KR102412170B1 - 구동 장치 및 공기 조화기 - Google Patents

Abstract

구동 장치(100)는, 메인측 동기 전동기(1a)에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출부(4a)와, 서브측 동기 전동기(1b)에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출부(4b)를 구비한다. 구동 장치(100)는, 메인측 동기 전동기(1a)가 갖는 회전자의 자극 위치를 추정하는 자극 위치 추정부(5a)와, 서브측 동기 전동기(1b)가 갖는 회전자의 자극 위치를 추정하는 자극 위치 추정부(5b)를 구비한다. 구동 장치(100)는, 전압 지령을 출력하는 전류 제어부(6)와, 맥동성분을 추출하는 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7)를 구비한다. 구동 장치(100)는, 각도차를 구하는 감산기(8)와, 자속 전류 지령을 결정하는 자속 전류 지령 결정부(9)를 구비하는 것을 특징으로 한다.

Description

구동 장치 및 공기 조화기

본 발명은 1대의 전력 변환기에 병렬 접속되는 2대의 동기 전동기를 구동하는 구동 장치, 구동 장치를 구비하는 유체 이용 장치 및 유체 이용 장치를 구비하는 공기 조화기에 관한 것이다.

동기 전동기는, 회전자의 회전 위치인 회전자 위치에 관한 정보를 이용하여 회전 위치에 응한 적절한 전압을 인가하지 않으면, 토오크를 적절하게 발생할 수 없고 탈조(脫調)하고 또는 동작을 정지할 가능성이 있다. 그 때문에, 복수대의 동기 전동기를 구동하는 경우, 각각의 동기 전동기가 구비하는 회전자의 회전 위치에 응한 전압을 인가하기 위해, 종래에서는, 동기 전동기의 대수와 같은 대수의 전력 변환기가 사용되고 있다. 그렇지만, 이와 같이 구성한 경우, 동기 전동기의 대수가 증가할수록, 전력 변환기의 대수가 증가하기 때문에, 비용의 증가가 과제가 된다. 그래서 근래에는, 동기 전동기의 제어 기술의 고도화에 의해, 2대의 동기 전동기를 1대의 전력 변환기로 구동하는 시도가 이루어지고 있다.

특허 문헌 1에는, 1대의 전력 변환기에 접속되는 2대의 동기 전동기 중, 일방을 메인측 동기 전동기로 하고 타방을 서브측 동기 전동기로 하여, 구동 장치가 2대의 동기 전동기를, 2대의 동기 전동기의 회전 속도를 이용하여 제어하는 수법이 개시되어 있다. 특허 문헌 1에 기재되는 수법에서는, 구동 장치는, 메인측 동기 전동기를 벡터 제어하고, 2대의 동기 전동기 사이의 회전 속도의 차 및 회전 위치의 차를 이용하여 메인측 동기 전동기의 d축 전류 지령을 결정함에 의해, 서브측 동기 전동기의 구동을 안정화시키고 있다. 벡터 제어는, 동기 전동기를 흐르는 전류를, 토오크를 발생하는 전류 성분과 자속을 발생하는 전류 성분으로 분해하고, 각각의 전류 성분을 독립적으로 제어하는 제어 방식이다.

특허 문헌 1 : 미국 특허출원 공개 제2015/0229245호 명세서

비특허 문헌 1 : Yongjae Lee, Jung-Ik Ha, "Analysis and Control of Mono Inverter Dual Parallel SPMSM DriveSystem", 2014, IEEE 비특허 문헌 2 : Yongjae Lee, Jung-Ik Ha, "Control Method for Mono Inverter Dual Parallel Surface-Mounted Permanent-Magnet Synchronous Machine Drive System", 2015, IEEE

특허 문헌 1에는, 특허 문헌 1에 기재된 수법을 속도 검출 수단, 위치 검출 수단이라는 센서를 이용하지 않는 위치 센서리스 제어에서도 적용 가능한 취지가 기재되어 있다. 또한, 비특허 문헌 1 및 비특허 문헌 2에는, 특허 문헌 1의 기술을 이용한 위치 센서리스 제어의 실증 시험 결과가 게재되어 있다. 위치 센서리스 제어는 일반적으로 저속역에서의 동작 안정성에 과제가 있다. 그 이유는, 저회전역에서는 전동기의 속도 기전력이 저하되고, 전력 변환기의 출력 전압 오차의 영향이 상대적으로 커지기 때문이다. 하나의 전력 변환기로 1대의 동기 전동기를 구동하는 경우에서 조차 저속에서의 동작 안정성이 문제가 되기 때문에, 하나의 전력 변환기로 2대의 동기 전동기를 병렬 구동하는 경우에는 저속역의 동작 안정성을 확보하는 것이 더욱더 어려워진다. 그렇지만, 특허 문헌 1, 비특허 문헌 1 및 비특허 문헌 2에는 저속역에서의 구동 방법에 관해 구체적인 기재가 이루어지고 있지 않다.

본 발명은, 상기를 감안하여 이루어진 것이고, 1대의 전력 변환기를 이용하여 2대의 동기 전동기를 위치 센서리스로 구동하는 경우에도, 저속역의 회전이 불안정하게 되는 것을 억제할 수 있는 구동 장치를 얻는 것을 목적으로 한다.

상술한 과제를 해결하고, 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 구동 장치는, 병렬 접속되는 제1의 동기 전동기 및 제2의 동기 전동기에 전력을 공급하는 전력 변환기와, 제1의 동기 전동기에 흐르는 제1의 전류를 검출하는 제1의 전류 검출기와, 제2의 동기 전동기에 흐르는 제2의 전류를 검출하는 제2의 전류 검출기를 구비한다. 구동 장치는, 제1의 동기 전동기를 구동하기 위한 전압 지령과, 제1의 전류를 이용하여, 제1의 동기 전동기가 갖는 회전자의 제1의 자극 위치를 추정하는 제1의 자극 위치 추정부와, 전압 지령과, 제2의 전류를 이용하여, 제2의 동기 전동기가 갖는 회전자의 제2의 자극 위치를 추정하는 제2의 자극 위치 추정부를 구비한다. 구동 장치는, 토오크 전류 지령과 자속 전류 지령과 제1의 전류와 제1의 자극 위치를 이용하여 전압 지령을 출력하는 제어부와, 제2의 동기 전동기에 흐르는 토오크 전류에 포함되는 토오크 전류 맥동성분과 제2의 동기 전동기에서 소비되는 유효 전력에 포함되는 유효 전력 맥동성분의 적어도 일방의 맥동성분을 추출하는 맥동성분 추출부를 구비한다. 구동 장치는, 제1의 자극 위치와 제2의 자극 위치를 이용하여, 제1의 동기 전동기 및 제2의 동기 전동기가 각각 갖는 회전자의 자극 위치의 차인 각도차를 구하는 제1의 감산기와, 맥동성분 추출부에서 추출된 맥동성분과, 각도차를 이용하여, 자속 전류 지령을 결정하는 자속 전류 지령 결정부를 구비하는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 의하면, 1대의 전력 변환기를 이용하여 2대의 동기 전동기를 위치 센서리스로 구동하는 경우에도, 저속역의 회전이 불안정하게 되는 것을 억제할 수 있다라는 효과를 이룬다.

도 1은 본 발명의 실시의 형태 1에 관한 구동 장치의 구성을 도시하는 도면
도 2는 도 1에 도시하는 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부의 제1의 구성례를 도시하는 도면
도 3은 도 1에 도시하는 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부의 제2의 구성례를 도시하는 도면
도 4는 도 1에 도시하는 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부의 제3의 구성례를 도시하는 도면
도 5는 도 1에 도시하는 서브측 동기 전동기의 토오크 변화의 거동을 설명하기 위한 제1의 도면
도 6은 도 1에 도시하는 서브측 동기 전동기의 토오크 변화의 거동을 설명하기 위한 제2의 도면
도 7은 도 1에 도시하는 서브측 동기 전동기의 토오크 변화의 거동을 설명하기 위한 제3의 도면
도 8은 도 1에 도시하는 서브측 동기 전동기의 토오크 변화의 거동을 설명하기 위한 제4의 도면
도 9는 도 1에 도시하는 서브측 동기 전동기의 토오크 변화의 거동을 설명하기 위한 제5의 도면
도 10은 도 1에 도시하는 서브측 동기 전동기의 토오크 변화의 거동을 설명하기 위한 제6의 도면
도 11은 도 6, 도 7, 도 9 및 도 10에 도시하는 메인측의 d축 전류와, 각도차의 부호와, 서브측 동기 전동기의 토오크의 상태를 대응시켜서 도시하는 도면
도 12는 도 1에 도시하는 자극 위치 추정부를 적응 자속 옵저버에 의해 구성한 예를 도시하는 도면
도 13은 실시의 형태 1에 관한 구동 장치에서, 가상적으로 전력 변환기의 출력 전압 오차를 제로로 하여, 2대의 동기 전동기를 저속으로 병렬 구동시킨 때의 서브측 동기 전동기의 회전 속도의 진치(眞値)인 속도 진치와 d축 전류와 q축 전류를 도시하는 도면
도 14는 실시의 형태 1에 관한 구동 장치에서, 실기(實機) 동등의 출력 전압 오차를 넣어서, 2대의 동기 전동기를 저속으로 병렬 구동시킨 때의 서브측 동기 전동기의 회전 속도의 진치인 속도 진치와 d축 전류와 q축 전류를 도시하는 도면
도 15는 실시의 형태 1에 관한 구동 장치에서, 가상적으로 전력 변환기의 출력 전압 오차를 제로로 하여, 2대의 동기 전동기를 저속으로 병렬 구동시킨 때의 속도 추정 파형을 도시하는 도면
도 16은 실시의 형태 1에 관한 구동 장치에서, 실기 동등의 출력 전압 오차를 넣어서, 2대의 동기 전동기를 저속으로 병렬 구동시킨 때의 속도 추정 파형을 도시하는 도면
도 17은 도 15의 속도 추정 파형을 FFT(Fast Fourier Transform) 해석한 결과를 도시하는 도면
도 18은 도 16의 속도 추정 파형을 FFT 해석한 결과를 도시하는 도면
도 19는 도 1에 도시하는 자속 전류 지령 결정부의 구성례를 도시하는 도면
도 20은 도 19에 도시하는 부호 판정기에 의한 부호 판정 처리를 설명하기 위한 제1의 도면
도 21은 도 19에 도시하는 부호 판정기에 의한 부호 판정 처리를 설명하기 위한 제2의 도면
도 22는 도 19에 도시하는 부호 판정기에 의한 부호 판정 처리를 설명하기 위한 제3의 도면
도 23은 본 발명의 실시의 형태 2에 관한 구동 장치의 구성을 도시하는 도면
도 24는 본 발명의 실시의 형태 3에 관한 구동 장치의 구성을 도시하는 도면
도 25는 본 발명의 실시의 형태 4에 관한 유체 이용 장치의 구성도
도 26은 본 발명의 실시의 형태 5에 관한 공기 조화기의 구성도

이하에, 본 발명의 실시의 형태에 관한 구동 장치, 유체 이용 장치 및 공기 조화기를 도면에 의거하여 상세히 설명한다. 또한, 이 실시의 형태에 의해 본 발명이 한정되는 것은 아니다.

실시의 형태 1.

