電流の平均値
Iuc、Ivc、Iwc 三相電流の検出値
ωrc、ωr* モータ速度の検出値（推定値）、モータ速度指令
ω1、ω1* 電気角周波数、電気角周波数指令
θdc 回転子位置、回転子位置の検出値（推定値）
Δθc 軸誤差
Tiqr q軸電流指令用フィルタの時定数
Tida、Tiqa d軸平均電流用フィルタの時定数、q軸平均電流用フィルタの時定数
Kid、Kiq d軸補正電流振幅ゲイン、q軸補正電流振幅ゲイン
Θid、Θiq d軸補正電流位相、q軸補正電流位相
Kvd、Kvq d軸補正電圧ゲイン、q軸補正電圧ゲイン
Θvd、Θvq d軸補正電圧位相、q軸補正電圧位相
Kps、Kis PLL制御の比例ゲイン、PLL制御の積分ゲイン

Claims (8)

1. 永久磁石モータを駆動する電力変換回路と、
   前記電力変換回路を制御する制御部と
   を備え、
   前記制御部は、電圧指令生成部と、トルク脈動補償部とを含み、
   前記トルク脈動補償部は、振幅生成部と、補正電圧生成部と、加算部とを含み、
   前記電圧指令生成部は電圧指令を出力し、
   前記振幅生成部は補正電圧振幅を出力し、
   前記補正電圧生成部は前記補正電圧振幅と回転子位置とから補正電圧指令を出力し、
   前記加算部は前記電圧指令と前記補正電圧指令とから補正後電圧指令を出力し、
   前記補正後電圧指令に基づいて前記電力変換回路を動作させ、
   前記振幅生成部は第１演算周期で処理し、
   前記補正電圧生成部および前記加算部は第２演算周期で処理し、
   前記第１演算周期は前記第２演算周期より長い
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動装置において、
   前記振幅生成部はモータ速度指令に応じて前記補正電圧振幅を出力する
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
3. 請求項１に記載のモータ駆動装置において、
   前記振幅生成部はモータ速度指令と電流検出値とから前記補正電圧振幅を出力する
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
4. 請求項１に記載のモータ駆動装置において、
   前記振幅生成部は式（７）に基づいて、
   d軸補正電圧の第１振幅ΔVd1*と、
   d軸補正電圧の第２振幅ΔVd2*と、
   q軸補正電圧の第１振幅ΔVq1*と、
   q軸補正電圧の第２振幅ΔVq2*と
   を出力する
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
   

   

   ただし、R*は巻線抵抗の設定値、Ld*はd軸インダクタンスの設定値、Lq*はq軸インダクタンスの設定値、ω1*は電気角周波数指令、Id￣はd軸電流の平均値、Iq￣はq軸電流の平均値、Kidはd軸補正電流ゲイン、Kiqはq軸補正電流ゲイン、Kvdはd軸補正電圧ゲイン、Kvqはq軸補正電圧ゲイン、Θidはd軸補正電流位相、Θiqはq軸補正電流位相、Θvdはd軸補正電圧位相、Θvqはq軸補正電圧位相、nは抑制したいモータトルク脈動の次数をそれぞれ表す。
5. 請求項４に記載のモータ駆動装置において、
   前記補正電圧生成部は式（６）に基づいて、
   d軸補正電圧指令ΔVd*と、
   q軸補正電圧指令ΔVq*と
   を出力する
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
   

   

   ただし、θdcは回転子位置を表す。
6. 請求項５に記載のモータ駆動装置において、
   回転子位置検出手段と、回転子位置/モータ速度生成部とをさらに備え、
   前記回転子位置/モータ速度生成部は、前記回転子位置検出手段の出力信号から、前記回転子位置を出力する
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
7. 請求項２または３に記載のモータ駆動装置において、
   電流検出手段と、回転子位置/モータ速度推定部とをさらに備え、
   前記振幅生成部は式（７）に基づいて、
   d軸補正電圧の第１振幅ΔVd1*と、
   d軸補正電圧の第２振幅ΔVd2*と、
   q軸補正電圧の第１振幅ΔVq1*と、
   q軸補正電圧の第２振幅ΔVq2*と
   を出力し、
   前記補正電圧生成部は式（６）に基づいて、
   d軸補正電圧指令ΔVd*と、
   q軸補正電圧指令ΔVq*と
   を出力し、
   前記電流検出手段は電流検出値を出力し、
   前記回転子位置/モータ速度推定部は、前記モータ速度指令と前記電圧指令と前記電流検出値とから、前記回転子位置を出力する
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
   

   

   

   ただし、R*は巻線抵抗の設定値、Ld*はd軸インダクタンスの設定値、Lq*はq軸インダクタンスの設定値、ω1*は電気角周波数指令、Id￣はd軸電流の平均値、Iq￣はq軸電流の平均値、Kidはd軸補正電流ゲイン、Kiqはq軸補正電流ゲイン、Kvdはd軸補正電圧ゲイン、Kvqはq軸補正電圧ゲイン、Θidはd軸補正電流位相、Θiqはq軸補正電流位相、Θvdはd軸補正電圧位相、Θvqはq軸補正電圧位相、nは抑制したいモータトルク脈動の次数、θdcは回転子位置をそれぞれ表す。
8. 請求項１〜７のいずれか一項に記載のモータ駆動装置と、
   前記永久磁石モータと、
   前記永久磁石モータに接続されるファンと、
   前記永久磁石モータを取り付けるフレームと、
   圧縮機装置システムと
   を備える
   ことを特徴とするエアコン室外機。

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