JP2022130784A - モータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ラジアル力の変動に起因して発生するモータの騒音を効果的に抑制できる実用的な制御装置を提供する。
【解決手段】モータ８の巻線に基本波電流を流すための基本波指令値を算出する基本波制御部１３と、ステータ３に作用するラジアル力の変動を抑制するラジアル力抑制電流を巻線に流すための高調波指令値を、ＵＶＷ軸電流指令値ｉ_u ^*、ｉ_v ^*、ｉ_w ^*、位相θ_re、モータ定数に基づいて算出する高調波制御部２４と、基本波指令値に高調波指令値を重畳する加算器１６～１８と、ラジアル力抑制電流を基本波電流に重畳した駆動電流が巻線に流れるようにインバータ４を操作する操作部１９を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、巻線が巻装されたステータと磁極が構成されたロータを有するモータの巻線に、インバータにより駆動電流を流して当該モータを駆動するモータの制御装置に関するものである。

例えば、車載用の電動圧縮機を駆動する永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ：Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）は、巻線が巻装されたステータと、磁極を構成する永久磁石を有してステータ内で回転するロータを備えている。そして、これらモータには、回転の力となる接線方向の力と、ステータに作用して当該ステータが振動する力となる直径方向（半径方向）のラジアル力が存在するが、このラジアル力の変動がステータの円環振動を引き起こし、それが電動圧縮機のハウジングに伝搬して、当該ハウジングを振動させることで騒音が発生する。

一方、この種のモータは小型化の必要性から、巻線が集中巻きでステータのティースに巻装されるため、モータの磁束は正弦波では無く高調波を含むことになる。この空間高調波は磁石磁束に影響を与えるため、その影響で様々な次数のラジアル力が発生することになる。特に、ロータの磁極数とステータのティース数が２対３となる永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）においては、ラジアル力の６次成分や１２次成分は、ＵＶＷ軸（ＵＶＷ相）の変動位相が完全に一致することになるため、ステータの振動は円環０次の振動となり、より大きな騒音を発生することになる。

一般的にこのラジアル力による騒音の抑制は困難であるため、従来では機械共振と重ならないように機械設計を行っていた。そのため、構造の自由度が損なわれると共に、特に車載用の機器で要求される小型化の阻害要因ともなっていた。そこで、モータに印加する駆動電流の制御により、係るラジアル力を抑制する方式が種々提案されている（例えば、特許文献１～特許文献３参照）。

特開平１１－３４１８６４号公報 特開２０１７－１３９９４５号公報 特開２０２０－１６７９２１号公報

しかしながら、特許文献１の制御方式は、電流制御装置を用いてフィードバック制御を基本波と高調波に対して行っているため、非常に高価な電流制御装置が必要となる。また、特許文献２の実施例１、２では、電圧を用いてモータを制御し、基本波電圧設定部は回転数が所望の値となるように回転数の比例積分（ＰＩ）制御を行っているが、電流制御を行っていないため、無効電流の制御ができず、また、高調波電圧設定部との連携もできない。

また、特許文献２の実施例３、４の場合、モータの電流制御（ｄｑ軸ＰＩ制御。以下、ｄｑ－ＰＩ制御）を用いているが、ｄｑ－ＰＩ制御では、回転数や負荷トルクが変化したときに発生する過渡的な変動にも追従できるように、制御周波数を広帯域化する（後述するカットオフ周波数を高くする）必要があり、その影響で高調波電圧設定部の出力に干渉してしまい、ラジアル力を抑制する効果が薄れてしまう。特に、高調波電圧設定部は基本波電流の情報を用いた制御を行っていないため、例えば電動圧縮機のように回転数が変動し、負荷も変化する機器を制御対象とした場合には実用的ではない。

更に、特許文献３ではラジアル力とトルクリプルの双方を抑制するｄｑ軸電流を数式的に導出し、その電流値を確実に出力することができるように基本波と高調波共にｄｑ軸電流ＰＩ制御を行っている。しかしながら、出力する狙いの電流値が非常に限定的なポイントとなっており、この電流をフィードバック制御で精密に出力するためには、やはり高価な制御装置が必要になるという問題があった。

本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、ラジアル力の変動に起因して発生するモータの騒音を効果的に抑制することができる実用的な制御装置を提供することを目的とする。

本発明のモータの制御装置は、巻線が巻装されたステータ及び磁極が構成されたロータを有するモータに電気的に接続され、巻線に駆動電流を流して当該モータを駆動するインバータを備えたものであって、モータの電気角速度を推定する電気角速度推定部と、巻線に基本波電流を流すための基本波指令値を算出する基本波制御部と、ステータに作用するラジアル力の変動を抑制するための高調波電流をラジアル力抑制電流とし、このラジアル力抑制電流を巻線に流すための高調波指令値を、ＵＶＷ軸電流指令値、電気角速度推定部により取得された位相、及び、モータ定数に基づいて算出する高調波制御部と、基本波制御部により算出された基本波指令値に、高調波制御部により算出された高調波指令値を重畳する指令値重畳部と、この指令値重畳部にて高調波指令値を基本波指令値に重畳した指令値に基づき、ラジアル力抑制電流を基本波電流に重畳した駆動電流が、巻線に流れるようにインバータを操作する操作部を備えたことを特徴とする。

請求項２の発明のモータの制御装置は、上記発明において高調波制御部は、ステータに作用する６次、及び／又は、１２次のラジアル力の変動を抑制するラジアル力抑制電流を巻線に流すための高調波指令値を算出することを特徴とする。

請求項３の発明のモータの制御装置は、上記各発明において高調波制御部は、ステータに作用するラジアル力の最大値と最小値の差を小さくする方向のラジアル力抑制電流を巻線に流すための高調波指令値を算出することを特徴とする。

請求項４の発明のモータの制御装置は、上記各発明において高調波制御部は、αβ軸及びｄｑ軸電流に不感であるＵＶＷ軸の３次成分と６次成分のみで構成された下記数式（Ｉ）、（ＩＩ）、（ＩＩＩ）からＵＶＷ軸のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*を算出し、算出された各ラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*に基づいて、前記高調波指令値を算出することを特徴とする。

但し、θ_reは位相であり、Ｋｕ３ｃ（ｉｕ）、Ｋｕ３ｓ（ｉｕ）、Ｋｕ６ｃ（ｉｕ）、Ｋｕ６ｓ（ｉｕ）はＵ軸電流指令値の大きさとモータ定数により変化する係数、Ｋｖ３ｃ（ｉｖ）、Ｋｖ３ｓ（ｉｖ）、Ｋｖ６ｃ（ｉｖ）、Ｋｖ６ｓ（ｉｖ）はＶ軸電流指令値の大きさとモータ定数により変化する係数、Ｋｗ３ｃ（ｉｗ）、Ｋｗ３ｓ（ｉｗ）、Ｋｗ６ｃ（ｉｗ）、Ｋｗ６ｓ（ｉｗ）はＷ軸電流指令値の大きさとモータ定数により変化する係数である。

請求項５の発明のモータの制御装置は、上記各発明において基本波制御部は、正弦波に定常偏差零で制御する正弦波追従制御により前記基本波指令値を算出することを特徴とする。

請求項６の発明のモータの制御装置は、請求項４の発明において基本波制御部は、正弦波に定常偏差零で制御する正弦波追従制御により前記基本波指令値を算出すると共に、正弦波追従制御における制御ゲインのうちのカットオフ周波数が、αβ軸において空間高調波により発生する高調波電流リプルの周波数プラスマイナス所定値以内、若しくは、高調波電流リプルの周波数より低い値に設定されていることを特徴とする。

請求項７の発明のモータの制御装置は、請求項５又は請求項６の発明において基本波制御部が行う正弦波追従制御は、電気角速度の正弦波成分を持つ制御ゲインを含むフィードバック制御により、基本波指令値を正弦波に追従させることを特徴とする。

請求項８の発明のモータの制御装置は、請求項１乃至請求項３の発明において、高調波制御部は、ＵＶＷ軸の６次成分と１１次成分で構成された下記数式（ＩＶ）、（Ｖ）、（ＶＩ）からＵＶＷ軸のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*を算出し、算出された各ラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*に基づいて、高調波指令値を算出することを特徴とする。

但し、θ_reは位相であり、Ｋｕ６ｃ（ｉｕ）、Ｋｕ６ｓ（ｉｕ）、Ｋｕ１１ｃ（ｉｕ）、Ｋｕ１１ｓ（ｉｕ）はＵ軸電流指令値の大きさとモータ定数により変化する係数、Ｋｖ６ｃ（ｉｖ）、Ｋｖ６ｓ（ｉｖ）、Ｋｖ１１ｃ（ｉｖ）、Ｋｖ１１ｓ（ｉｖ）はＶ軸電流指令値の大きさとモータ定数により変化する係数、Ｋｗ６ｃ（ｉｗ）、Ｋｗ６ｓ（ｉｗ）、Ｋｗ１１ｃ（ｉｗ）、Ｋｗ１１ｓ（ｉｗ）はＷ軸電流指令値の大きさとモータ定数により変化する係数である。

請求項９の発明のモータの制御装置は、請求項８の発明において基本波制御部は、正弦波に定常偏差零で制御する正弦波追従制御により基本波指令値を算出することを特徴とする。

請求項１０の発明のモータの制御装置は、上記発明において基本波制御部が行う正弦波追従制御は、電気角速度の正弦波成分を持つ制御ゲインを含むフィードバック制御により、基本波指令値を正弦波に追従させることを特徴とする。

請求項１１の発明のモータの制御装置は、請求項９又は請求項１０の発明において基本波制御部は、正弦波追従制御における制御ゲインのうちのカットオフ周波数が、ラジアル力抑制電流の周波数より低く設定されていることを特徴とする。