도 1은 본 발명의 실시의 형태 1에 관한 구동 장치의 구성을 도시하는 도면이다. 동기 전동기는, 회전자에 영구자석이 마련된 영구자석 계자식 동기 전동기와, 회전자에 계자 코일이 감겨져 있는 코일 계자식 동기 전동기와, 회전자의 돌극성을 이용하여 회전 토오크를 얻는 리액턴스식 동기 전동기로 대별된다. 실시의 형태 1에 관한 구동 장치(100)에는, 이러한 동기 전동기의 종별 중, 동종의 동기 전동기, 예를 들면 영구자석 계자식 동기 전동기가 2대 병렬로 접속되어 있다. 실시의 형태 1에서는, 2대의 동기 전동기 중, 일방을 메인측 동기 전동기(1a)로 칭하고, 타방을 서브측 동기 전동기(1b)로 칭한다. 메인측 동기 전동기(1a)는 제1의 동기 전동기이고, 서브측 동기 전동기(1b)는 제2의 동기 전동기이다.

또한, 실시의 형태 1에서는, 3상의 영구자석 계자식 동기 전동기가 사용되는데, 2대의 동기 전동기의 각각의 모터 정수가 같은 정도라면 좋고, 영구자석 계자식 이외의 동기 전동기를 이용하여도 좋고, 2상, 5상 등의 3상 이외의 상수의 동기 전동기를 이용하여도 좋다.

구동 장치(100)는, 병렬 접속되는 메인측 동기 전동기(1a) 및 서브측 동기 전동기(1b)에 전력을 공급하는 전력 변환기(2)와, 메인측 동기 전동기(1a)에 흐르는 제1의 전류를 검출하는 전류 검출부(4a)와, 서브측 동기 전동기(1b)에 흐르는 제2의 전류를 검출하는 전류 검출부(4b)와, 제1의 자극 위치 추정부인 자극 위치 추정부(5a)를 구비한다. 또한, 구동 장치(100)는, 제2의 자극 위치 추정부인 자극 위치 추정부(5b)와, 전압 지령을 출력하는 제어부인 전류 제어부(6)와, 맥동성분 추출부(70)와, 제1의 감산기인 감산기(8)와, 자속 전류 지령 결정부(9)를 구비한다. 맥동성분 추출부(70)는, 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7)를 구비한다. 이하에서는, 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7)를 단지 「맥동성분 추출부(7)」로 칭하는 경우가 있다.

전력 변환기(2)는, 직류 전압원(3)으로부터 공급되는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 메인측 동기 전동기(1a) 및 서브측 동기 전동기(1b)에 출력한다. 실시의 형태 1에서는 전력 변환기(2)에 전압형 인버터가 사용된다. 전압형 인버터는, 직류 전압원(3)으로부터 공급되는 직류 전압을 스위칭하여 교류 전압으로 변환하는 장치이다. 또한, 전력 변환기(2)는, 메인측 동기 전동기(1a) 및 서브측 동기 전동기(1b)를 구동하기 위한 교류 전력을 출력할 수 있는 것이면, 전압형 인버터로 한정되지 않고, 전류형 인버터, 교류 전력을 진폭 및 주파수가 다른 교류 전력으로 변환한 매트릭스 컨버터, 복수의 변환기의 출력을 직렬 또는 병렬로 접속한 멀티 레벨 변환기 등의 회로라도 좋다.

제1의 전류 검출기인 전류 검출부(4a)는, 전력 변환기(2)로부터 메인측 동기 전동기(1a)에 흐르는 상전류를 검출하고, 검출한 상전류의 값을 나타내는 전류 정보를 출력한다. 제2의 전류 검출기인 전류 검출부(4b)는, 전력 변환기(2)로부터 서브측 동기 전동기(1b)에 흐르는 상전류를 검출하고, 검출한 상전류의 값을 나타내는 전류 정보를 출력한다.

전류 검출부(4a, 4b)는 CT(Current Transformer)라고 불리는 계량기용 변류기를 이용한 전류 센서라도 좋고, 션트 저항을 이용한 전류 센서라도 좋다. 또한 전류 검출부(4a, 4b)는, 이들을 조합시틴 것이라도 좋다. 실시의 형태 1에 관한 구동 장치(100)에서는, 동기 전동기의 근처에 마련된 전류 검출부(4a, 4b)에 의해 전류가 검출된다. 도 1에 도시한 예에서는, 동기 전동기에 흐르는 상전류를 직접 검출하고 있지만, 전류 검출 방식은, 키르히호프의 전류칙에 의해 동기 전동기에 흐르는 전류를 연산할 수 있으면 좋고, 직접 검출하는 예로 한정되지 않는다. 예를 들면, 전력 변환기(2)의 부측(負側) 직류 모선에 마련된 션트 저항을 이용한 1션트 전류 검출 방식, 전력 변환기(2)의 하(下)암과 직렬로 접속되는 션트 저항을 이용한 하암 션트 전류 검출 방식 등을 이용하여 동기 전동기에 흐르는 상전류를 검출하여도 좋다. 또한, 3상의 전력 변환기(2)인 경우, 하암 션트 전류 검출 방식은, 3개의 하암의 각각에 직렬로 접속되는 션트 저항을 이용하기 때문에, 3션트 전류 검출 방식이라고도 불린다. 단, 1션트 전류 검출 방식 또는 3션트 전류 검출 방식에서는, 메인측 동기 전동기(1a) 및 서브측 동기 전동기(1b)의 각각에 흐르는 전류의 합계치만 계측되기 때문에, 메인측 동기 전동기(1a) 및 서브측 동기 전동기(1b) 중, 어느 일방의 동기 전동기의 근처에 전류 센서를 마련할 필요가 있다. 또한, 말할 필요도 없지만, 3상의 동기 전동기인 경우, 동기 전동기에 접속되는 3상의 배선 중의 어느 2상의 배선에 전류 센서를 마련하면, 나머지 1상의 전류는 키르히호프의 전류칙으로 계산 가능하기 때문에, 3상의 배선의 전부에 전류 센서를 마련할 필요가 없다. 또한 전류 검출부(4a) 및 전류 검출부(4b)의 구성 및 배치에 관해서는 다양한 방식이 생각되는데, 기본적으로는 어느 방식을 이용하여도 상관없다.

자극 위치 추정부(5a)는, 전류 검출부(4a)에서 검출되는 제1의 전류, 즉 메인측 동기 전동기(1a)에 흐르는 상전류와, 전류 제어부(6)로부터 출력되는 전압 지령을 이용하여, 메인측 동기 전동기(1a)의 제1의 자극 위치를 추정한다.

자극 위치 추정부(5b)는, 전류 검출부(4b)에서 검출되는 제2의 전류, 즉 서브측 동기 전동기(1b)에 흐르는 상전류와, 전류 제어부(6)로부터 출력되는 전압 지령을 이용하여, 서브측 동기 전동기(1b)의 제2의 자극 위치를 추정한다.

자극 위치의 추정 방법에는 다양한 방법이 존재하는데, 동기 전동기가 구비하는 회전자의 회전 속도 전역 중, 중고속역에서는, 동기 전동기의 속도 기전력을 나타내는 정보를 이용하여 자극 위치를 구하는 것이 일반적이다. 속도 기전력은, 회전자가 회전함에 의해 동기 전동기 내부에 생기는 유기 전력이고, 동기 전동기가 구비하는 회전자와 고정자의 사이에 생기는 계자와, 회전자의 회전 속도에 비례한다. 자극 위치의 추정 방법의 상세는 후술한다.

전류 제어부(6)는, 메인측 동기 전동기(1a)에 흐르는 전류를 제어하기 위해, 메인측 동기 전동기(1a)가 구비하는 회전자의 영구자석에 의한 자속의 방향을 d축으로 하고, d축에 직교하는 축을 q축으로 하여, 벡터 제어에 의해, 전류 검출부(4a)에서 검출된 전류를 dq 좌표계의 전류 지령치로 좌표 변환하는 벡터 제어기이다. 일반적인 벡터 제어기에서는, 회전자의 자극을 기준으로 한 dq 좌표상에서의 전류 제어가 행하여진다. 상전류를 dq 좌표상의 값으로 변환하면, 교류량이 직류량이 되어 제어가 용이해지기 때문이다. 동기 전동기에서는, q축 전류와 동기 전동기의 마그넷 토오크가 비례하기 때문에, q축은 토오크축으로 칭하여지고, q축 전류는 토오크 전류로 칭하여진다. q축 전류에 대해 d축 전류는, 고정자에서 발생하는 자속의 변화를 가져오고, 동기 전동기의 출력 전압의 진폭을 변화시키기 때문에, d축은 자속축으로 칭하여지고, d축 전류는 자속 전류, 여자 전류 등으로 칭하여진다. 또한, 동기 전동기의 종류에는, 회전자 철심의 외주면에 영구자석이 마련된 표면 자석형 동기 교류 전동기, 회전자 철심의 내부에 영구자석이 매입된 영구자석 매입형 전동기 등이 있다. 영구자석 매입형 전동기에서는, d축 전류에 의해 리액턴스 토오크가 변화하기 때문에, q축 전류만이 토오크에 작용하는 것은 아니지만, 일반적으로는 q축 전류를 토오크 전류라고 부른 일이 많다.

좌표 변환에는, 자극 위치 추정부(5a)에서 연산된 자극 위치의 추정치가 이용된다. 또한, 전류 제어부(6)에는, 벡터 제어에서의 dq 좌표계 이외에도, αβ 고정자 좌표계, γδ 좌표계 등의 극좌표계를 이용하여도 좋다. 또한, 전류 제어부(6)에는, 벡터 제어 대신에 직접 토오크 제어(Direct Torque Control : DTC)를 채용하여도 좋다. 단, DTC를 채용하는 경우, 전류 지령을, 자속 지령 및 토오크 지령으로 환산할 필요가 있다.

또한, dq 좌표계가 아니라, 고정자로부터 발생하는 자속을 기준으로 한 좌표계로 제어를 행하면, 토오크 전류와 자속 전류를 보다 엄밀하게 계산할 수 있다. 이 좌표계는, f-t 좌표계, n-t 좌표계 등이라고 불리는 일이 많은데, 공지이기 때문에 상세에 관해서는 설명을 할애한다. 실시의 형태 1에서는, q축 전류를 토오크 전류로 칭하고, d축 전류를 자속 전류로 칭하는 경우가 있는데, dq 좌표계 이외의 좌표계를 사용하여 제어하는 경우, 마그넷 토오크가 원리적으로 발생하지 않는 리액턴스 동기 전동기를 이용하는 경우 등은, 이것으로 한하지 않는다.

또한, 전류 제어부(6)는, 메인측 동기 전동기(1a)에 흐르는 토오크 전류가 토오크 전류 지령의 값과 일치하도록 제어되고, 또한 메인측 동기 전동기(1a)에 흐르는 자속 전류가 자속 전류 지령의 값과 일치하도록 제어된다. 전류 제어부(6)의 구체적인 실현 방법은 어떤 방법이라도 좋지만, 전류 제어부(6)는 일반적으로는 비례 적분 제어기 및 비간섭화 제어기에 의해 구성된다. 토오크 전류 지령은, 자속 전류 지령 결정부(9)에서 속도 제어의 결과, 산출된 것이라도 좋고, 상위의 컨트롤러로부터 입력된 것이라도 좋다. 자속 전류 지령의 상세는 후술한다.

전류 제어부(6)에 의해 메인측 동기 전동기(1a)가 벡터 제어된 때, 서브측 동기 전동기(1b)는 메인측 동기 전동기(1a)에 따라 회전 구동되기 때문에, 서브측 동기 전동기(1b)가 오픈 루프 구동하고 있는 상태가 된다. 동기 전동기의 오픈 루프 구동에 관한 유명한 논문으로서 이하의 참고 문헌 1이 있다.

(참고 문헌 1) 가토준이치, 도요자키지로우, 오오사와히로시 저 「영구자석 동기 전동기의 V/f 제어의 고성능화「, 전기학회 논문지 D, 122권 (2002년) 3호 P253-259

상기 참고 문헌 1에 의하면, 동기 전동기를 오픈 루프 구동하면, 동기 전동기가 고유각주파수(ω_n)로 자기(自己) 발진하고, 제어가 불안정하게 되는 경우가 있다고 진술되어 있다. 고유각주파수(ω_n)는, 하기 (1)식의 근사식에 의해 표시된다. 단, P_m는 극대수, Φ_a는 전기자 쇄교 자속수, L_a는 전기자 인덕턴스, J는 관성 모멘트를 나타낸다.

[수식 1]

기전 연성 진동은, 전기기계 스프링 공진이라고 불리는 경우가 있기 때문에, 상기 (1)식에 의해 표시되는 고유각주파수(ω_n)는, 전기기계 스프링 공진각 주파수라고도 불린다. 상기 참고 문헌 1에 개시되는 기술에는, 전기기계 스프링 공진을 억제하기 위해 안정화 보상기가 추가되어 있는데, 구동 장치(100)에서도 마찬가지의 안정화 보상이 필요해진다. 그 때문에, 도 1에 도시하는 서브측 동기 전동기(1b)에 흐르는 토오크 전류가 전기기계 스프링 공진에 의해 어느 정도 진동하고 있는지를 조사할 필요가 있다.

또한, 특허 문헌 1에 개시된 기술에서는, 메인측 동기 전동기 및 서브측 동기 전동기가 각각 갖는 회전자의 회전 속도의 차인 속도차가 구하여지고, 이 속도차를 이용함에 의해 속도차 안정화 보상이 행하여지고 있다. 이에 의해 메인측 동기 전동기는 안정하게 제어되고 있기 때문에, 특허 문헌 1에 개시된 기술은, 서브측 동기 전동기의 속도 맥동성분을 구하여 안정화 보상을 행하고 있다고 말할 수 있다. 특허 문헌 1에 개시된 기술과 실시의 형태 1과의 상위점의 상세에 관해서는 후술한다.

서브측 동기 전동기(1b)에 흐르는 토오크 전류에는, 가감속 토오크에 의한 성분과, 부하 토오크에 의한 성분이 중첩되어 있다. 가감속 토오크는, 동기 전동기의 가감속에 수반하는 관성 토오크이다. 부하 토오크는, 출력 토오크로부터 가감속 토오크와, 마찰 등의 손실을 공제한 토오크이다. 도 1에 도시하는 맥동성분 추출부(7)에서는, 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크 전류에 포함되는 전기기계 스프링 공진각 주파수 부근의 맥동성분이 추출된다. 또한, 맥동성분 추출부(7)는, 하이패스 필터를 이용하는 방법과, 밴드 패스 필터를 이용하는 방법의 2종류가 있고, 이들은 차례로 설명한다.

도 2는 도 1에 도시하는 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부의 제1의 구성례를 도시하는 도면이다. 도 2에는, 1차 하이패스 필터를 이용한 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7A)의 구성례가 도시되고, 그 전달 함수는 하기 (2)식으로 표시된다. 단, s는 라플라스 변환의 연산자, ω_c는 컷오프각 주파수이다.

[수식 2]

상기 (2)식에는, 1차 하이패스 필터를 이용하는 경우의 전달 함수가 표시되는데, 보다 가파른 필터 특성을 얻고 싶은 경우, 차수가 n의 하이패스 필터를 이용하여도 좋다. n은 2 이상의 정수이다. 하이패스 필터를 이용하는 경우, 컷오프각 주파수(ω_c)는, 전기기계 스프링 공진각 주파수의 1/3 이하, 예를 들면 전기기계 스프링 공진각 주파수의 1/5부터 1/20의 값으로 설정하는 것이 알맞다.

도 3은 도 1에 도시하는 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부의 제2의 구성례를 도시하는 도면이다. 도 3에는, 2차의 밴드 패스 필터를 이용한 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7B)의 구성례가 도시되고, 그 전달 함수는 하기 (3)식으로 표시된다. 단, s는 라플라스 변환의 연산자, ω_p는 피크각 주파수를 나타낸다. q는, 퀄리티 팩터이고, 필터의 통과 대역폭을 결정하는 계수이다.

[수식 3]

상기 (3)식에는, 2차의 밴드 패스 필터를 이용한 경우의 전달 함수가 표시되는데, 보다 가파른 필터 특성을 얻고 싶은 경우, 차수가 m의 밴드 패스 필터를 이용하여도 좋다. m은 3 이상의 정수이다. 밴드 패스 필터를 이용하는 경우, 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7B)는, 피크각 주파수(ω_p)와 전기기계 스프링 공진 각 주파수를 일치시킨다. 단, 상기한 참고 문헌 1에서는 언급되어 있지 않지만, 전기기계 스프링 공진각 주파수는, 구동 조건에 따라 변동하는 성질이 있다. 그 때문에, 밴드 패스 필터의 통과 대역폭은, 전기기계 스프링 공진각 주파수의 변동분을 내다보고 넓게 설계할 필요가 있다. 또한, 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7B)는, 전기기계 스프링 공진각 주파수를 실측하여 피크각 주파수(ω_p)를 전기기계 스프링 공진각 주파수에 트래킹하는 구성, 즉 밴드 패스 필터의 중심 주파수를 동적으로 변경하는 구성으로 하여도 좋고, 그 경우는 통과 대역폭을 좁게 할 수 있다. 중심 주파수는, 피크각 주파수(ω_p)에 상당한다.

또한, 상기 (3)식의 계산을 행하는 대신에, 도 4에 도시하는 바와 같이 푸리에 급수 전개를 이용한 밴드 패스 필터를 이용하여도 좋다. 도 4는 도 1에 도시하는 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부의 제3의 구성례를 도시하는 도면이다. 도 4에 도시하는 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7C)는, 맥동 주파수 계측부(71), 여현파 발생기(72), 정현파 발생기(73), 푸리에 여현계수 연산부(74), 푸리에 정현계수 연산부(75) 및 교류 복원기(76)를 구비한다.

전류 검출부(4b)에서 검출된 전류인 입력 신호에 포함되는 맥동 주파수, 즉 전류 검출부(4b)에서 검출된 전류에 포함되는 맥동 주파수가, 맥동 주파수 계측부(71)에서 계측된다. 또한, 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7)는, 전류 검출부(4b)에서 검출된 전류와 자극 위치 추정부(5b)에서 추정된 자극 위치를 이용하여 좌표 변환을 행하는 부도시의 좌표 변환기를 구비한다. 이 좌표 변환기는, 자극 위치 추정부(5b)에서 추정된 자극 위치를 이용하여, 전류 검출부(4b)에서 검출된 3상 좌표계의 전류를, 회전하는 직교 좌표계로 좌표 변환하여 출력한다. 상기한 입력 신호는, 좌표 변환기에서 좌표 변환된 전류에 상당한다. 여현파 발생기(72)는, 맥동 주파수로 진동하는 여현파 신호를 발생하고, 정현파 발생기(73)는, 맥동 주파수로 진동한 정현파 신호를 발생한다.

푸리에 여현계수 연산부(74)는, 여현파 발생기(72)로부터의 여현파 신호를 이용하여, 전류 검출부(4b)에서 검출된 전류인 입력 신호의 푸리에 급수 전개를 행하여, 당해 입력 신호에 포함되는 특정 주파수 성분의 크기 중, 여현 성분의 크기인 푸리에 여현계수를 연산한다. 푸리에 여현계수는, 임의의 주기를 갖는 우 함수를 cos의 급수로 전개한 때의 계수이다. 푸리에 정현계수 연산부(75)는, 정현파 발생기(73)로부터의 정현파 신호를 이용하여, 당해 입력 신호의 푸리에 급수 전개를 행하고, 당해 입력 신호의 특정 주파수 성분의 크기 중, 정현 성분의 크기인 푸리에 정현계수를 연산한다. 푸리에 정현계수는, 임의의 주기를 갖는 기관수를 sin의 급수로 전개한 때의 계수이다.

교류 복원기(76)는, 여현파 발생기(72)로부터의 여현파 신호와, 정현파 발생기(73)로부터의 정현파 신호와, 푸리에 급수 전개에 의해 얻어진 푸리에 여현계수와, 푸리에 급수 전개에 의해 얻어진 푸리에 정현계수를 이용하여, 교류를 복원한다. 푸리에 급수 전개는, 입력 신호로부터 특정한 주파수 성분의 크기와 위상을 취출하는 것이다. 특정한 주파수 성분의 크기는, 여현 성분의 크기와 정현 성분의 크기로 나타낼 수 있다. 위상은, 여현 성분의 크기와 정현 성분의 크기의 비로 나타낼 수 있다. 도 4에 도시하는 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7C)에 의하면, 푸리에 급수 전개와 역변환에 의해, 밴드 패스 필터의 특성을 얻을 수 있다. 역변환에서는, 푸리에 급수 전개로 취출한 특정 주파수 성분의 여현 성분의 크기와 정현 성분의 크기와 위상에 의거하여, 특정 주파수의 교류가 출력된다.

마이크로컴퓨터 등의 처리 장치에 구동 장치(100)의 기능을 실장하는 경우, 당해 기능을 이산화하여 실장할 필요가 있는데, 상기 (3)식의 밴드 패스 필터를 이산화하여 이용하는 경우, 피크각 주파수(ω_p)를 변화시키면 계산 정밀도가 변동하고, 특히 피크각 주파수(ω_p)를 크게 하면 계산 정밀도가 저하되기 쉽게 된다. 한편, 푸리에 급수 전개는, 이산화하여, 피크각 주파수(ω_p)를 변화시켜도 계산 정밀도의 저하를 억제할 수 있다. 따라서, 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크 전류에 포함되는 전기기계 스프링 공진각 주파수 부근의 맥동성분을, 푸리에 급수 전개를 이용하여 추출하는 방법은, 실장의 면에서 우수하다. 이것으로부터, 푸리에 급수 전개를 이용하여 맥동성분을 추출하는 방법은, 밴드 패스 필터의 피크 주파수를 변화시키는 경우에 유용하다고 생각되는데, 계산 정밀도를 확보할 수 있는 경우에는, 도 4에 도시하는 맥동 주파수 계측부(71)와 상기 (3)식을 조합시킨 밴드 패스 필터를, 도 1에 도시하는 맥동성분 추출부(7)로서 이용하여도 좋다.

이와 같이, 맥동성분 추출부(7)는, 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크 전류에 포함되는 전기기계 스프링 공진각 주파수 부근의 맥동성분을 추출할 수 있으면, 도 2부터 도 4에 도시하는 어느 필터로 구성하여도 좋다. 또한, 밴드 패스 필터에 비하여 하이패스 필터는, 설계 및 회로에의 실장이 간편하기 위해, 설계 및 회로에의 실장의 간편을 중시하는 경우, 하이패스 필터를 선택하면 좋다. 또한, 날카로운 차단 특성을 얻고 싶은 경우에는, 밴드 패스 필터를 선택하면 좋다.