請求項１２の発明のモータの制御装置は、上記各発明においてモータは、ロータの磁極数とステータのティース数が２対３となる永久磁石同期モータであることを特徴とする。

本発明によれば、巻線が巻装されたステータ及び磁極が構成されたロータを有するモータに電気的に接続され、巻線に駆動電流を流して当該モータを駆動するインバータを備えたモータの制御装置において、モータの電気角速度を推定する電気角速度推定部と、巻線に基本波電流を流すための基本波指令値を算出する基本波制御部と、ステータに作用するラジアル力の変動を抑制するための高調波電流をラジアル力抑制電流とし、このラジアル力抑制電流を巻線に流すための高調波指令値を、ＵＶＷ軸電流指令値、電気角速度推定部により取得された位相、及び、モータ定数に基づいて算出する高調波制御部と、基本波制御部により算出された基本波指令値に、高調波制御部により算出された高調波指令値を重畳する指令値重畳部と、この指令値重畳部にて高調波指令値を基本波指令値に重畳した指令値に基づき、ラジアル力抑制電流を基本波電流に重畳した駆動電流が、巻線に流れるようにインバータを操作する操作部を備えている。即ち、ラジアル力の変動を抑制するラジアル力抑制電流を巻線に流すための高調波指令値を、ＵＶＷ軸電流指令値に基づいて算出し、この高調波指令値を、基本波指令値にフィードフォワード的に重畳するようにしたので、データテーブルによる補正を不要とし、比較的安価で実用的な制御装置により、ラジアル力の変動に起因する騒音を効果的に抑制することができるようになる。

また、ＵＶＷ軸で発生するラジアル力の変動を抑制するラジアル力抑制電流を、ＵＶＷ軸電流指令値に基づき、ＵＶＷ軸で直接制御するため、適切なラジアル力抑制電流を流すための高調波指令値が得られるようになる。

例えば、請求項２の発明の如く高調波制御部が、ステータに作用する６次、及び／又は、１２次のラジアル力の変動を抑制するラジアル力抑制電流を巻線に流すための高調波指令値を算出するようにすれば、円環０次のステータの振動を抑制し、騒音を効果的に低減することが可能となるが、この６次や１２次のラジアル力に影響するラジアル力抑制電流のうち、αβ軸やｄｑ軸では現れず、ＵＶＷ軸でのみ現れるものは３次と６次の電流である。

その理由は、ＵＶＷ軸をαβ軸に変換するクラーク変換の式から理解できる。即ち、クラーク変換には実際にはαβと０（零）という三つの座標があり、ＵＶＷ軸の３次、６次の成分は、０（零）の成分（零相成分と呼ばれる）に変換され、αβ軸やｄｑ軸では出て来なくなるからである。

従って、ＵＶＷ軸で３次、６次のラジアル力抑制電流（後述するラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*）にてラジアル力の変動を抑制することで、騒音を効果的に低減できることになるが、ラジアル力を抑制する３次、６次の電流を求めるためには、ＵＶＷ軸にて基本波成分以外の電流値が略零であることが望ましい。一方で、一般的にモータの空間高調波の影響で、ｄｑ軸６次高調波（ＵＶＷ軸での５次、７次の高調波電流）の電流リプルが励起される。この５次、７次のリプル電流の影響でラジアル力の抑制効果が十分に得られなくなるため、それを回避できるよう、基本波制御部ではｄｑ軸、或いは、αβ軸において、基本波成分以外の高調波成分を抑圧し、理想的な正弦波となるように制御を行うことになる。

前述した通り、ＵＶＷ軸で３次、６次の電流成分は、ｄｑ軸、或いは、αβ軸においては零相成分となり、現れない。そして、ベクトル制御ではこの零相成分は制御しないため、高調波制御部の出力電流が基本波制御部により抑圧されることはない。従って、本発明によれば高調波制御部によりラジアル力を独立して制御することも可能となる。

また、請求項３の発明の如く高調波制御部が、ステータに作用するラジアル力の最大値と最小値の差を小さくする方向のラジアル力抑制電流を巻線に流すための高調波指令値を算出することにより、ステータの振動による騒音を一層効果的に低減することができるようになる。

具体的には請求項４の発明の如く高調波制御部は、αβ軸及びｄｑ軸電流に不感であるＵＶＷ軸の３次成分と６次成分のみで構成された前記数式（Ｉ）、（ＩＩ）、（ＩＩＩ）からＵＶＷ軸のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*を算出し、算出された各ラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*に基づいて、高調波指令値を算出する。これにより、一層的確に騒音の低減を図ることが可能となる。

また、請求項５の発明では基本波制御部が、正弦波に定常偏差零で制御する正弦波追従制御により基本波指令値を算出するようにした。この正弦波追従制御は、具体的には請求項７の発明の如く、電気角速度の正弦波成分を持つ制御ゲインを含むフィードバック制御により、基本波指令値を正弦波に追従させるもので、回転数周波数が制御に入るため、回転数周波数に対して十分な追従特性を確保することができる。

更に、基本波制御部で行う正弦波追従制御では、同様のカットオフ周波数を設定した場合にはｄｑ－ＰＩ制御に比して基本波以外の高調波の追従特性が倍以上高くなり、カットオフ周波数を低く設定したとしても、十分な空間高調波による高調波電流リプルの抑圧特性が得られる。そこで、請求項６の発明の如く正弦波追従制御におけるカットオフ周波数を、αβ軸において空間高調波により発生する高調波電流リプルの周波数プラスマイナス所定値以内、若しくは、高調波電流リプルの周波数より低い値に設定することで、空間高調波により励起される高調波電流を抑圧し、請求項４の高調波制御部の演算結果がより効果的にラジアル力を抑制できるようになる。

また、前述した如く高調波制御部が、ステータに作用する６次、及び／又は、１２次のラジアル力の変動を抑制するラジアル力抑制電流を巻線に流すための高調波指令値を算出するようにすれば、円環０次のステータの振動を抑制し、騒音を効果的に低減することが可能となるが（請求項２の発明）、この６次や１２次のラジアル力に影響するラジアル力抑制電流としては、ＵＶＷ軸における６次や１１次も考えられる。

従って、ＵＶＷ軸で６次、１１次のラジアル力抑制電流（ラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*）にてラジアル力の変動を抑制することでも、騒音を低減できることになるが、６次は前述した通り、αβ軸及びｄｑ軸電流には現れず、また、１１次はｄｑ軸では１２次となって現れるため、空間高調波により励起されるｄｑ軸６次高調波電流（ＵＶＷ軸での５次、７次の高調波電流）とは次数が異なり、高い周波数になる。従って、ＵＶＷ軸で６次や１１次のラジアル力抑制電流によっても基本波制御部で抑圧を行う周波数との干渉も生じず、高調波制御部によりラジアル力を独立して制御することも可能となる。

その場合は、具体的には請求項８の発明の如く高調波制御部は、ＵＶＷ軸の６次成分と１１次成分で構成された前記数式（ＩＶ）、（Ｖ）、（ＶＩ）からＵＶＷ軸のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*を算出し、算出された各ラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*に基づいて、高調波指令値を算出する。これにより、的確に騒音の低減を図ることが可能となる。

また、この場合も請求項９の発明の如く基本波制御部が、正弦波に定常偏差零で制御する正弦波追従制御により基本波指令値を算出するようにする。この場合も正弦波追従制御は、具体的には請求項１０の発明の如く、電気角速度の正弦波成分を持つ制御ゲインを含むフィードバック制御により、基本波指令値を正弦波に追従させるもので、回転数周波数が制御に入るため、回転数周波数に対して十分な追従特性を確保することができる。

更に、基本波制御部で行う正弦波追従制御では、前述した通りｄｑ－ＰＩ制御に比して高調波追従特性が高くなる。従って、請求項８の場合は請求項１１の発明の如く、正弦波追従制御におけるカットオフ周波数を、ラジアル力抑制電流の周波数である１１次成分の電流より低く設定することで、高調波制御部が出力するラジアル力抑制電流を流すための高調波指令値を、周波数帯において基本波制御部における制御の対象外とすることができ、尚且つ、空間高調波による高調波電流リプルを抑圧することができるようになり、干渉を排除した効果的な騒音低減を実現することができるようになる。

そして、上記本発明の制御装置は、請求項１２の発明の如きロータの磁極数とステータのティース数が２対３となる永久磁石同期モータにおけるラジアル力に起因した騒音の低減に特に有効である。

本発明を適用した一実施例のモータの制御装置のブロック図である。 図１のインバータの電気回路図である。 図１の基本波制御部における正弦波追従制御のブロック図である。 正弦波追従制御とｄｑ－ＰＩ制御における外乱応答性を示すボード線図である（カットオフ周波数６００Ｈｚの場合）。 各周波数成分のラジアル力を示す図である。 ラジアル力抑制電流による磁束及び磁石磁束の次数とラジアル力の次数の関係を示す図である（実施例１）。 ラジアル力抑制電流による磁束及び磁石磁束の次数とラジアル力の次数の関係を示す図である（実施例２）。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づき詳細に説明する。

（１）モータ８の制御装置１
図１は、本発明を適用した一実施例のモータ８の制御装置１の構成を示すブロック図、図２は図１中のインバータ４の具体的な電気回路構成を示す図である。実施例の制御装置１は、インバータ４と、制御部６を備え、直流電源である車両のバッテリ７から供給された電力を所定の周波数の交流電力に変換してモータ８に供給する構成とされている。

また、実施例の制御装置１が駆動制御するモータ８は、図示しない車載用の電動圧縮機の圧縮機構を駆動するものであり、永久磁石埋込型同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）に代表される永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ：Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）により構成されている。このモータ８（実施例ではＩＰＭＳＭ）はＵＶＷ軸の巻線２Ｕ、２Ｖ、２Ｗ（図２）が集中巻きでティースに巻装されたステータ３と、このステータ３（図１）の内側に所定のエアギャップを有して配置され、磁極を構成する永久磁石Ｍが埋め込まれたロータ５（図１）から構成されている。尚、実施例のモータ８は、ロータ５の磁極数とステータ３のティース数の比が２対３とされている。

（２）インバータ４
インバータ４は、入力ノードがバッテリ７に接続され、バッテリ７の出力をスイッチングして三相交流に変換し、モータ８に供給するように構成されている。実施例のインバータ４は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されることで構成されている。このインバータ４は、三相交流をモータ８に出力するため、６個のスイッチング素子Ｓ１～Ｓ６を備えている。

詳しくは、インバータ４は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続した三つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおける上アームのスイッチング素子Ｓ１～Ｓ３と、下アームのスイッチング素子Ｓ４～Ｓ６との中点が、それぞれモータ８の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の巻線２Ｕ、２Ｖ、２Ｗに接続されている。また、各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ６には、還流ダイオードＤ１～Ｄ６がそれぞれ逆並列接続されている。そして、インバータ４は、これらのスイッチング素子Ｓ１～Ｓ６のＯＮ－ＯＦＦ動作によって、バッテリ７から入力された直流電圧をスイッチングし、三相交流電圧に変換してモータ８に供給する。

（３）制御部６
次に、実施例の制御部６は、モータ８の電気角速度推定値ω_re（ハット）と、電気角速度指令値ω_re ^*との偏差に基づき、インバータ４の各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ６をスイッチングするためのＰＷＭ信号を生成し、モータ８を位置センサレスベクトル制御にて駆動するものである。そして、実施例の制御部６は、機械角－電気角変換器９と、減算器１１と、ＰＩ演算部１２と、基本波制御部１３と、指令値重畳部を構成する加算器１６、１７、１８と、操作部１９と、ｕｖｗ－αβ変換器２１と、電気角速度推定部２２と、積分器２３と、高調波制御部２４を備えた構成とされている。

機械角－電気角変換器９は、機械角速度指令値ω_rm ^*を上述した電気角速度指令値ω_re ^*に変換する。ＰＩ演算部１２は、減算器１１が求めた電気角速度推定値ω_re（ハット）と電気角速度指令値ω_re ^*との偏差に対して、比例・積分演算（ＰＩ演算）を行い、その結果としてｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を生成し、出力する。

ｕｖｗ－αβ変換器２１にはモータ８のＵ軸電流ｉ_uとＶ軸電流ｉ_vが入力され、これらからＷ軸電流ｉ_wを算出する（Ｕ軸電流ｉ_u、Ｖ軸電流ｉ_v、Ｗ軸電流ｉ_wはそれぞれＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流を意味している。以下、同じ）。更に、ｕｖｗ－αβ変換器２１は、これらＵ軸電流ｉ_u、Ｖ軸電流ｉ_v、Ｗ軸電流ｉ_wから、α軸電流推定値ｉα（ハット）、β軸電流推定値ｉβ（ハット）を導出し、出力する。

電気角速度推定部２２は、ｕｖｗ－αβ変換器２１が出力するα軸電流推定値ｉα（ハット）及びβ軸電流推定値ｉβ（ハット）と、基本波制御部１３の正弦波追従制御部２６が出力するα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*とから前述した電気角速度推定値ω_re（ハット）を導出し、出力する。積分器２３にはこの電気角速度推定値ω_re（ハット）が入力され、積分器２３は電気角速度推定値ω_re（ハット）から位相（電気角推定値）θ_re（ハット）を生成して出力する。

尚、本出願では積分器２３は電気角速度推定部２２の一部を構成するものとする。そして、この積分器２３が出力する位相θ_re（ハット）は後述する基本波制御部１３のｄｑ－αβ変換部２７と、高調波制御部２４のｄｑ－ｕｖｗ変換部５６及び補整値導出部５７に入力される。

また、電気角速度推定部２２が出力する電気角速度推定値ω_re（ハット）は、減算器１１に入力され、この減算器１１において前述した如く電気角速度指令値ω_re ^*から電気角速度推定値ω_re（ハット）が減算されて、それらの偏差が算出される。そして、この偏差が前述した如くＰＩ演算部１２に入力されることになる。

基本波制御部１３は、後に詳述する如く巻線２Ｕ、２Ｖ、２Ｗに基本波電流を流すためのＵＶＷ軸電圧の基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を算出して出力する。また、高調波制御部２４は、後に詳述する如くステータ３に作用するラジアル力の変動を抑制するための高調波電流であるラジアル力抑制電流を巻線２Ｕ、２Ｖ、２Ｗに流すためのＵＶＷ軸電圧の高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を算出して出力する。

この高調波制御部２４が出力するＵ軸電圧の高調波指令値ｖ_uh ^*は、加算器１６にて基本波制御部１３が出力するＵ軸電圧の基本波指令値ｖ_u ^*に重畳され、高調波制御部２４が出力するＶ軸電圧の高調波指令値ｖ_vh ^*は、加算器１７にて基本波制御部１３が出力するＶ軸電圧の基本波指令値ｖ_v ^*に重畳される。また、高調波制御部２４が出力するＷ軸電圧の高調波指令値ｖ_wh ^*は、加算器１８にて基本波制御部１３が出力するＷ軸電圧の基本波指令値ｖ_w ^*に重畳される。

各加算器１６～１８にて高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*にそれぞれ重畳したＵＶＷ軸電圧の指令値は、操作部１９に入力される。操作部１９はこれらＵＶＷ軸電圧の指令値からインバータ４の各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ６をスイッチング（ＰＷＭ制御）するためのＵＶＷ軸のＰＷＭ信号Ｓ_u、Ｓ_v、Ｓ_wを生成する。これにより、ラジアル力抑制電流を基本波電流に重畳した駆動電流をモータ８の巻線２Ｕ、２Ｖ、２Ｗに流し、位置センサレスのベクトル制御を実現するものである。

（４）基本波制御部１３
次に、制御部６の基本波制御部１３について詳述する。実施例の基本波制御部１３は、ｄｑ－αβ変換部２７と、前述した正弦波追従制御部２６と、αβ－ｕｖｗ変換部２８を備えており、巻線２Ｕ、２Ｖ、２Ｗに基本波電流を流すためのＵＶＷ軸電圧の基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を算出し、出力する。

（４－１）ｄｑ－αβ変換部２７
この基本波制御部１３のｄｑ－αβ変換部２７は、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*と、ＰＩ演算部１２が出力するｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を、積分器２３が出力する位相θ_re（ハット）を用い、静止座標系上でα軸電流指令値ｉα^*とβ軸電流指令値ｉβ^*に変換して出力する。そして、このｄｑ－αβ変換部２７が出力するα軸電流指令値ｉα^*とβ軸電流指令値ｉβ^*は、正弦波追従制御部２６の後述する減算器３１、３２（図３）にそれぞれ入力される。

（４－２）αβ－ｕｖｗ変換部２８
基本波制御部１３のαβ－ｕｖｗ変換部２８は、後述する如く正弦波追従制御部２６が出力するα軸電圧指令値ｖα^*と、β軸電圧指令値ｖβ^*を、ＵＶＷ軸電圧の基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*に変換して出力する。そして、このαβ－ｕｖｗ変換部２８が出力する基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*は、前述した重畳部を構成する加算器１６～１８にそれぞれ入力される。

（４－３）正弦波追従制御部２６
次に、図３に基本波制御部１３の正弦波追従制御部２６のブロック図を示す。正弦波追従制御部２６は、減算器３１、３２と、加算器３３、３４と、減算器３６、３７と、Ｆ／Ｂ制御部３８、３９と、ＰＩ制御部４１、４２と、制御安定部４３、４４と、減算器４６、４７と、アンチワインドアップ補償部４８、４９を備えている。

この正弦波追従制御部２６では、減算器３１が出力するα軸電流指令値ｉα^*とα軸電流推定値ｉα（ハット）との偏差に対し、ＰＩ制御部４１が比例・積分演算を行うことにより、α軸電流指令値ｉα^*とα軸電流推定値ｉα（ハット）との偏差が小さくなるようにα軸電圧指令値ｖα^*を生成し、減算器３２が出力するβ軸電流指令値ｉβ^*とβ軸電流推定値ｉβ（ハット）との偏差に対し、ＰＩ制御部４２が比例・積分演算を行うことにより、β軸電流指令値ｉβ^*とβ軸電流推定値ｉβ（ハット）との偏差が小さくなるようにβ軸電圧指令値ｖβ^*を生成する。

この場合、電気角速度ω_reの正弦波成分を持つ制御ゲインを含むＦ／Ｂ制御部３８、３９が、減算器３６、３７にフィードバック制御を行うことにより、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβを電気角速度ω_reに追従させる正弦波追従制御（αβ－ｓｉｎ制御）を実行する。

また、制御安定部４３、４４はα軸電流ｉαとβ軸電流ｉβにフィードバックゲインｆ₃をかけ、減算器４６、４７でＰＩ制御部４１、４２の出力から減算し、制御の安定化を図る。