도 1에 도시하는 감산기(8)는, 메인측 동기 전동기(1a) 및 서브측 동기 전동기(1b)가 각각 갖는 회전자의 자극 위치의 차인 각도차를 구한다. 자극 위치는, 메인측 동기 전동기(1a) 및 서브측 동기 전동기(1b)의 각각의 회전자의 회전 위치 또는 회전 각도와 동등하다. 각도차를 구하는 이유를 설명하기 위해, 이하에 영구자석 동기 전동기의 정상 상태에서의 전압 방정식과 토오크 방정식을 표시한다.

전압 방정식은 하기 (4)식과 같이 표시된다. 또한 토오크 방정식은 하기 (5)식과 같이 표시된다. 하기 (5)식의 우변의 제1항은 마그넷 토오크를 나타내고, 제2항은 리액턴스 토오크를 나타낸다. 마그넷 토오크는 q축 전류에 비례하고, 리액턴스 토오크는 d축 전류와 q축 전류의 곱에 비례한다.

[수식 4]

[수식 5]

상기 (4)식 및 (5)식에서, R_a은 전기자 저항, L_d은 d축 인덕턴스, L_q은 q축 인덕턴스, P_m는 극대수, Φ_a는 전기자 쇄교 자속수, ω_e는 각속도, i_d는 d축 전류, i_q는 q축 전류, v_d는 d축 전압, v_q는 q축 전압, t는 발생 토오크를 나타낸다. 이들 각 계수의 첨자 「x」는, 동기 전동기가 메인측인지 서브측인지를 식별하기 위한 것이다. 예를 들면, 메인측과 서브측을 식별할 필요가 없는 경우, 첨자에 「_x」가 붙여지고, 또는 첨자 「_x」가 생략된다. 또한 첨자에 「_x」 대신에 「_m」이 붙여진 경우에는 메인측을 나타내고, 첨자에 「x」 대신에 「_s」가 붙여진 경우에는 서브측을 나타낸다.

다음에, 도 5부터 도 11을 이용하여, 자속 전류 보상에 의한 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크 변화의 거동에 관해 설명한다. 도 5는 도 1에 도시하는 서브측 동기 전동기의 토오크 변화의 거동을 설명하기 위한 제1의 도면이다. 도 6은 도 1에 도시하는 서브측 동기 전동기의 토오크 변화의 거동을 설명하기 위한 제2의 도면이다. 도 7은 도 1에 도시하는 서브측 동기 전동기의 토오크 변화의 거동을 설명하기 위한 제3의 도면이다. 도 8은 도 1에 도시하는 서브측 동기 전동기의 토오크 변화의 거동을 설명하기 위한 제4의 도면이다. 도 9는 도 1에 도시하는 서브측 동기 전동기의 토오크 변화의 거동을 설명하기 위한 제5의 도면이다. 도 10은 도 1에 도시하는 서브측 동기 전동기의 토오크 변화의 거동을 설명하기 위한 제6의 도면이다. 도 11은 도 6, 도 7, 도 9 및 도 10에 도시하는 메인측의 d축 전류와, 각도차의 부호와, 서브측 동기 전동기의 토오크의 상태를 대응시켜서 도시하는 도면이다.

도 5부터 도 10에는 자속 전류 보상에 의한 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크 변화의 거동이 도시되고, 도 5부터 도 10의 내용은 특허 문헌 1에서 개시되어 있다. 서브측 동기 전동기(1b)의 구동을 안정화하는 제어에, 메인측 동기 전동기(1a) 및 서브측 동기 전동기(1b)가 각각 갖는 회전자의 자극 위치의 각도차를 이용하는 점에 관해서는, 특허 문헌 1에서 개시되는 기술과 실시의 형태 1에 관한 구동 장치(100)는 공통이다. 그렇지만, 실시의 형태 1에 관한 구동 장치(100)에서는, 메인측 동기 전동기(1a)와 서브측 동기 전동기(1b)의 속도차를 이용하지 않는 점이, 특허 문헌 1에서 개시된 기술과 다르다.

우선 도 5를 기준으로 하여, 메인측 동기 전동기(1a)의 d축이 서브측 동기 전동기(1b)의 d축보다도 지연 위상으로 되어 있는 케이스에 관해 설명한다. 도 5에서는 메인측 동기 전동기(1a)의 자속 전류(i_dm)가 제로이고, 메인측 동기 전동기(1a)의 토오크 전류(i_qm)가 정방향으로 흐르고 있는 경우, 전압 지령 벡터(v^→ _dq ^*)는 제2 상한의 방향으로 발생한다. 전압 지령 벡터(v^→ _dq ^*)는 회전하는 직교 좌표계(dq축)의 전압 지령을 나타낸다. 2대의 동기 전동기에 다른 부하 토오크가 발생한 때, 2대의 동기 전동기의 모터 정수가 동등한 경우에는, 중부하의 동기 전동기의 위상이 지연된다. 그 때문에, 도 5의 케이스에서는, 메인측 동기 전동기(1a)의 부하가 서브측 동기 전동기(1b)의 부하보다도 크다고 말할 수 있다. 즉 메인측 동기 전동기(1a)의 쪽이 중부하이다. 구동 장치(100)는 2대의 동기 전동기에 동일한 전압을 인가하는데, 메인측 동기 전동기(1a)의 쪽이 중부하인 경우, 서브측 동기 전동기(1b)의 자속 전류는 정방향으로 흐른다. 이것은 상기 (4)식을 풀음에 의해 분명하다.

여기서, 도 6과 같이 메인측 동기 전동기(1a)에 정의 자속 전류가 흐르는 경우를 생각한다. 이 경우, 메인측 동기 전동기(1a)의 q축 전압이 정방향으로 증가함에 의해, 전압 지령 벡터가 v^→ _dq ^*로부터 v^→ _dq ^**로 변화한다. 이와 같이 메인측 동기 전동기(1a)의 q축 전압이 변화함에 의해, 서브측 동기 전동기(1b)의 d축 전압이 감소하여, 서브측 동기 전동기(1b)의 q축 전압이 증가한다. 서브측 동기 전동기(1b)의 d축 전압이 감소하면, 서브측 동기 전동기(1b)의 q축의 전기자 반작용인 ω_esL_qsi_qs가 감소한다. 그 때문에, 서브측 동기 전동기(1b)의 q축 전류가 감소한다. 또한, 서브측 동기 전동기(1b)의 q축 전압이 증가함에 의해, 서브측 동기 전동기(1b)의 d축 전류가 증가한다. 이와 같이 메인측 동기 전동기(1a)의 자속 전류(i_dm)인 d축 전류를 변화시킴에 의해, 서브측 동기 전동기(1b)의 전류가 변화한다. 이 서브측 동기 전동기(1b)의 전류의 변화에 의해, 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크는, 도 5에 도시하는 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크와 비교하여 변화한다. 여기서는 설명을 간단하게 하기 위해, 동기 전동기가, 회전자 철심의 외주면에 영구자석이 마련된 표면 자석형 동기 교류 전동기라고 하여, 리액턴스 토오크가 없는 것으로 한다. 이 경우, 서브측 동기 전동기(1b)의 전류가 변화한 때의 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크는, 도 5의 상태에 비하여 감소한다.

도 7에는, 도 6의 경우와는 역으로, 메인측 동기 전동기(1a)에 부의 자속 전류가 흐르는 경우의 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크 상태가 도시된다. 이 경우, 메인측 동기 전동기(1a)의 q축 전압이 감소함에 의해, 전압 지령 벡터가 v^→ _dq ^*로부터 v^→ _dq ^**로 변화한다. 이에 의해, 서브측 동기 전동기(1b)의 d축 전압이 증가하여, 서브측 동기 전동기(1b)의 q축 전압이 감소한다. 서브측 동기 전동기(1b)의 d축 전압이 증가함에 의해 서브측 동기 전동기(1b)의 q축 전류는 증가하고, 서브측 동기 전동기(1b)의 q축 전압이 감소함에 의해 서브측 동기 전동기(1b)의 d축 전류는 감소한다. 이 경우, 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크는, 도 5의 상태에 비하여 증가한다.

다음에 도 8을 기준으로 하여, 메인측 동기 전동기(1a)의 d축이 서브측 동기 전동기(1b)의 d축보다도 선행(進み) 위상으로 되어 있는 케이스에 관해 설명한다. 도 8에서는, 메인측 동기 전동기(1a)의 d축 전류가 제로이고, 메인측 동기 전동기(1a)의 부하가 서브측 동기 전동기(1b)의 부하보다도 큰 상태, 즉 메인측 동기 전동기(1a)의 쪽이 중부하로 되어 있다. 메인측 동기 전동기(1a)와 서브측 동기 전동기(1b)에는 같은 전압이 인가되어 있기 때문에, 서브측 동기 전동기(1b)의 쪽이 중부하가 되는 경우, 서브측 동기 전동기(1b)의 d축 전류는 부방향으로 흐른다.

여기서, 도 9와 같이 메인측 동기 전동기(1a)에 정의 d축 전류가 흐르는 경우를 생각한다. 이 경우, 메인측 동기 전동기(1a)의 q축 전압이 증가함에 의해, 전압 지령 벡터가 v^→ _dq ^*로부터 v^→ _dq ^**로 변화한다. 이와 같이 메인측 동기 전동기(1a)의 q축 전압이 변화함에 의해, 서브측 동기 전동기(1b)의 d축 전압이 증가하여, 서브측 동기 전동기(1b)의 q축 전압도 증가한다. 서브측 동기 전동기(1b)의 d축 전압이 증가함에 의해, 서브측 동기 전동기(1b)의 q축 전류가 증가한다. 또한, 서브측 동기 전동기(1b)의 q축 전압이 증가함에 의해 서브측 동기 전동기(1b)의 d축 전류가 감소한다. 이 경우, 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크는, 도 8의 상태에 비하여 증가한다.

도 10에는, 도 9의 경우와는 역으로, 메인측 동기 전동기(1a)에 부의 자속 전류가 흐르는 경우의 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크 상태가 도시된다. 이 경우, 서브측 동기 전동기(1b)의 q축 전류는 감소한다. 따라서, 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크는, 도 8의 상태에 비하여 감소한다.

도 6, 도 7, 도 9 및 도 10에 도시하는 메인측의 d축 전류와, 각도차의 부호와, 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크의 상태를 대응시켜서 도시하는 것이 도 11이다. 2대의 동기 전동기의 각도차(λ)를 하기 (6)식과 같이 정한 경우, 메인측 동기 전동기(1a)의 d축 전류를 증가시킨 때, 2대의 동기 전동기의 각도차(λ)가 정이라면, 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크는 감소하고, 각도차(λ)가 부라면 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크는 증가한다. 단, 하기 (6)식의 θ_es는, 서브측 동기 전동기(1b)의 자극 위치를 전기각으로 표시한 것이고, θ_em는, 메인측 동기 전동기(1a)의 자극 위치를 전기각으로 표시한 것이다. 한편, 메인측 동기 전동기(1a)의 d축 전류를 감소시킨 때, 2대의 동기 전동기의 각도차(λ)가 정이라면 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크는 증가하고, 각도차(λ)가 부라면 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크는 감소한다. 즉, 메인측 동기 전동기(1a)의 d축 전류를 변화시킴에 의해 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크를 변화시켜서 서브측 동기 전동기(1b)의 구동을 안정화시키려고 한 경우, 2대의 동기 전동기의 각도차(λ)가 정인지 부인지에 따라서, d축 전류의 보상 방향을 결정할 필요가 있다. 이와 같은 이유로, 감산기(8)를 이용하여, 2대의 동기 전동기의 자극 위치의 각도차(λ)를 구하고 있다.