更に、アンチワインドアップ補償部４８、４９は、ｕｖｗ－αβ変換器５１、５２が出力するリミッタ前後の差分信号（Δｖ_u、Δｖ_v、Δｖ_wをαβ軸に変換したΔｖα、Δｖβ）に、ゲイン乗算部５３、５４でゲイン（ゲイン乗算部５３、５４内に示す）を乗算したものを、加算器３３、３４でα軸電流指令値ｉα^*とα軸電流推定値ｉα（ハット）との偏差、及び、β軸電流指令値ｉβ^*とβ軸電流推定値ｉβ（ハット）との偏差にフィードバックするリミッタ偏差フィードバック法により、所謂ワインドアップ現象による電流のオーバーシュートや振動現象を抑制する。

これらにより、α軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*をより正弦波に近づけ、それにより、前述した如くαβ－ｕｖｗ変換部２８で変換されたＵＶＷ軸電圧の基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を正弦波に追従させ、定常偏差零で正弦波に制御し、モータ８の空間高調波の外乱により励起されるＵＶＷ軸の主に５次、７次の高調波電流を抑制する。尚、モータ磁束は、ｄｑ軸での０次（直流）成分に加え、空間高調波による主に６次成分があるので、正弦波追従制御部２６で抑圧したい外乱となる高調波は、ｄｑ軸で６次成分となる。

ここで、図３のブロック図中のＰＩ制御部４１、４２、制御安定部４３、４４における各フィードバックゲインｆ₁、ｆ₂、ｆ₃を下記数式（ＶＩＩ）、（ＶＩＩＩ）、（ＩＸ）で示す。
ｆ₁＝Ｌ_d（ω_re ²－３ω_c ²） ・・・（ＶＩＩ）
ｆ₂＝３ω_cＬ_d（ω_re ²－ω_c ²／３） ・・・（ＶＩＩＩ）
ｆ₃＝３Ｌ_dω_c－Ｒ_a ・・・（ＩＸ）
尚、Ｌ_dはモータ８の巻線２Ｕ～２Ｗ（電機子巻線）のｄ軸インダクタンス、Ｒ_aは巻線２Ｕ～２Ｗの抵抗、ω_reは前述したモータ８の電気角速度、ω_cはカットオフ周波数である。

（４－４）正弦波追従制御におけるカットオフ周波数ω_cの設定（その１）
次に、正弦波追従制御部２６での上述した正弦波追従制御（αβ－ｓｉｎ制御）におけるこの実施例でのカットオフ周波数ω_cの設定について説明する。図４は正弦波追従制御（実線）とｄｑ－ＰＩ制御（破線）における外乱応答性を示すボード線図である（基本波周波数は１００Ｈｚ、カットオフ周波数は６００Ｈｚの場合）。横軸はモータ８の電流周波数（Ｈｚ）、縦軸はゲインである。正弦波追従制御ではこのゲインが全体的に低くなっており、外乱追従性が悪い、即ち、外乱抑圧性能が高いことを示している。

以上により、ｄｑ－ＰＩ制御に対して正弦波追従制御は外乱抑圧性能が高く、空間高調波等により発生する高調波電流を抑圧し、１次成分のみが現れるように電流制御が可能であるといえる。

また、空間高調波の影響により基本波に対して５次、７次の高調波として現れる電流を外乱とした場合、基本波１００Ｈｚに対して高調波電流は５００Ｈｚ、７００Ｈｚに現れる。図４に示す通り、等しいカットオフ周波数ω_cで制御した場合、ｄｑ－ＰＩ制御では、５００Ｈｚの外乱抑圧特性は－３ｄＢ程度、７００Ｈｚの場合－２ｄＢ程度であるのに対して、正弦波追従制御では－１１ｄＢ程度、－８ｄＢ程度と大きな外乱抑圧特性を示す。このことは、正弦波追従制御は、ｄｑ－ＰＩ制御に対して、外乱抑圧特性が倍以上であることを意味する。このように、基本波よりも高い周波数の外乱を抑圧するためには、カットオフ周波数ω_cを高く設定する必要があるが、カットオフ周波数ω_cはＰＷＭ制御周期に対して、大きくても１／１０以下にすることが一般的である。そのため、同様のカットオフ周波数ω_cを設定した場合に、より高い周波数の外乱抑圧特性が優れている正弦波追従制御を用いることが好ましいといえる。また、カットオフ周波数を低く設定した場合、基本波制御部の電流を実現するために必要となる電圧は小さくなる傾向にある。インバータが出力できる電圧の大きさは入力電圧の大きさにより制限されるため、正弦波追従制御を用いることで、基本波制御部の出力電圧を小さくすることができ、高調波制御部において必要な電圧を、制限を設けることなく印加することが可能となるという効果も得られる。

（５）高調波制御部２４
次に、制御部６の高調波制御部２４について詳述する。この実施例の高調波制御部２４は、ｄｑ－ｕｖｗ変換部５６と、補整値導出部５７と、電圧次元変換部６１～６３を備えており、巻線２Ｕ、２Ｖ、２Ｗにラジアル力抑制電流を流すためのＵＶＷ軸電圧の高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を算出し、出力する。ここで、上記ラジアル力抑制電流は、ステータ３に作用するラジアル力の変動を抑制するための高調波電流である。

（５－１）ｄｑ－ｕｖｗ変換部５６
この高調波制御部２４のｄｑ－ｕｖｗ変換部５６は、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*と、ＰＩ演算部１２が出力するｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を、積分器２３が出力する位相θ_re（ハット）を用いてＵ軸電流指令値ｉ_u ^*と、Ｖ軸電流指令値ｉ_v ^*と、Ｗ軸電流指令値ｉ_w ^*に変換し、出力する。そして、このｄｑ－ｕｖｗ変換部５６が出力するＵ軸電流指令値ｉ_u ^*、Ｖ軸電流指令値ｉ_v ^*、Ｗ軸電流指令値ｉ_w ^*は、補整値導出部５７に入力される。

（５－２）補整値導出部５７
この実施例の高調波制御部２４の補整値導出部５７は、積分器２３（電気角速度推定部２２）から取得された位相θ_re（ハット）と、ｄｑ－ｕｖｗ変換部５６が出力するＵ軸電流指令値ｉ_u ^*、Ｖ軸電流指令値ｉ_v ^*、Ｗ軸電流指令値ｉ_w ^*と、モータ定数（モータ８の巻線２Ｕ～２Ｗのインダクタンスや抵抗、巻き数等）に基づき、上述したラジアル力抑制電流のＵＶＷ軸のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*を算出して出力する。

（５－２－１）モータ８のステータ３に作用するラジアル力
ここで、前述した如くモータ磁束はｄｑ軸で０次（直流）成分と、空間高調波の６次成分があるので、モータ８のステータ３に作用するＵ軸のラジアル力Ｆ_u（θ_re）、Ｖ軸のラジアル力Ｆ_v（θ_re）、Ｗ軸のラジアル力Ｆ_w（θ_re）は、磁束密度とステータ３のティース先端の面積と真空の透磁率の関係（マクスウェル応力の式）より、下記数式（Ｘ）で示すことができ、正のときにロータ５と、ステータ３のロータ５に近い内側に膨らむ方向の力がかかる。このステータ３の内側の力が外側に伝わり、ステータ３の外側が振動することで騒音が生じる。尚、数式（Ｘ）中のＡは、磁束の二乗値をラジアル力に変換する変換係数（モータ８の特性に依存）であり、数式（ＸＩ）となる。

また、数式（Ｘ）において、右辺の第１項はモータ８に流れる電流の大きさにより決まる値であり、下記数式（ＸＩＩ）で示される。尚、数式（ＸＩＩ）中のＢは、ＵＶＷ軸電流（ＵＶＷ相電流）を磁束に変換するための変換係数（モータ８の特性に依存）であり、数式（ＸＩＩＩ）となる。

また、数式（Ｘ）において、右辺の第２項は磁石磁束により決まる値であり、下記数式（ＸＩＶ）で示される。この数式（ＸＩＶ）の右辺の第２項は空間高調波の６次成分である。

更に、数式（ＸＩＶ）中のＣ_dq ^uvw（θ_re）は、ｄｑ軸とＵＶＷ軸との変換行列（相対変換）であり、下記数式（ＸＶ）となる。

尚、上記数式（Ｘ）～数式（ＸＶ）において、θ_reはＵ軸を０度としたときの位相であり、前述した積分器２３から取得された位相θ_re（ハット）が採用される。φ_Iu（θ_re）は位相θ_reのときの巻線２Ｕに流れるＵ軸電流ｉ_u（θ_re）に起因する磁束、φ_Iv（θ_re）は位相θ_reのときの巻線２Ｖに流れるＶ軸電流ｉ_v（θ_re）に起因する磁束、φ_Iw（θ_re）は位相θ_reのときの巻線２Ｗに流れるＷ軸電流ｉ_w（θ_re）に起因する磁束である。φ_um（θ_re）は位相θ_reのときのＵ相の永久磁石Ｍによる磁束、φ_vm（θ_re）は位相θ_reのときのＶ相の永久磁石Ｍによる磁束、φ_wm（θ_re）は位相θ_reのときのＷ相の永久磁石Ｍによる磁束である。

また、μ₀は真空の透磁率であり、Ｓ_qはステータ３のティース先端の面積、Ｎは１ティース当たりの巻線２Ｕ～２Ｗの巻き数、Ｔは１ティース当たりの巻線２Ｕ～２Ｗの並列巻き数、ｌ_gはステータ３のティースが面しているエアギャップの長さの平均値、ψ_fは磁石Ｍによる鎖交磁束のｄｑ軸１次成分、ψ_s5、ψ_s7、ψ_c5、ψ_c7は磁石Ｍによる鎖交磁束のｄｑ軸６次成分である。