[수식 6]

도 1에 도시하는 자속 전류 지령 결정부(9)는, 서브측 동기 전동기(1b)의 구동을 안정화시키기 위한 자속 전류 지령을 결정한다. 자속 전류를 변화시킴으로써 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크를 바꾸는 것은 이미 기술환 바와 같은데, 구동 장치(100)에서는 자속 전류 지령을 어떻게 결정하는지가 중요하다. 특허 문헌 1에서는, 2대의 동기 전동기의 속도차를 이용하여 자속 전류를 결정하고 있지만, 실시의 형태 1에 관한 구동 장치(100)에서는, 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크 전류의 맥동성분으로부터 자속 전류를 결정한다. 그 이유를 설명하려면, 동기 전동기의 속도 추정법과 자속 전류 변화에 의해 생기는 속도 추정 오차에 관해 기술할 필요가 있다.

앞서 기술한 바와 같이, 동기 전동기의 자극 위치의 추정 방법 또는 동기 전동기가 구비하는 회전자의 회전 속도의 추정 방법에는, 다양한 방법이 검토되고 있는데, 동기 전동기가 구비하는 회전자의 회전 속도 전역 중, 중고속역에서는, 동기 전동기의 속도 기전력 정보를 이용하여 자극 위치를 구하는 것이 일반적이다. 여기서는 아크탄젠트법과 적응 자속 옵저버의 2종류의 방식에 관해 기술한다.

아크탄젠트법은 가장 프리미티브한 위치 추정법이고, 널리 알려져 있다. 하기 (7)식은 고정자 좌표상에서의 표면 자석형 동기 교류 전동기의 전압 방정식이다. 단, p는 미분 연산자, θ_e는 자극 위치(전기각), R_a은 전기자 저항, L_a은 전기자 인덕턴스, v_α, v_β는 고정자 좌표상의 전압, Φ_a는 전기자 쇄교 자속수, i_α, i_β는 고정자 좌표상의 전류이다.

[수식 7]

상기 (7)식의 우변 제2항은 속도 기전력을 나타내고 있다. 또한, 속도 기전력의 항은 하기 (8)식과 같은 형태로 표현 가능하다. 단, e_α는 α축 속도 기전력, e_β는 β축 속도 기전력, p는 미분 연산자, Φ_αr는 회전자 α축 자속, Φ_βr는 회전자 β축 자속, Φ_a는 전기자 쇄교 자속수, θ_e는 자극 위치(전기각), ω_e는 각속도이다.

[수식 8]

상기 (7)식을 보고 알 수 있는 바와 같이, 속도 기전력에 자극 위치 정보인 θ_e가 포함되기 때문에, 상기 (7)식을 정리하여 자극 위치를 연산한다. 우선, 회전자 자속항을 좌변에, 그 이외의 항을 우변에 정리하면, 하기 (9)식을 얻을 수 있다. 미분 계산은 노이즈를 증폭시키기 때문에, 양변 적분하여 하기 (10)식을 얻는다. 여기서, 전압 센서 등에 직류 오프셋이 있는 경우, 순수 적분을 사용하면 적분치가 발산하기 때문에, 하기 (10)식의 계산을 행할 때는 근사 적분을 사용하고, 직류분은 적분하지 않도록 하는 것이 관례이다.

[수식 9]

[수식 10]

상기 (9)식 및 (10)식에서, 기호 「^」는 추정치를 나타낸다. 상기 (10)식을 계산하여, 회전자 자속을 구하고, 그것을 하기 (11)식과 같이 아크탄젠트 계산함으로써, 회전자 자극 위치를 추정할 수 있다. 추정된 회전자 자극 위치를 이용하면, 각속도를 계산 가능하기 때문에, 하기 (12)식에서 추정 각속도(ω^_e)를 계산한다. 단, 미분 노이즈의 영향을 피하기 위해, 이 추정 각속도(ω^_e)를 제어에 이용한 경우에는 로우패스 필터를 거는 것이 보통이다. 또한, 하기 (13)식과 같이, 속도 기전력의 추정을 행하고, 그 진폭을 전기자 쇄교 자속수(Φ_a)로 제산(除算)함에 의해, 추정 각속도(ω^_e)를 계산할 수도 있다. 그렇지만, 영구자석의 자속은 온도 변화에 의해 변동하기 위해, 하기 (13)식의 계산 방법에서는 온도 변화에 의해 정상적인 속도 추정 오차가 생긴다. 그 때문에 하기 (12)식에 의한 속도 추정 방법에 의한 오차는, 하기 (13)식에 표시하는 방법에 의한 오차보다도 적다. 실시의 형태 1에는 하기 (12)식에 의한 속도 추정을 행하는 경우에 관해 설명한다.

[수식 11]

[수식 12]

[수식 13]

아크탄젠트법 이외에도 다양한 속도 추정법이 제안되어 있다. 이하에서는, 도 12를 이용하여, 아크탄젠트법 이외의 속도 추정법의 대표례로서, 적응 자속 옵저버에 관해 기술한다. 도 12는 도 1에 도시하는 자극 위치 추정부를 적응 자속 옵저버에 의해 구성한 예를 도시하는 도면이다. 도 12에 도시하는 자극 위치 추정부(5c)는, 도 1에 도시하는 자극 위치 추정부(5a, 5b)를 적응 자속 옵저버에 의해 구성한 것이다. 도 12에 도시하는 동기 전동기(1c)는, 도 1에 도시하는 메인측 동기 전동기(1a) 및 서브측 동기 전동기(1b)의 각각에 대응한다. 자극 위치 추정부(5c)는, 적응 자속 옵저버의 수법에 의해, 전류 제어부(6)에 의해 생성되어 자극 위치 추정부(5a, 5b)에 입력되는 전압 지령인 전압 벡터와, 전류 검출부(4a, 4b)에 의해 생성되는 전류 정보, 즉 dq 좌표축상에서의 dq축 전류 검출치인 전류 벡터를 이용하여, 동기 전동기(1c)의 회전 속도를 추정하고, 추정 각속도(ω^_e)와 추정 자극 위치(θ^_e)를 출력한다.

자극 위치 추정부(5c)는, 동기 전동기(1c)의 전압 벡터와, 전류 벡터와, 인버터의 1차각주파수(ω₁)와, 추정 각속도(ω^_e)에 의거하여 모델 편차(ε)를 연산한 모델 편차 연산부(51)와, 모델 편차(ε)에 의거하여 추정 각속도(ω^e)를 연산하는 각속도 추정기(52)를 구비한다. 또한 자극 위치 추정부(5c)는, 추정 자속 벡터와, 추정 전류 벡터와, 추정 각속도(ω^_e)를 이용하여, 1차각주파수(ω₁)를 연산하는 1차각주파수 연산기(53)와, 1차각주파수(ω₁)를 적분하여 추정 자극 위치(θ^_e)를 출력하는 적분기(54)를 구비한다.

모델 편차 연산부(51)는, 동기 전동기(1c)의 전압 벡터와, 전류 벡터와, 1차각주파수(ω₁)와, 추정 각속도(ω^_e)에 의거하여, 추정 자속 벡터 및 추정 전류 벡터를 연산하고 출력하는 전류 추정기(511)와, 추정 전류 벡터로부터 전류 벡터를 감산함에 의해 전류 편차 벡터를 연산하여 출력하는 감산기(512)를 구비한다. 또한 모델 편차 연산부(51)는, 감산기(512)로부터의 전류 편차 벡터를 입력으로 하고, 추정 자속 벡터의 직교 성분을 스칼라양으로서 추출하고, 이 값을 모델 편차(ε)로서 출력하는 편차 연산기(513)를 구비한다. 추정 자속 벡터의 직교 성분을 스칼라양으로서 추출하는 수법으로서는, 전류 편차 벡터를 회전 2축상에 좌표 변환하는 수법과, 전류 편차 벡터와 추정 자속 벡터와의 외적치의 크기를 연산하는 수법이 공지이다.

전류 추정기(511)는, 동기 전동기(1c)의 상태 방정식으로부터 전류와 자속을 추정한다. 여기서는 동기 전동기(1c)는 일반적인 영구자석 매입형의 동기 교류 전동기라고 가정하는데, 영구자석 매입형의 동기 교류 전동기 이외의 동기 전동기라도, 전류 추정기(511)는, 상태 방정식이 입식(立式)될 수 있으면, 같은 방법으로 전류 추정이 가능하다.

동기 전동기(1c)가 영구자석 매입형의 동기 교류 전동기인 경우, 상태 방정식은 하기 (14)식 및 (15)식과 같이 표시된다. 단, L_d은 d축의 인덕턴스, L_q은 q축의 인덕턴스, R_a은 전기자 저항, ω₁는 1차각주파수를 나타낸다. v_d는 d축 전압, v_q는 q축 전압, i_d는 d축 전류, i_q는 q축 전류를 나타낸다. 또한, φ_ds는 d축 고정자 자속, φ_qs는 q축 고정자 자속, φ_dr는 d축 회전자 자속, ω_e는 각속도, h₁₁부터 h₃₂는 옵저버 게인을 나타낸다. 기호 「^」는 추정치를 나타낸다.

[수식 14]

[수식 15]

또한, 1차각주파수(ω₁)는 하기 (16)식과 같이 주어진다. h₄₁, h₄₂는 옵저버 게인을 나타낸다.

[수식 16]

상기 (14)식 및 (15)식은 통상의 유기 전압에 의거한 식이지만, 상기 (14)식 및 (15)식에 변형을 가하고 확장 유기 전압의 형식으로 표현해도 같은 계산을 할 수 있다. 상기 (14)식에는 추정 각속도(ω^_e)가 포함되기 때문에, 추정 각속도(ω^_e)와 실제의 각속도(ω_e)가 일치하지 않는 경우, 전류 추정에 오차가 생긴다. 여기서는 모델 편차(ε)를 하기 (17)식과 같이 정의하고, 자극 위치 추정부(5c)는 모델 편차(ε)가 제로가 되도록, 각속도 추정기(52)를 이용하여 추정 각속도(ω^_e)의 값을 조정한다. 각속도 추정기(52)로서는, 비례 적분 제어기에 적분기를 직렬 접속하여 구성된 것이 공지이다.

[수식 17]

1차각주파수 연산기(53)는, 상기 (16)식을 기초로, 추정 자속 벡터, 추정 전류 벡터 및 추정 각속도(ω^_e)로부터 1차각주파수(ω₁)를 연산한다. 적분기(54)는, 1차각주파수(ω₁) 를 적분함에 의해 자극 위치를 추정한다.

적응 자속 옵저버는, 쇄교 자속수의 변동에 로버스트하고, 정상적인 속도 추정 오차가 발생하지 않는 점에서 우수하기 때문에, 고성능의 속도 추정법으로서 세상에 인지되어 있다.