ここで、磁石磁束が綺麗な正弦波であり、電流も綺麗な正弦波である場合には、ラジアル力はＵＶＷ軸の２倍周波数の正弦波としてのみ現れることになるが、実施例のようにモータ８が永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ。実施例ではＩＰＭＳＭ）である場合、ＵＶＷ軸の巻線２Ｕ、２Ｖ、２Ｗを集中巻きにするため、モータ８の磁束は正弦波では無く、高調波を含むことになる。この空間高調波は、数式（ＸＩＶ）の磁石磁束に影響を与えるため、空間高調波を含むと、その影響で様々な次数のラジアル力が発生する。

図５に各次数成分のＵ軸のラジアル力Ｆ_u（θ_re）、Ｖ軸のラジアル力Ｆ_v（θ_re）、Ｗ軸のラジアル力Ｆ_w（θ_re）を示す。図５（ａ）は全周波数成分（ＡＬＬ ＳＵＭ）、図５（ｂ）は２次成分（２ｏｒｄｅｒ）、図５（ｃ）は４次成分（４ｏｒｄｅｒ）、図５（ｄ）は６次成分（６ｏｒｄｅｒ）、図５（ｅ）は８次成分（８ｏｒｄｅｒ）、図５（ｆ）は１０次成分（１０ｏｒｄｅｒ）、図５（ｇ）は１２次成分（１２ｏｒｄｅｒ）である。

尚、図５において実線はＵ軸のラジアル力Ｆ_u（θ_re）、破線はＶ軸のラジアル力Ｆ_v（θ_re）、点線はＷ軸のラジアル力Ｆ_w（θ_re）である。また、図５では０度～１８０度までを表示しているが、実際にはそれ以降も繰り返すものである。更に、各次数のトルク振動は０Ｎを中心に振動しているが、全てのトルクの合計は、全て正の値となる。

図５において、２次成分（ｂ）、４次成分（ｃ）、８次成分（ｅ）、１０次成分（ｆ）はＵ軸のラジアル力Ｆ_u（θ_re）、Ｖ軸のラジアル力Ｆ_v（θ_re）、及び、Ｗ軸のラジアル力Ｆ_w（θ_re）が全て１２０度位相差をもっている。そのため、円環Ｘ次形状（Ｘは磁石極対数に依存）で変形するため、騒音としては現れ難い。

しかしながら、実施例の如くロータ５の磁極数とステータ３のティース数が２対３のモータ８の場合、図５の６次成分（ｄ）や１２次成分（ｇ）は、Ｕ軸のラジアル力Ｆ_u（θ_re）、Ｖ軸のラジアル力Ｆ_v（θ_re）、及び、Ｗ軸のラジアル力Ｆ_w（θ_re）が同相になり、変動位相が完全に一致することになる。その結果、ステータ３は円環０次形状で変形し、振動は円環０次（円環０次モードの加振力）になる。この円環０次の振動は騒音が発生し易いため、この６次（図５の（ｄ））と１２次（図５の（ｇ））のラジアル力の変動を抑制することで、騒音を抑制することができる。

（５－２－２）６次と１２次のラジアル力の変動抑制（その１）
ここで、数式（Ｘ）に数式（ＸＩＩ）と数式（ＸＩＶ）を代入すると、Ｕ軸のラジアル力Ｆ_u（θ_re）、Ｖ軸のラジアル力Ｆ_v（θ_re）、及び、Ｗ軸のラジアル力Ｆ_w（θ_re）は下記数式（ＸＶＩ）のようになる。但し、数式（ＸＩＩ）の各電流値を全て０（零）とし、電流による磁束が無いものとする。

数式（ＸＶＩ）の右辺の変換行列を解いて、Ｕ軸（Ｕ相）で表現すると、数式（ＸＶＩ）は下記数式（ＸＶＩＩ）になる。

数式（Ｘ）におけるｄｑ軸での０次成分が、数式（ＸＶＩＩ）におけるＵＶＷ軸では１次成分になり、数式（Ｘ）におけるｄｑ軸での６次成分が、数式（ＸＶＩＩ）におけるＵＶＷ軸では５次成分と７次成分になることが分かる。

数式（ＸＶＩＩ）の右辺（１次、５次、７次成分）の二乗を展開すると、２次、４次、６次、８次、１０次、１２次、１４次成分のラジアル力が現れる。このうち、前述した如く６次成分と１２次成分のラジアル力が騒音の原因となる。

これを抑制するために、ＵＶＷ軸の電流として３次と６次の電流（高調波）を流すことを考えると、数式（Ｘ）における二乗展開する前の磁束の次数として１次、３次、５次、６次、７次が出てくる。これを二乗すると、出てくるラジアル力の次数は図６のマトリックスで示すだけのものが出てくる。

尚、図６と後述する図７において最上部の行と左端の列はＵＶＷ軸の前述の数式（Ｘ）における二乗展開する前の磁束を１ティース当たりの巻線の巻き数Ｎ倍した鎖交磁束の次数、最上部の行の各次数の下方に記載された数字が当該次数の電流が影響するラジアル力の次数である。また、図６、図７はＵ軸のみを示しており（Ｖ軸とＷ軸は１２０度位相差を持った磁束になる）、周波数次数のみを示し、振幅は割愛している。ψ_Iu等のψ_Iuから始まる係数は、Ｕ軸電流による鎖交磁束を示している。具体的には、ψ_Iuc1ｃｏｓ（θ_re）はＵ軸の基本波成分（１次成分）のうちのｃｏｓ成分の電流値により発生する鎖交磁束、電流値により発生する鎖交磁束、ψ_Ius1ｓｉｎ（θ_re）はＵ軸の基本波成分（１次成分）のうちのｓｉｎ成分の電流値により発生する鎖交磁束、ψ_Iuc3ｃｏｓ（３θ_re）はＵ軸の３次高調波のうちのｃｏｓ成分の電流値により発生する鎖交磁束、ψ_Ius3ｓｉｎ（３θ_re）はＵ軸の３次高調波のうちのｓｉｎ成分の電流値により発生する鎖交磁束、ψ_Iuc6ｃｏｓ（６θ_re）はＵ軸の６次高調波のうちのｃｏｓ成分の電流値により発生する鎖交磁束、ψ_Ius6ｓｉｎ（６θ_re）はＵ軸の６次高調波のうちのｓｉｎ成分の電流値により発生する鎖交磁束、ψ_Iuc11ｃｏｓ（１１θ_re）はＵ軸の１１次高調波のうちのｃｏｓ成分の電流値により発生する鎖交磁束、ψ_Ius11ｓｉｎ（１１θ_re）はＵ軸の１１次高調波のうちのｓｉｎ成分の電流値により発生する鎖交磁束とする。尚、鎖交磁束ψ_IuはＵ軸電流により磁束φ_Iuを１ティース当たりの巻線の巻き数Ｎ倍したものであり、その他のＵ軸電流による鎖交磁束ψ_Ius1ｓｉｎ（θ_re）等は全て、磁束を巻き数Ｎ倍したものを示している。また、ψ_f等のψ_I以外から始まる係数は、数式（ＸＶＩＩ）の各係数に対応しており、磁石による鎖交磁束を示している（Ｕ軸に対する位相）。

この図６から明らかな如く、ＵＶＷ軸で３次の高調波電流を追加すると、６次のラジアル力に影響を与えることができ、６次の高調波電流を追加すると、１２次のラジアル力に影響を与えることができる。

（５－２－３）ラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*の算出（その１）
前述した数式（Ｘ）～数式（ＸＶ）から導出した６次のＵＶＷ軸のラジアル力Ｆ_6uvwと、１２次のＵＶＷ軸のラジアル力Ｆ_12uvwは、下記数式（ＸＶＩＩＩ）、（ＸＩＸ）のように定義される。
Ｆ_6uvw＝Ｆ_6sｓｉｎ（６θ_re）＋Ｆ_6cｃｏｓ（６θ_re） ・・・（ＸＶＩＩＩ）
Ｆ_12uvw＝Ｆ_12sｓｉｎ（１２θ_re）＋Ｆ_12cｃｏｓ（１２θ_re） ・・・（ＸＩＸ）

数式（ＸＶＩＩＩ）及び数式（ＸＩＸ）に示す６次のラジアル力Ｆ_6uvwと、１２次のラジアル力Ｆ_12uvwの変動を抑制するため、高調波制御部２４のこの実施例の補整値導出部５７は、ＵＶＷ軸の３次と６次の高調波電流（ラジアル力抑制電流）をモータ８の巻線２Ｕ、２Ｖ、２Ｗに流すためのＵＶＷ軸のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*を、下記数式（Ｉ）、（ＩＩ）、（ＩＩＩ）を用いて算出する。

但し、θ_reはＵ軸を０度としたときの位相であり、積分器２３（電気角速度推定部２２）から取得された位相θ_re（ハット）が採用される。Ｋｕ３ｃ（ｉｕ）、Ｋｕ３ｓ（ｉｕ）、Ｋｕ６ｃ（ｉｕ）、Ｋｕ６ｓ（ｉｕ）はｄｑ－ｕｖｗ変換部５６が出力するＵ軸電流指令値ｉ_u ^*の大きさとモータ定数（モータ８の巻線２Ｕ～２Ｗのインダクタンスや抵抗、巻き数等）により変化する係数、Ｋｖ３ｃ（ｉｖ）、Ｋｖ３ｓ（ｉｖ）、Ｋｖ６ｃ（ｉｖ）、Ｋｖ６ｓ（ｉｖ）はｄｑ－ｕｖｗ変換部５６が出力するＶ軸電流指令値ｉ_v ^*の大きさとモータ定数により変化する係数、Ｋｗ３ｃ（ｉｗ）、Ｋｗ３ｓ（ｉｗ）、Ｋｗ６ｃ（ｉｗ）、Ｋｗ６ｓ（ｉｗ）はｄｑ－ｕｖｗ変換部５６が出力するＷ軸電流指令値ｉ_w ^*の大きさとモータ定数により変化する係数である。