자극 위치 추정부(5a, 5b)의 구성례에 관해 상세하게 설명한 바, 다음에는 자속 전류의 변화가 속도 추정 오차에 주는 영향에 관해 기술한다. 여기서는 과제를 명확히 하기 위해, 전력 변환기(2)의 출력 전압 오차가 없는 경우와 있는 경우의 2 종류의 해석 결과에 관해 기술한다. 당해 과제는, 저회전역에서 전력 변환기(2)의 출력 전압 오차의 보상 정밀도가 저하되면, 저회전역에서는 전동기의 속도 기전력이 저하되어, 전력 변환기(2)의 출력 전압 오차의 영향이 상대적으로 커지는 것을 의미한다. 즉, 당해 과제는, 출력 전압 오차가 있는 경우, 특허 문헌 1의 방식만으로는, 저회전역에서 제어 불안정하게 빠지기 쉬운 것이다. 또한, 출력 전압 오차는, 전류 제어부(6)가 전력 변환기(2)에 주는 전압 지령의 값과 전력 변환기(2)가 실제로 출력한 실전압과의 오차인 것이다. 출력 전압 오차의 요인으로서는, 전력 변환기(2)를 구성하는 직렬의 상하 암의 반도체 소자의 단락 방지 시간, 반도체 소자의 온 전압 등이 알려져 있다. 시판되는 전동기 구동용의 전력 변환기의 대부분에는, 출력 전압 오차의 보상 기능이 마련되어 있지만, 당해 전력 변환기에 흐르는 전류가 제로에 가까운 경우, 출력 전압 오차를 보상하는 것이 어렵다. 따라서, 비교적 저렴한 전동기 구동용의 전력 변환기에서는 다소의 출력 전압 오차가 생기는 것이 보통이다.

도 13은 실시의 형태 1에 관한 구동 장치에서, 가상적으로 전력 변환기의 출력 전압 오차를 제로로 하여, 2대의 동기 전동기를 저속으로 병렬 구동시킨 때의 서브측 동기 전동기의 회전 속도의 진치(眞値)인 속도 진치와 d축 전류와 q축 전류를 도시하는 도면이다. 도 14는 실시의 형태 1에 관한 구동 장치에서, 실기 동등의 출력 전압 오차를 넣어서, 2대의 동기 전동기를 저속으로 병렬 구동시킨 때의 서브측 동기 전동기의 회전 속도의 진치인 속도 진치와 d축 전류와 q축 전류를 도시하는 도면이다. 도 13 및 도 14에는, 위로부터 차례로 회전 속도의 진치, d축 전류 및 q축 전류가 도시된다. 각각의 횡축은 시간이다.

또한, 이 동작 조건은, 특허 문헌 1에 개시된 제어 방식에는 매우 엄격한 조건이고, 특허 문헌 1에 개시되는 제어 방식에서는, 이 동작 조건이 주어진 경우, 서브측 동기 전동기(1b)의 구동이 불안정하게 되고, 병렬 구동이 곤란하다. 상기한 동작 조건은, 2대의 동기 전동기를 저속으로 병렬 구동시키는 것과, 2대의 동기 전동기의 자극 위치의 각도차가 제로 가까이인 것이다. 도 13 및 도 14에는, 2대의 동기 전동기의 부하 토오크의 차를 극히 작게 하고, 2대의 동기 전동기의 자극 위치의 각도차가 제로 가까이가 되는 조건으로의 해석 결과가 도시된다. 자속 전류 보상법에서는, 2대의 동기 전동기의 각도차를 이용하여 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크를 변화시키기 때문에, 각도차가 제로에 가까운 경우, 서브측 동기 전동기(1b)의 속도 리플을 완전히 제로로 하는 것은 어렵다. 그 때문에, 도 13 및 도 14의 위로부터 1단째에 도시하는 바와 같이, 회전 속도의 진치가 전기기계 스프링 공진각 주파수로 진동하고 있다. 전기기계 스프링 공진각 주파수의 1주기마다 회전 속도가 최대치를 나타낸다. 또한, 서브측 동기 전동기(1b)의 q축 전류도, 도 13 및 도 14의 위부터 3단째에 도시하는 바와 같이, 회전 속도의 진치가 전기기계 스프링 공진각 주파수로 진동하고 있다. 자속 전류 지령의 결정법의 상세에 관해서는 후술하는데, 서브측 동기 전동기의 구동을 안정화시키기 위해 흘리는 d축 전류는, 전술한 바와 같이, 2대의 동기 전동기의 각도차가 정인지 부인지에 따라서, d축 전류의 보상 방향을 바꿀 필요가 있기 때문에, d축 전류는, 도 13 및 도 14의 위부터 2단째에 도시하는 바와 같이, 전기기계 스프링 공진각 주파수의 1주기마다 최대치를 나타내는 파형이 된다. 이와 같이, 각도차의 부호 변화의 영향에 의해, d축 전류에는, 전기기계 스프링 공진각 주파수의 정수배의 주파수 성분의 맥동이 포함된다. 또한, 전력 변환기(2)의 출력 전압에 오차가 있는 경우, dq축 전류에는 전기각주파수의 6배의 맥동성분이 중첩된다. 그 것을 제외하면, 도 13에 도시되어는 회전 속도의 진치, d축 전류 및 q축 전류의 각각의 파형과, 도 14에 도시되어는 회전 속도의 진치, d축 전류 및 q축 전류의 각각의 파형과의 사이에는 큰 상위는 없다.

도 15는 실시의 형태 1에 관한 구동 장치에서, 가상적으로 전력 변환기의 출력 전압 오차를 제로로 하여, 2대의 동기 전동기를 저속으로 병렬 구동시킨 때의 속도 추정 파형을 도시하는 도면이다. 도 15에는, 회전수의 진치가 실선으로 도시되고, 아크탄젠트법에 의한 회전수의 추정치가 1점쇄선으로 도시되고, 적응 자속 옵저버에 있는 회전수의 추정치가 파선으로 도시된다. 횡축은 시간을 나타낸다. 종축은 서브측 동기 전동기(1b)의 회전자의 회전수를 나타낸다.

실기 동등의 출력 전압 오차를 넣어서 2대의 동기 전동기를 저속으로 병렬 구동시킨 경우, 자속 전류의 변화에 수반하여 과도기적인 속도 추정 오차가 발생한다. 도 15에 의하면, 적응 자속 옵저버에 의한 속도 추정 오차는, 아크탄젠트법과 비교하여 작지만, 어느 방식이라도 속도 추정 오차가 생기고 있음을 알 수 있다.

도 16은 실시의 형태 1에 관한 구동 장치에서, 실기 동등의 출력 전압 오차를 넣어서, 2대의 동기 전동기를 저속으로 병렬 구동시킨 때의 속도 추정 파형을 도시하는 도면이다. 도 16에는, 도 15와 마찬가지로, 회전수의 진치가 실선으로 도시되고, 아크탄젠트법에 의한 회전수의 추정치가 1점쇄선으로 도시되고, 적응 자속 옵저버에 있는 회전수의 추정치가 파선으로 도시된다. 횡축은 시간을 나타낸다. 종축은 서브측 동기 전동기(1b)의 회전자의 회전수를 나타낸다.

일반적인 구동 장치를 이용한, 유체 이용 장치의 중에는, 전자 소음을 줄이기 위해(때문에), 캐리어 주파수를 10㎑ 이상으로 설정하는 것이 있다. 이와 같은 유체 이용 장치에서는, 출력 전압 오차가 커지는 경향이 있다. 도 15와 도 16을 비교하면, 도 16에서는, 추정 속도 파형의 S/N비(Signal to Noise Radio)가 크게 악화하고 있음을 알 수 있다. 이 경향은, 아크탄젠트법 및 적응 자속 옵저버의 각각의 속도 추정 오차에서 같다.

도 17은 도 15의 속도 추정 파형을 FFT 해석한 결과를 도시하는 도면이다. 도 17에는, 위부터 차례로 회전 속도의 진치와, 아크탄젠트법에 의한 속도 추정치와, 적응 자속 옵저버에 의한 속도 추정치가 도시된다. 각각의 횡축은 주파수이다. 도 17에 의하면, 점선의 테두리(B) 내에 도시하는 바와 같이, 전기기계 스프링 공진각 주파수의 정수배의 차수의 속도 추정 오차가 생기고 있음을 알 수 있다. 이들 속도 추정 오차의 주파수는, 도 13에 도시한 d축 전류인 자속 전류의 맥동성분의 주파수와 일치한다. 또한, 점선의 테두리(A) 내에 도시하는 바와 같이, 전기기계 스프링 공진각 주파수의 1차 성분에 관해서도, 진치와 추정치 사이에 진폭의 오차가 있다.

도 18은 도 16의 속도 추정 파형을 FFT 해석한 결과를 도시하는 도면이다. 도 18에는, 도 17과 마찬가지로, 위부터 차례로 회전 속도의 진치와, 아크탄젠트법에 의한 속도 추정치와, 적응 자속 옵저버에 의한 속도 추정치가 도시된다. 각각의 횡축은 주파수이다. 도 18에 의하면, 점선의 테두리(A) 내에 도시하는 바와 같이, 전기기계 스프링 공진각 주파수의 1차 성분에 수배의 오차가 있음을 알 수 있다. 또한, 점선의 테두리(B) 내에 도시하는 바와 같이, 전기기계 스프링 공진각 주파수의 정수배의 차수에 극히 큰 피크가 서 있음을 알 수 있다. 또한, 점선의 테두리(C) 내에 도시하는 바와 같이, 전력 변환기(2)의 출력 전압 오차 성분에 의해 고주파측에 피크가 서 있음을 알 수 있다.

도 17 및 도 18에 도시하는 해석 결과는, 자속 전류의 변화가 기존의 속도 추정기에 있어서 외란이 되는 것을 나타내고 있다. 또한 도 17에 도시하는 바와 같이 전력 변환기(2)의 출력 전압 오차가 없는 경우, 점선의 테두리(B) 내에 도시하는 바와 같이, 자속 전류의 맥동 주파수와 같은 주파수로 속도 추정 오차가 생기고 있기 때문에, 적절하게 속도 추정을 행할 수가 없다. 또한, 도 17의 점선의 테두리(B) 내에 도시하는 주파수 성분의 속도 추정 오차는, 또한 도 18과 같이 전력 변환기(2)의 출력 전압 오차가 있는 경우, 수배로부터 수십배로 증가하는 것이 있고, 구동 장치에서 큰 문제가 된다. 특허 문헌 1에서는, 2대의 동기 전동기의 속도차를 이용하여 자속 전류 지령을 연산하고, 서브측 동기 전동기(1b)의 구동을 안정화시키고 있지만, 도 17의 점선의 테두리(B) 내에 도시하는 바와 같은 속도 추정 오차가 있는 경우, 서브측 동기 전동기(1b)의 안정화를 도모할 수가 없다. 그 이유는 이하와 같다.

우선, 서브측 동기 전동기(1b)의 구동을 안정화시키기 위해 자속 전류 지령을 맥동시키면, 그에 의해 속도 추정에 예기치 못한 오차 성분이 나타난다. 그 오차 성분을 억누르기 위해 자속 전류 지령을 주파수로 맥동시켜 버리면, 서브측 동기 전동기(1b)가 가진(加振)되어, 서브측 동기 전동기(1b)의 진동이 커진다. 서브측 동기 전동기(1b)의 진동이 커지면, 서브측 동기 전동기(1b)의 구동의 안정화를 도모하기 위해 메인측 동기 전동기(1a)의 자속 전류 지령을 보다 크게 변화시키지 않으면 안된다. 이에 의해 속도 추정 오차가 더욱 증대한다는 악순환이 생긴다. 그 결과로서, 동기 전동기에는, 소음 및 진동이 증가하고, 모터 효율이 저하되는 등이 다양한 현상이 발생한다. 또한, 동기 전동기는, 토오크를 적절하게 발생할 수가 없어서 탈조하고, 또는 동작을 정지할 가능성이 있다.

특히 유체 이용 장치에, 특허 문헌 1에 개시된 기술을 이용한 경우, 저속역의 회전이 불안정하게 된다는 현상이 현저해진다. 유체 이용 장치의 부하는, 제곱 저감 토오크 부하인 것이 많고, 그 부하 특성은, 저회전측에서는 경부하이다. 제곱 저감 토오크 부하는, 전동기의 회전 속도의 제곱에 비례하여 부하 토오크가 증가하는 부하이다.

따라서 유체 이용 장치에서는, 저회전측으로 토오크 전류가 작아지지만, 전류가 작은 영역에서는 전력 변환기(2)의 출력 전압 오차의 보상 정밀도가 저하된다. 또한, 유체 이용 장치에서는, 저회전역에서 전동기의 속도 기전력이 저하되기 때문에, 출력 전압 오차의 영향이 상대적으로 커진다. 이에 의해, 상술한 속도 추정 오차가 증대하여, 2대의 동기 전동기의 속도차를 정확하게 구할 수가 없게 되고, 제어 불안정한 상태에 이른다. 본원 발명자는, 이 속도 추정 오차를 많이 포함하는 속도차 신호에 대해 다양한 필터링 처리를 시행하여, 안정성의 개선을 도모하였지만, 만족한 성능을 얻을 수가 없었다.

출력 전압 오차에 의해 저주파측에서 속도 추정 오차가 생기는 것은 일반적으로 알려져 있지만, 자속 전류를 변화시킴에 의해 속도 추정 오차가 생기는 것은, 본원 발명자의 검토에 의해 발견된 것이고, 공지가 아니다. 통상, 자속 전류 지령의 변화는 완만하기 때문에, 이와 같은 문제가 생기지 않기 때문이다. 그렇지만, 구동 장치에서는, 각도차가 제로에 가까운 때에 자속 전류를 급격하게 변동시킬 필요가 있다. 본원 발명자는, 그러한 사례를 상세하게 검증하는 중에서, 자속 전류를 변화시킴에 의해 속도 추정 오차가 생기는 것을 발견하였다. 그리고, 본원 발명자는, 이와 같은 속도 추정 오차가 있는 상태에서도, 2대의 동기 전동기를 안정하게 병렬 구동하기 위해, 과도기적인 속도 추정 오차의 영향을 배제하는 수법을 확립할 필요가 있다고 생각하고, 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크 전류의 맥동성분으로부터 자속 전류 지령을 연산하는 수법을 고안하는데 이르렀다. 본원 발명자의 조사의 결과, 서브측 토오크 전류의 맥동성분으로부터 자속 전류 지령을 결정한 경우, 특허 문헌 1에 개시된 방식에 비하여, 자속 전류 지령의 S/N비가 크게 개선되는 것이 판명되었다. 그 이유는 이하와 같다.

전술한 바와 같이, 자속 전류 변화에 의해 추정 속도 신호에는 많은 오차 성분이 발생한다. 이 영향을 회피하는 수단으로서 추정 자극 위치 신호에 부목한다. 추정 자극 위치 신호는, 그 계산 프로세스에서의 적분 처리에 의해, 추정 속도에 포함되는 오차 중의 고주파 성분이 제거되어 있다. 추정 자극 위치 신호의 저주파 성분에 관해서는 자속 전류 지령의 변화에 의한 오차 신호가 잔존하는데, 그 오차는 몇 번 정도로 수습된다.

여기서, 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크 전류에 관해 생각해 본다. 상전류를 자극 위치의 진치로 좌표 변환한 경우와, 자극 위치의 추정치로 좌표 변환한 경우에서는, 자극 위치의 오차가 몇번 정도면, 진정한 dq축에서 토오크 전류로 추정되는 dq축에서의 토오크 전류와의 오차는, 수% 미만이다. 이것은, cosine함수가 제로에 가까운 때에는 1에 근사할 수 있는 것을 생각하면, 자명하다.

이와 같이, 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크 전류는, 자속 전류를 변화시킨 경우에도 비교적 고정밀도로 구할 수 있다. 모터 정수의 변동의 영향에 의해 정상적인 위치 추정 오차가 생기는 경우는 있지만, 이것은 직류분의 추정 오차가 되기 때문에, 맥동성분 추출부(7)에 의해 맥동성분을 추출하는 경우에는 문제가 되지 않는다.

속도차가 아니라, 서브측 토오크 전류를 이용하여 안정화 보상을 행하는 편이 좋은 이유는 그 밖에도 있다. 팬, 블로어 등의 유체 이용 장치에서는, 기계계의 관성 모멘트가 큰 경우가 있다. 이와 같은 경우, 인버터가 과전류 정지할수록 토오크 맥동이 큰 때도, 속도 신호에 나타나는 맥동성분은 극히 작은 것이 있다. 이 경우, 속도 맥동이 관측할 수 있는 정도 커지고 나서 안정화를 도모하는 것은 아니라, 토오크 전류의 맥동이 어느 정도 커진 단계에서 안정화 보상을 행하는 편이 좋다. 이와 같은 사례에서는, 추정 속도 신호보다도 토오크 전류 신호의 쪽이 S/N비가 좋기 때문에, 토오크 전류 신호를 안정화 보상에 이용한 편이 좋다고 말할 수 있다.

이상의 이유에 의해, 실시의 형태 1에서는, 자속 전류 지령 결정부(9)에 의해, 서브측 동기 전동기(1b)에 흐르는 토오크 전류의 맥동성분을 기초로 자속 전류 지령이 결정된다.

도 19는 도 1에 도시하는 자속 전류 지령 결정부의 구성례를 도시하는 도면이다. 도 20은 도 19에 도시하는 부호 판정기에 의한 부호 판정 처리를 설명하기 위한 제1의 도면이다. 도 21은 도 19에 도시하는 부호 판정기에 의한 부호 판정 처리를 설명하기 위한 제2의 도면이다. 도 22는 도 19에 도시하는 부호 판정기에 의한 부호 판정 처리를 설명하기 위한 제3의 도면이다.

도 19에 도시하는 자속 전류 지령 결정부(9)는, 맥동 억제 제어부(91) 및 보상 방향 결정부(92)를 구비한다. 자속 전류 지령 결정부(9)는, 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크 전류의 맥동성분을 입력으로 하여, 맥동 억제 제어부(91)와 보상 방향 결정부(92)를 이용하여, 자속 전류 지령을 결정한다. 맥동 억제 제어부(91)는, 게인 승산부(911) 및 위상 조정부(912)에 의해 구성된다.

게인 승산부(911)는, 입력 신호인 토오크 전류 맥동성분의 게인을 조정한다. 위상 조정부(912)는, 입력 신호인 토오크 전류 맥동성분의 위상을 조정하고, 진폭이 조정된 맥동성분을 출력한다. 또한, 게인 승산부(911)와 위상 조정부(912)의 어느 일방만으로 계의 안정성을 확보할 수 있는 것이면, 맥동 억제 제어부(91)는, 반드시 게인 승산부(911) 및 위상 조정부(912)의 쌍방을 구비할 필요는 없다.

게인 승산부(911)는, 입력 신호인 토오크 전류 맥동성분에 특정한 게인을 승산하여 출력하는 것이고, 계의 안정성과 즉응성을 조절하는 역할을 갖는다. 게인은 동작 조건에 응하여 변경하여도 좋다. 예를 들면, 저속역에서는 게인을 높게 하고, 고속역에서는 게인을 낮게 하여도 좋다. 위상 조정부(912)는 예를 들면, 위상 지연 보상기, 로우패스 필터, 적분 제어기등으로 구성된다. 위상 지연 보상기는 고주파역에서 게인을 일정치 내려서 안정화를 도모하는 것이고, 산업계에서 반적으로 이용되고 있다. 로우패스 필터 및 적분 제어기에도 고주파역의 신호 위상을 변화시키는 성질이 있기 때문에, 위상 지연 보상기와 마찬가지로 로우패스 필터 또는 적분 제어기를 이용할 수 있다.

1차 로우패스 필터에 의한 근사 적분기를 위상 조정부(912)로서 사용하는 경우, 그 컷오프각 주파수는, 전기기계 스프링 공진각 주파수의 1/3 이하로 설정하면 좋다. 가능하면 전기기계 스프링 공진각 주파수의 1/10부터 1/20의 값으로 한다. 이와 같이 설정하면, 전기기계 스프링 공진각 주파수 부근에서 위상을 90도 전후 지연시킬 수 있고, 제어 안정성이 높아진다.

도 19에는 도시되어 있지 않지만, 맥동 억제 제어부(91)의 입출력의 어느 하나에 불감대를 마련하여도 좋다. 이 불감대는 전술한 맥동성분 추출부(7)로 모두 제거하지 않은 전기기계 스프링 공진 이외의 주파수 성분을 제거하는데 도움이 된다.

보상 방향 결정부(92)는, 부호 판정기(921) 및 승산기(922)에 의해 구성되고, 도 5부터 도 11에서 설명한 동작 원리에 따라, 2대의 동기 전동기의 각각이 구비하는 회전자의 자극 위치의 각도차로부터, 자속 전류 지령의 보상 방향을 결정한다. 부호 판정기(921)는 도 20부터 도 22에 도시되어는 부호 판정 처리를 행한다. 도 20부터 도 22의 횡축은, 부호 판정기(921)의 입력인 각도차를 나타낸다. 각도차는 도 11에 도시하는 바와 같이 정 또는 부의 값을 나타낸다. 도 20부터 도 22의 종축은 부호 판정기(921)의 출력의 값을 나타낸다.

가장 기본적인 부호 판정 처리는 도 20에 도시하는 방법이다. 부호 판정기(921)는, 각도차가 정을 나타내는 경우에는 「1」을 출력하고, 각도차가 부를 나타내는 경우에는 「-1」을 출력한다. 단, 도 20의 방법에서는 각도차가 제로에 가까운 때에 채터링이 발생할 우려가 있다. 그 때문에, 도 21과 같이 각도차가 제로에 가까운 영역에서는, 부호 판정기(921)의 출력을 「1」부터 「-1」로 서서히 전환하고, 또는 부호 판정기(921)의 출력을 「-1」부터 「1」로 서서히 전환하도록 구성하여도 좋다.

또한, 각도차가 큰 조건에서는, 각도차가 작은 조건에 비하여, 메인측 동기 전동기(1a)의 자속 전류의 변화량이 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크의 변화량에 미치는 영향이 커진다. 그 때문에, 도 22와 같이 각도차가 큰 영역에서는, 각도차가 커짐에 따라, 부호 판정기(921)의 출력치를 서서히 내리도록 하여도 좋다.

승산기(922)는 부호 판정기(921)의 출력과 맥동 억제 제어부(91)의 출력을 곱하여, 자속 전류 지령을 생성한다. 즉, 자속 전류 지령 결정부(9)에서는, 맥동 억제 제어부(91)에 의해 억제된 맥동성분과, 보상 방향 결정부(92)의 부호 판정기(921)에 의해 결정된 보상 방향에 의해, 자속 전류 지령을 결정한다. 이와 같이 생성된 자속 전류 지령을 이용함에 의한 효과는 이하와 같다.