特に、数式（Ｉ）～（ＩＩＩ）中の各係数Ｋｕ３ｃ（ｉｕ）、Ｋｕ３ｓ（ｉｕ）、Ｋｕ６ｃ（ｉｕ）、Ｋｕ６ｓ（ｉｕ）、Ｋｖ３ｃ（ｉｖ）、Ｋｖ３ｓ（ｉｖ）、Ｋｖ６ｃ（ｉｖ）、Ｋｖ６ｓ（ｉｖ）、Ｋｗ３ｃ（ｉｗ）、Ｋｗ３ｓ（ｉｗ）、Ｋｗ６ｃ（ｉｗ）、Ｋｗ６ｓ（ｉｗ）は、ステータ３に作用する前述した６次と１２次のラジアル力の変動を抑制する方向、具体的にはラジアル力の最大値と最小値の差を小さくする方向のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*になるような値が設定されている。

即ち、補整値導出部５７は、Ｕ軸電流指令値ｉ_u ^*、Ｖ軸電流指令値ｉ_v ^*、及び、Ｗ軸電流指令値ｉ_w ^*と、積分器２３（電気角速度推定部２２に含まれる）により取得された位相θ_reと、モータ定数に基づき、ステータ３に作用する６次と１２次のラジアル力の変動を抑制する方向（ラジアル力の最大値と最小値の差を小さくする方向）のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*を算出して出力する。

尚、上述した実施例では補整値導出部５７が、６次と１２次のラジアル力の変動を抑制する方向（ラジアル力の最大値と最小値の差を小さくする方向）のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*を算出して出力するようにしたが、６次と１２次のうちの何れか一方のラジアル力の変動を抑制するだけでも騒音抑制効果は期待できる。但し、実施例の如く６次と１２次のラジアル力の変動を抑制することで、騒音抑制効果は増大する。

また、実施例の如くＵＶＷ軸で３次に加えて６次の高調波電流を追加することで、３次の高調波電流により６次のラジアル力と、６次の高調波電流により１２次のラジアル力を個別に抑制することが可能となる。

（５－２－４）高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*の算出
この補整値導出部５７にて算出されたＵ軸のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*は、電圧次元変換部６１に入力される。この電圧次元変換部６１では、ラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*に（Ｒ＋ｓＬｕ）／（１＋τｓ）が乗算されてＵ軸電圧の高調波指令値ｖ_uh ^*に変換され、出力される。また、補整値導出部５７にて算出されたＶ軸のラジアル力抑制電流指令値ｉ_vh ^*は、電圧次元変換部６２に入力される。この電圧次元変換部６２では、ラジアル力抑制電流指令値ｉ_vh ^*に（Ｒ＋ｓＬｖ）／（１＋τｓ）が乗算されてＶ軸電圧の高調波指令値ｖ_vh ^*に変換され、出力される。更に、補整値導出部５７にて算出されたＷ軸のラジアル力抑制電流指令値ｉ_wh ^*は、電圧次元変換部６３に入力される。この電圧次元変換部６３では、ラジアル力抑制電流指令値ｉ_wh ^*に（Ｒ＋ｓＬｗ）／（１＋τｓ）が乗算されてＷ軸電圧の高調波指令値ｖ_wh ^*に変換され、出力される。但し、Ｌｕ、Ｌｖ、ＬｗはＵＶＷ軸の巻線２Ｕ、２Ｖ、２Ｗのインダクタンス、Ｒはそれらの抵抗、ｓはラプラス演算子、τは時定数である。

これにより、高調波制御部２４は、Ｕ軸電流指令値ｉ_u ^*、Ｖ軸電流指令値ｉ_v ^*、及び、Ｗ軸電流指令値ｉ_w ^*と、積分器２３（電気角速度推定部２２に含まれる）により取得された位相θ_reと、モータ定数に基づき、ステータ３に作用する６次と１２次のラジアル力の変動を抑制する方向（ラジアル力の最大値と最小値の差を小さくする方向）のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*を算出すると共に、これらラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*に基づき、巻線２Ｕ、２Ｖ、２Ｗにラジアル力抑制電流を流すためのＵＶＷ軸電圧の高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を算出して出力することになる。

（６）基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*への高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*の重畳
この高調波制御部２４が出力する高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*は、前述した如く各加算器１６～１８にそれぞれ入力される。各加算器１６～１８には基本波制御部１３が出力する基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*も入力されるので、各加算器１６～１８にて高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*にそれぞれ重畳したＵＶＷ軸電圧の指令値が生成され、この指令値は操作部１９に入力される。

（７）モータ８の駆動電流
操作部１９は前述した如くこれらＵＶＷ軸電圧の指令値からインバータ４の各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ６をスイッチング（ＰＷＭ制御）するためのＵＶＷ軸のＰＷＭ信号Ｓ_u、Ｓ_v、Ｓ_wを生成する。これにより、ラジアル力抑制電流を基本波電流に重畳した駆動電流をモータ８の巻線２Ｕ、２Ｖ、２Ｗに流すことで、６次と１２次のラジアル力の変動を抑制する。

以上詳述した如く本発明では制御部６に、モータ８の電気角速度推定値ω_re（ハット）を推定する電気角速度推定部２２と、巻線２Ｕ～２Ｗに基本波電流を流すための基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を算出する基本波制御部１３と、ステータ３に作用するラジアル力の変動を抑制するための高調波電流をラジアル力抑制電流とし、このラジアル力抑制電流を巻線２Ｕ～２Ｗに流すための高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を、Ｕ軸電流指令値ｉ_u ^*、Ｖ軸電流指令値ｉ_v ^*、Ｗ軸電流指令値ｉ_w ^*、電気角速度推定部２２により取得された位相θ_re（θ_re（ハット））、及び、モータ定数に基づいて算出する高調波制御部２４と、基本波制御部１３により算出された基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*に、高調波制御部２４により算出された高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を重畳する加算器１６～１８と、この加算器１６～１８にて高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*に重畳した指令値に基づき、ラジアル力抑制電流を基本波電流に重畳した駆動電流が、巻線２Ｕ～２Ｗに流れるようにインバータ４を操作する操作部１９を設けている。

即ち、ラジアル力の変動を抑制するラジアル力抑制電流を巻線に流すための高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を、Ｕ軸電流指令値ｉ_u ^*、Ｖ軸電流指令値ｉ_v ^*、Ｗ軸電流指令値ｉ_w ^*に基づいて算出し、この高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を、基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*に加算器１６～１８にてフィードフォワード的に重畳するようにしたので、データテーブルによる補正を不要とし、比較的安価で実用的な制御装置１により、ラジアル力の変動に起因する騒音を効果的に抑制することができるようになる。

また、ＵＶＷ軸で発生するラジアル力の変動を抑制するラジアル力抑制電流を、Ｕ軸電流指令値ｉ_u ^*、Ｖ軸電流指令値ｉ_v ^*、Ｗ軸電流指令値ｉ_w ^*に基づき、ＵＶＷ軸で直接制御するため、適切なラジアル力抑制電流を流すための高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*が得られるようになる。

また、実施例では高調波制御部２４が、ステータ３に作用する６次、及び、１２次のラジアル力の変動を抑制するラジアル力抑制電流を巻線２Ｕ～２Ｗに流すための高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を算出するようにしているので、円環０次のステータ３の振動を抑制し、騒音を効果的に低減することが可能となる。

この６次や１２次のラジアル力に影響し、且つ、αβ軸電流に影響の出ないラジアル力抑制電流は、ＵＶＷ軸では３次と６次（ラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*）となる。従って、ＵＶＷ軸で３次、６次にてラジアル力の変動を抑制することで、騒音を効果的に低減できることになるが、このＵＶＷ軸で３次、６次の電流成分はαβ軸に変換する際に零相成分となり現れなくなるため、基本波制御部１３の正弦波追従制御部２６では現れなくなる。従って、本発明によれば基本波制御部１３における電流リプル抑制制御との干渉も生じなくなり、基本波制御部１３により、空間高調波等の影響によって発生する電流リプルを抑圧しながらラジアル力を独立して制御することも可能となる。

また、実施例では高調波制御部２４が、ステータ３に作用するラジアル力の最大値と最小値の差を小さくする方向のラジアル力抑制電流を巻線２Ｕ～２Ｗに流すための高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を算出するようにしているので、ステータ３の振動による騒音を一層効果的に低減することができるようになる。

この場合、具体的には高調波制御部２４の補整値導出部５７が、αβ軸及びｄｑ軸電流に不感であるＵＶＷ軸の３次成分と６次成分のみで構成された前記数式（Ｉ）、（ＩＩ）、（ＩＩＩ）からＵＶＷ軸のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*を算出し、算出された各ラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*に基づいて、電圧次元変換部６１～６３が高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を算出する。これにより、一層的確に騒音の低減を図ることが可能となる。

また、実施例では基本波制御部１３が、正弦波に定常偏差零で制御する正弦波追従制御（αβ－ｓｉｎ制御）により基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を算出するようにした。この正弦波追従制御（αβ－ｓｉｎ制御）は、具体的には電気角速度ω_reの正弦波成分を持つ制御ゲインを含むフィードバック制御により、基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を正弦波に追従させるもので、回転数周波数が制御に入るため、回転数周波数に対して十分な追従特性を確保することができる。

更に、基本波制御部１３で行う正弦波追従制御（αβ－ｓｉｎ制御）では、同様のカットオフ周波数ω_cを設定した場合には、ｄｑ－ＰＩ制御に比して基本波以外の高調波の外乱抑圧特性が高くなる。従って、実施例の如く正弦波追従制御（αβ－ｓｉｎ制御）におけるカットオフ周波数ω_cを、αβ軸において空間高調波により発生する高調波電流リプルの周波数プラスマイナス所定値Ｘ１以内（所定値Ｘ１は所定の小さい値。即ち、高調波電流リプルの周波数と同等程度の値）、若しくは、高調波電流リプルの周波数より低い値に設定した場合でも、高調波制御部２４が出力するラジアル力抑制電流を流すための高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*以外の高調波電流を抑圧することができ、より効果的な騒音低減を実現することができるようになる。

そして、以上説明した本発明の制御装置１は、実施例の如き永久磁石同期モータにおけるラジアル力に起因した騒音の低減に特に有効である。

次に、本発明を適用した他の実施例について、図４、図７を参照しながら説明する。尚、この実施例（実施例２）においても図１～図３、図５に示した制御装置１の基本的構成については前述した実施例（実施例１）と共通であるものとし、制御動作が異なる部分のみ以下に説明する。

（８）正弦波追従制御におけるカットオフ周波数ω_cの設定（その２）
先ず、この実施例の場合における正弦波追従制御部２６での正弦波追従制御（αβ－ｓｉｎ制御）におけるカットオフ周波数ω_cの設定について図４にて説明する。

前述した通り、正弦波追従制御を実施した場合、ｄｑ－ＰＩ制御と比較して同様のカットオフ周波数を設定した場合には、カットオフ周波数周辺の外乱抑圧特性が優れており、この効果により空間高調波による５次、７次に発生する高調波電流リプルの抑圧を効果的に実現することができる。

一方、基本波制御部１３はαβ軸で制御するが、後述する如く高調波制御部２４が出力するＵＶＷ軸の１１次成分はαβ軸では１２次成分として出てくる。そこで、上述する如くカットオフ周波数ω_cをラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*の周波数より低い値に設定することで、高調波制御部２４が出力するラジアル力抑制電流を流すための高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を、周波数帯において基本波制御部１３における制御の対象外とし、基本波のみに追従させる。これにより、高調波制御部２４の出力との干渉を抑制して、基本波制御部１３によるモータ回転数の追従作用と、高調波制御部２４による後述する騒音低減の作用の双方を発揮させる。

即ち、正弦波追従制御とｄｑ－ＰＩ制御とでは、同様のカットオフ周波数を与えても外乱抑圧の効果が異なり、カットオフ周波数周辺及びそれ以下の外乱抑圧効果は高くなり、更にそれより高い周波数である、カットオフ周波数の倍以上の周波数では外乱抑圧効果は同程度となる。そこで、この実施例（実施例２）では係る正弦波追従制御の特性を利用し、正弦波追従制御部２６での正弦波追従制御（αβ－ｓｉｎ制御）におけるカットオフ周波数ω_cを、高調波制御部２４が出力する高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*、実際にはラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*の周波数（１２次の高調波の場合、１２００Ｈｚ）より低い値に設定する（例えば、６００Ｈｚ）。

（９）６次と１２次のラジアル力の変動抑制（その２）
また、この実施例の場合も６次と１２次のラジアル力の変動を抑制する。そのために、この実施例の場合には、ＵＶＷ軸の電流として６次と１１次の電流（高調波）を流すことを考える。その場合、次数として１次、５次、６次、７次、１１次が出てくる。これを二乗すると、出てくるラジアル力の次数は図７のマトリックスで示すだけのものが出てくる。尚、図７において最上部の行と左端の列はＵＶＷ軸の前記数式（Ｘ）における二乗展開する前の磁束を１ティースの巻線の巻き数Ｎ倍した鎖交磁束の次数、最上部の行の各次数の下方に記載された数字が当該次数の電流が影響するラジアル力の次数である。この図から明らかな如く、ＵＶＷ軸で１１次の高調波電流を追加すると、１２次と６次のラジアル力に影響を与えることができ、６次の高調波電流を追加すると、１２次のラジアル力に影響を与えることができる。

（１０）ラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*の算出（その２）
そこで、この実施例の場合は前述した数式（ＸＶＩＩＩ）及び数式（ＸＩＸ）に示す６次のラジアル力Ｆ_6uvwと、１２次のラジアル力Ｆ_12uvwの変動を抑制するため、高調波制御部２４の補整値導出部５７が、ＵＶＷ軸の６次と１１次の高調波電流（ラジアル力抑制電流）をモータ８の巻線２Ｕ、２Ｖ、２Ｗに流すためのＵＶＷ軸のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*を、下記数式（ＩＶ）、（Ｖ）、（ＶＩ）を用いて算出する。

但し、θ_reはＵ軸を０度としたときの位相であり、積分器２３（電気角速度推定部２２）から取得された位相θ_re（ハット）が採用される。Ｋｕ６ｃ（ｉｕ）、Ｋｕ６ｓ（ｉｕ）、Ｋｕ１１ｃ（ｉｕ）、Ｋｕ１１ｓ（ｉｕ）はｄｑ－ｕｖｗ変換部５６が出力するＵ軸電流指令値ｉ_u ^*の大きさとモータ定数（モータ８の巻線２Ｕ～２Ｗのインダクタンスや抵抗、巻き数等）により変化する係数、Ｋｖ６ｃ（ｉｖ）、Ｋｖ６ｓ（ｉｖ）、Ｋｖ１１ｃ（ｉｖ）、Ｋｖ１１ｓ（ｉｖ）はｄｑ－ｕｖｗ変換部５６が出力するＶ軸電流指令値ｉ_v ^*の大きさとモータ定数により変化する係数、Ｋｗ６ｃ（ｉｗ）、Ｋｗ６ｓ（ｉｗ）、Ｋｗ１１ｃ（ｉｗ）、Ｋｗ１１ｓ（ｉｗ）はｄｑ－ｕｖｗ変換部５６が出力するＷ軸電流指令値ｉ_w ^*の大きさとモータ定数により変化する係数である。

特に、数式（ＩＶ）～（ＶＩ）中の各係数Ｋｕ６ｃ（ｉｕ）、Ｋｕ６ｓ（ｉｕ）、Ｋｕ１１ｃ（ｉｕ）、Ｋｕ１１ｓ（ｉｕ）、Ｋｖ６ｃ（ｉｖ）、Ｋｖ６ｓ（ｉｖ）、Ｋｖ１１ｃ（ｉｖ）、Ｋｖ１１ｓ（ｉｖ）、Ｋｗ６ｃ（ｉｗ）、Ｋｗ６ｓ（ｉｗ）、Ｋｗ１１ｃ（ｉｗ）、Ｋｗ１１ｓ（ｉｗ）は、ステータ３に作用する前述した６次と１２次のラジアル力の変動を抑制する方向、具体的にはラジアル力の最大値と最小値の差を小さくする方向のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*になるような値が設定されている。

即ち、この実施例の補整値導出部５７は、Ｕ軸電流指令値ｉ_u ^*、Ｖ軸電流指令値ｉ_v ^*、及び、Ｗ軸電流指令値ｉ_w ^*と、積分器２３（電気角速度推定部２２に含まれる）により取得された位相θ_reと、モータ定数に基づき、ステータ３に作用する６次と１２次のラジアル力の変動を抑制する方向（ラジアル力の最大値と最小値の差を小さくする方向）のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*を算出して出力する。

尚、この実施例では補整値導出部５７が、６次と１２次のラジアル力の変動を抑制する方向（ラジアル力の最大値と最小値の差を小さくする方向）のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*を算出して出力するようにしたが、６次と１２次のうちの何れか一方のラジアル力の変動を抑制するだけでも騒音抑制効果は期待できる。但し、実施例の如く６次と１２次のラジアル力の変動を抑制することで、騒音抑制効果は増大する。

また、実施例の如くＵＶＷ軸で１１次に加えて６次の高調波電流を追加することで、１１次を追加したことにより１２次のラジアル力が増大し過ぎたときに、６次の高調波電流でそれを相殺することが可能となり、総じて騒音の低減をより効果的に実現できる。

尚、算出されたラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*の高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*への変換、基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*への高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*の重畳、モータ８に流す駆動電流については前述した実施例（実施例１）と同様のため説明を省略する。

以上説明した如くこの実施例によっても、ラジアル力の変動を抑制するラジアル力抑制電流を巻線に流すための高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を、Ｕ軸電流指令値ｉ_u ^*、Ｖ軸電流指令値ｉ_v ^*、Ｗ軸電流指令値ｉ_w ^*に基づいて算出し、この高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を、基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*にフィードフォワード的に重畳するようにしたので、データテーブルによる補正を不要とし、比較的安価で実用的な制御装置１により、ラジアル力の変動に起因する騒音を抑制することができるようになる。

また、前述した実施例と同様にＵＶＷ軸で発生するラジアル力の変動を抑制するラジアル力抑制電流を、Ｕ軸電流指令値ｉ_u ^*、Ｖ軸電流指令値ｉ_v ^*、Ｗ軸電流指令値ｉ_w ^*に基づき、ＵＶＷ軸で直接制御するため、適切なラジアル力抑制電流を流すための高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*が得られるようになる。

また、この実施例でも高調波制御部２４が、ステータ３に作用する６次、及び、１２次のラジアル力の変動を抑制するラジアル力抑制電流を巻線２Ｕ～２Ｗに流すための高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を算出するようにしているので、円環０次のステータ３の振動を抑制し、騒音を低減することが可能となる。

また、この実施例では６次や１２次のラジアル力に影響するラジアル力抑制電流として、ＵＶＷ軸での６次や１１次（ラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*）を採用しており、ＵＶＷ軸で６次、１１次にてラジアル力の変動を抑制することで、騒音を低減できることになるが、基本波制御部１３の正弦波追従制御部２６で抑制することになるｄｑ軸６次高調波電流（ＵＶＷ軸での５次、７次の高調波電流）とは次数が異なる。従って、本発明によれば基本波制御部１３における空間高調波による高調波電流リプル抑圧制御との干渉も生じなくなり、高調波電流リプル抑圧とラジアル力を独立して制御することも可能となる。

また、この実施例でも高調波制御部２４が、ステータ３に作用するラジアル力の最大値と最小値の差を小さくする方向のラジアル力抑制電流を巻線２Ｕ～２Ｗに流すための高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を算出するようにしているので、ステータ３の振動による騒音を効果的に低減することができるようになる。

この実施例の場合も、具体的には高調波制御部２４の補整値導出部５７が、前述した数式（ＩＶ）、（Ｖ）、（ＶＩ）からＵＶＷ軸のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*を算出し、算出された各ラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*に基づいて、電圧次元変換部６１～６３が高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を算出する。これにより、的確に騒音の低減を図ることが可能となる。

また、この実施例では、基本波制御部１３で行う正弦波追従制御（αβ－ｓｉｎ制御）がｄｑ－ＰＩ制御に比してカットオフ周波数ω_c周辺周波数の外乱抑圧効果が高くなり、更に高調波になると追従特性が同等になることを利用し、前述した如く正弦波追従制御（αβ－ｓｉｎ制御）におけるカットオフ周波数ω_cを、ラジアル力抑制電流の周波数より低く設定しているので、高調波制御部２４が出力するラジアル力抑制電流を流すための高調波指令値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を、周波数帯において基本波制御部１３における制御の対象外とすることができるようになり、効果的な騒音低減を実現することができるようになる。

尚、上記各実施例では基本波制御部１３が正弦波追従制御（αβ－ｓｉｎ制御）にて基本波指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を算出するようにしたが、それに限らず、請求項１～請求項４、請求項８の発明では、例えばｄｑ－ＰＩ制御で算出するようにしても、本発明は実現可能である。

但し、実施例１で説明した如くｄｑ－ＰＩ制御ではカットオフ周波数を高くした場合でも外乱抑圧特性が低いため、空間高調波により励起される高調波電流の抑圧特性が悪化し、騒音低減効果が薄くなる。そのため、実施例１では同等の高調波電流抑圧特性を得るためには基本波制御部に対して並列で、ｄｑ軸において５次や７次電流のみに追従し、抑制できるフィードバック制御器を別途設ける必要がある。

他方、実施例２でｄｑ－ＰＩ制御で算出した場合は、前述した如くｄｑ－ＰＩ制御ではカットオフ周波数を高くするため、高調波制御部との干渉が発生して騒音低減効果が薄くなる。これらに対して、各実施例の如く正弦波追従制御（αβ－ｓｉｎ制御）を行うことで係る種々の問題を解消することが可能となる。

また、本発明の制御対象は、請求項１～７の発明では永久磁石同期モータに限定されるものでは無く、モータ８の用途も電動圧縮機に限定されるものではない。

１ 制御装置
２Ｕ～２Ｗ 巻線
３ ステータ
４ インバータ
５ ロータ
６ 制御部
８ モータ
１３ 基本波制御部
１６～１８ 加算器（重畳部）
１９ 操作部
２２ 電気角速度推定部
２３ 積分器
２４ 高調波制御部
２６ 正弦波追従制御部
５７ 補整値導出部

Claims (12)

1. 巻線が巻装されたステータ及び磁極が構成されたロータを有するモータに電気的に接続され、前記巻線に駆動電流を流して当該モータを駆動するインバータを備えたモータの制御装置において、
   前記モータの電気角速度を推定する電気角速度推定部と、
   前記巻線に基本波電流を流すための基本波指令値を算出する基本波制御部と、
   前記ステータに作用するラジアル力の変動を抑制するための高調波電流をラジアル力抑制電流とし、該ラジアル力抑制電流を前記巻線に流すための高調波指令値を、ＵＶＷ軸電流指令値、前記電気角速度推定部により取得された位相、及び、モータ定数に基づいて算出する高調波制御部と、
   前記基本波制御部により算出された前記基本波指令値に、前記高調波制御部により算出された前記高調波指令値を重畳する指令値重畳部と、
   該指令値重畳部にて前記高調波指令値を前記基本波指令値に重畳した指令値に基づき、前記ラジアル力抑制電流を前記基本波電流に重畳した前記駆動電流が、前記巻線に流れるように前記インバータを操作する操作部を備えたことを特徴とするモータの制御装置。
2. 前記高調波制御部は、前記ステータに作用する６次、及び／又は、１２次のラジアル力の変動を抑制する前記ラジアル力抑制電流を前記巻線に流すための前記高調波指令値を算出することを特徴とする請求項１に記載のモータの制御装置。
3. 前記高調波制御部は、前記ステータに作用するラジアル力の最大値と最小値の差を小さくする方向の前記ラジアル力抑制電流を前記巻線に流すための前記高調波指令値を算出することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のモータの制御装置。
4. 前記高調波制御部は、αβ軸及びｄｑ軸電流に不感であるＵＶＷ軸の３次成分と６次成分のみで構成された下記数式（Ｉ）、（ＩＩ）、（ＩＩＩ）からＵＶＷ軸のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*を算出し、算出された各ラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*に基づいて、前記高調波指令値を算出することを特徴とする請求項１乃至請求項３のうちの何れかに記載のモータの制御装置。
   

   

   但し、θ_reは位相であり、Ｋｕ３ｃ（ｉｕ）、Ｋｕ３ｓ（ｉｕ）、Ｋｕ６ｃ（ｉｕ）、Ｋｕ６ｓ（ｉｕ）は前記Ｕ軸電流指令値の大きさとモータ定数により変化する係数、Ｋｖ３ｃ（ｉｖ）、Ｋｖ３ｓ（ｉｖ）、Ｋｖ６ｃ（ｉｖ）、Ｋｖ６ｓ（ｉｖ）は前記Ｖ軸電流指令値の大きさとモータ定数により変化する係数、Ｋｗ３ｃ（ｉｗ）、Ｋｗ３ｓ（ｉｗ）、Ｋｗ６ｃ（ｉｗ）、Ｋｗ６ｓ（ｉｗ）は前記Ｗ軸電流指令値の大きさとモータ定数により変化する係数である。
5. 前記基本波制御部は、正弦波に定常偏差零で制御する正弦波追従制御により前記基本波指令値を算出することを特徴とする請求項１乃至請求項４のうちの何れかに記載のモータの制御装置。
6. 前記基本波制御部は、正弦波に定常偏差零で制御する正弦波追従制御により前記基本波指令値を算出すると共に、
   前記正弦波追従制御における制御ゲインのうちのカットオフ周波数が、αβ軸において空間高調波により発生する高調波電流リプルの周波数プラスマイナス所定値以内、若しくは、前記高調波電流リプルの周波数より低い値に設定されていることを特徴とする請求項４に記載のモータの制御装置。
7. 前記基本波制御部が行う前記正弦波追従制御は、電気角速度の正弦波成分を持つ制御ゲインを含むフィードバック制御により、前記基本波指令値を正弦波に追従させることを特徴とする請求項５又は請求項６に記載のモータの制御装置。
8. 前記高調波制御部は、ＵＶＷ軸の６次成分と１１次成分で構成された下記数式（ＩＶ）、（Ｖ）、（ＶＩ）からＵＶＷ軸のラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*を算出し、算出された各ラジアル力抑制電流指令値ｉ_uh ^*、ｉ_vh ^*、ｉ_wh ^*に基づいて、前記高調波指令値を算出することを特徴とする請求項１乃至請求項３のうちの何れかに記載のモータの制御装置。
   

   

   但し、θ_reは位相であり、Ｋｕ６ｃ（ｉｕ）、Ｋｕ６ｓ（ｉｕ）、Ｋｕ１１ｃ（ｉｕ）、Ｋｕ１１ｓ（ｉｕ）は前記Ｕ軸電流指令値の大きさとモータ定数により変化する係数、Ｋｖ６ｃ（ｉｖ）、Ｋｖ６ｓ（ｉｖ）、Ｋｖ１１ｃ（ｉｖ）、Ｋｖ１１ｓ（ｉｖ）は前記Ｖ軸電流指令値の大きさとモータ定数により変化する係数、Ｋｗ６ｃ（ｉｗ）、Ｋｗ６ｓ（ｉｗ）、Ｋｗ１１ｃ（ｉｗ）、Ｋｗ１１ｓ（ｉｗ）は前記Ｗ軸電流指令値の大きさとモータ定数により変化する係数である。
9. 前記基本波制御部は、正弦波に定常偏差零で制御する正弦波追従制御により前記基本波指令値を算出することを特徴とする請求項８に記載のモータの制御装置。
10. 前記基本波制御部が行う前記正弦波追従制御は、電気角速度の正弦波成分を持つ制御ゲインを含むフィードバック制御により、前記基本波指令値を正弦波に追従させることを特徴とする請求項９に記載のモータの制御装置。
11. 前記基本波制御部は、前記正弦波追従制御における制御ゲインのうちのカットオフ周波数が、前記ラジアル力抑制電流の周波数より低く設定されていることを特徴とする請求項９又は請求項１０に記載のモータの制御装置。
12. 前記モータは、ロータの磁極数とステータのティース数が２対３となる永久磁石同期モータであることを特徴とする請求項１乃至請求項１１のうちの何れかに記載のモータの制御装置。

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