여기까지 설명하여 온 바와 같이, 위치 센서리스 제어에 의한 구동 장치에서는, 저속 구동시에 자속 전류 지령의 변화에 의해 과도기적인 속도 추정 오차가 생긴다. 특허 문헌 1에 개시되는 바와 같이, 속도차를 이용하여 서브측 동기 전동기(1b)의 구동을 안정화시키는 방법에서는, 속도 추정 오차의 영향을 직접적으로 받아 버리기 때문에, 제어 불안정한 상태가 되여, 소음 및 진동이 증가하고, 모터 효율이 저하되는 등이 다양한 문제가 생긴다. 그 때문에, 특허 문헌 1에서는, 하나의 전력 변환기로 1대의 동기 전동기를 구동하는 기존의 동기 전동기 구동 장치에 비하여, 회전수의 하한을 높게 하여야 한다는 과제가 있다. 그 때문에, 기존의 동기 전동기 구동 장치로부터, 특허 문헌 1로 개시된 기술을 이용한 병렬 구동 장치에의 치환은 곤란하다.

이에 대해, 실시의 형태 1에 관한 구동 장치(100)는, 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크 전류의 맥동성분과, 2대의 동기 전동기의 자극 위치의 각도차를 이용하여, 자속 전류 지령을 결정하도록 구성되어 있다. 이에 의해, 자속 전류 지령의 S/N비가 개선되고, 속도 추정 오차의 영향을 받기 어렵게 된다. 그 결과, 소음 및 진동이 증가하고, 모터 효율이 저하되고, 탈조하는 등의 문제가 해결된다. 또한, 저속 구동시의 안정성이 개선되기 때문에, 회전수의 하한치는, 하나의 전력 변환기로 1대의 동기 전동기를 구동하는 기존의 동기 전동기 구동 장치와 동등한 값을 유지할 수 있다. 이에 의해, 기존의 동기 전동기 구동 장치를 실시의 형태 1에 관한 구동 장치(100)로 치환하는 것이 용이해진다.

실시의 형태 2.

실시의 형태 2에서는, 서브측 동기 전동기(1b)에서 소비되는 유효 전력의 맥동성분을 이용하여 자속 전류를 결정하는 구성례에 관해 설명한다. 소음 및 진동이 커지고, 모터 효율이 저하되는 등의 과제를 해결하려면, 전기기계 스프링 공진에 의한 서브측 동기 전동기(1b)의 자기 발진 현상을, 자속 전류가 크게 변화하는 조건이라도 정확하게 검출할 필요가 있다. 그를 위한 하나의 수법이 실시의 형태 1에서 기술한 토오크 전류의 맥동성분을 이용하는 수법이다. 단, 메인측 동기 전동기(1a) 및 서브측 동기 전동기(1b)에 접속되는 부하인 기계계(系)의 관성 모멘트가 비교적 큰 경우, 토오크 전류의 맥동성분 대신에 , 유효 전력의 맥동성분을 이용하여 자속 전류를 결정하여도 좋다. 전술한 바와 같이, 팬, 블로어 등의 유체 이용 장치에서는 기계계의 관성 모멘트가 큰 경우가 있기 때문에, 이와 같은 경우, 추정 속도 신호를 관측하는 것보다도, 유효 전력의 맥동성분을 관측한 편이 좋다.

도 23은 본 발명의 실시의 형태 2에 관한 구동 장치의 구성을 도시하는 도면이다. 실시의 형태 2에 관한 구동 장치(100A)는, 도 1에 도시하는 맥동성분 추출부(70) 대신에 , 맥동성분 추출부(70A)를 구비한다. 맥동성분 추출부(70A)는, 서브측 유효 전력 맥동성분 추출부(10)를 구비한다. 그 밖의 구성에 관해서는, 실시의 형태 1의 구성과 동일 또는 동등하고, 동일 또는 동등의 구성부에는 동일한 부호를 붙이고, 중복된 설명은 생략한다.

유효 전력(P_x)는 3상 전압 지령(v_u ^*, v_v ^*, v_w ^*)와 상전류(i_u ^*, i_v ^*, i_w ^*)를 이용하여 하기 (18)식에 의해 구할 수 있다. 첨자 「_x」는 메인측과 서브측을 구별하기 위한 것이다. R_a은 전기자 저항이다. 3상 전압 지령(v_u ^*, v_v ^*, v_w ^*)는, 전류 제어부(6)로부터 얻어진다. 상전류(i_u ^*, i_v ^*, i_w ^*)는 전류 검출부(4b)로부터 얻어진다.

[수식 18]

상기 (18)식의 우변의 제2항은 전기자 저항에 의한 동손을 나타낸다. 엄밀하게는 동손도 유효 전력의 일부이지만, 여기서 알고 싶은 정보는 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크 맥동에 상당하는 것이기 때문에, 동손을 공제하여 둔 편이 좋다. 단, 전기자 저항이 무시할 수 있는 정도로 작은 경우도 있기 때문에, 그 경우는 우변 제1항만을 계산하도록 하여도 상관없다.

기계계의 관성 모멘트가 크고, 또한, 속도 맥동이 미소한 경우, 유효 전력의 맥동은 토오크의 맥동에 의해 생긴 것이라고 생각된다. 따라서, 이 경우, 서브측 유효 전력 맥동성분 추출부(10)는, 실시의 형태 1에서 설명한 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7)와 같은 연산 처리를 행하여, 서브측 동기 전동기(1b)의 유효 전력으로부터 맥동성분을 추출한다. 이 정보를 이용하여 자속 전류 지령을 결정하면, 실시의 형태 1과 같은 효과를 얻을 수 있다.

또한, 실시의 형태 2의 자속 전류 지령 결정부(9)는, 실시의 형태 1과 마찬가지로 게인 승산부(911) 및 위상 조정부(912)에 의해 구성되는 맥동 억제 제어부(91)를 구비하는데, 실시의 형태 2의 게인 승산부(911)는, 입력 신호인 유효 전력 맥동성분의 게인을 조정하고, 실시의 형태 2의 위상 조정부(912)는, 입력 신호인 유효 전력 맥동성분의 위상을 조정한다. 또한, 실시의 형태 2의 맥동 억제 제어부(91)는, 실시의 형태 1과 마찬가지로, 게인 승산부(911)와 위상 조정부(912)의 어느 일방만으로 계의 안정성을 확보할 수 있는 것이면, 반드시 게인 승산부(911) 및 위상 조정부(912)의 쌍방을 구비할 필요는 없다.

실시의 형태 2는, 동기 전동기에 접속되는 부하의 관성 모멘트가 큰 경우에 유용하고, 실시의 형태 1에 비하여, 좌표 변환의 연산을 이용하지 않는 분만큼, 계산량이 적기 때문에, 간이한 구성의 연산 장치를 이용하는 경우에는 유용한다. 구체적으로는, 실시의 형태 1의 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7)는, 전류 검출부(4b)에서 검출된 3상 좌표계의 전류를, 자극 위치 추정부(5b)로부터의 신호를 이용하여, 회전한 직교 좌표계로 좌표 변환하여, 토오크 전류를 구하고, 그 토오크 전류의 맥동성분을 추출하고 있다. 이에 대해, 실시의 형태 2에서는, 서브측 유효 전력 맥동성분 추출부(10)가, 상기 (18)식과 같이, 전류 검출부(4b)에서 검출된 3상 좌표계의 전류를 그대로 이용하여 유효 전력을 구하고, 이 유효 전력의 맥동성분을 추출하고 있다. 그리고 실시의 형태 2의 자속 전류 지령 결정부(9)는, 이 맥동성분을 이용하여 자속 전류 지령을 결정할 수 있다. 그 때문에 실시의 형태 2에서는, 좌표 변환이 불필요하게 되고, 계산량이 적어진다. 관성 모멘트가 큰 어플리케이션인 경우, 상기한 바와 같이 유효 전력의 맥동성분을 관측함으로써, 좌표 변환이 1회 불필요해지기 때문에, 실시의 형태 2에서는 연산 부하를 줄이는 것이 가능해진다.

실시의 형태 3.

도 24는 본 발명의 실시의 형태 3에 관한 구동 장치의 구성을 도시하는 도면이다. 실시의 형태 3에 관한 구동 장치(100B)는, 도 1에 도시하는 맥동성분 추출부(70) 대신에 , 맥동성분 추출부(70B)를 구비한다. 맥동성분 추출부(70B)는, 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7)와, 메인측 토오크 전류 맥동성분 추출부(11)와, 제2의 감산기인 감산기(8a)를 구비한다. 그 밖의 구성에 관해서는, 실시의 형태 1의 구성과 동일 또는 동등하고, 동일 또는 동등의 구성부에는 동일한 부호를 붙이고, 중복된 설명은 생략한다.

실시의 형태 3에서는, 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크 전류의 맥동성분과 메인측 동기 전동기(1a)의 토오크 전류의 맥동성분의 차로부터 자속 전류 지령을 결정하는 구성례에 관해 설명한다. 실시의 형태 1, 2의 구동 장치(100, 100A)는, 메인측 동기 전동기(1a)의 토오크 전류의 맥동성분이 정상 상태에서는 미소한 것을 전제로 한 구성으로 되어 있다. 메인측 동기 전동기(1a)는 벡터 제어되고 있기 때문에, 토오크 전류 지령치가 일정치라면 메인측 동기 전동기(1a)의 토오크 전류는 지령치에 추종하여야 할 것이다. 그렇지만, 현실에는 다양한 외란 요인에 의해 메인측 동기 전동기(1a)의 토오크 전류는 맥동한다. 외란 요인으로서는, 전력 변환기(2)를 구성한 직렬의 상하 암의 반도체 소자의 단락 방지 시간, 전류 센서의 오프셋, 전류 센서의 게인 언밸런스, 회전자에 마련된 자석으로부터 발생하는 자속의 왜곡 등이 생각된다. 이들의 요인에 의한 토오크 전류 맥동은, 서브측 동기 전동기(1b)라도 마찬가지로 발생한다. 또한, 실시의 형태 1, 2에서는, 토오크 전류 지령에 어떠한 교류 성분이 중첩되어 있는 경우, 이것도 자속 전류 지령 결정부(9)에서는 외란이 된다. 토오크 전류 지령에 중첩된 외란 성분에 의해, 서브측 동기 전동기(1b)에도 그 주파수의 토오크 전류 맥동이 발생하는데, 당해 외란 성분은, 전기기계 스프링 공진에 의한 자기 발진과는 다른 원인으로 발생하는 것이기 때문에, 당해 외란 성분을 자속 전류 지령 결정부에 피드백하는 것은 적절하지가 않다.

실시의 형태 1의 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7)와 실시의 형태 3의 메인측 토오크 전류 맥동성분 추출부(11)는 하이패스 필터, 밴드 패스 필터 등에 의해 구성된다. 서브측 동기 전동기(1b)를 보다 정확하게 안정화시키기 위해서는, 상기한 외란 요인의 영향을 배제하는 것이 바람직하다. 그렇지만, 하이패스 필터에서는 외란의 제거 특성이 나쁘고, 밴드 패스 필터라도 외란의 제거 특성을 잘 하기 위해서는 전기기계 스프링 공진각 주파수의 계측이 필요해진다. 이러한 사정으로, 보다 간이한 방법으로 외란의 영향을 제거하기 위해, 실시의 형태 3은, 메인측 동기 전동기(1a)에서 발생하는 토오크 전류의 맥동성분을, 서브측 동기 전동기(1b)의 토오크 전류의 맥동성분으로부터 공제하도록 구성한 것이다.

그 때문에 실시의 형태 3에 관한 구동 장치(100B)는, 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7)에 더하여, 메인측 토오크 전류 맥동성분 추출부(11)를 구비한다. 또한 구동 장치(100B)는, 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7)로부터의 토오크 전류 맥동성분과 메인측 토오크 전류 맥동성분 추출부(11)로부터의 토오크 전류 맥동성분과의 차분을 구하는 감산기(8a)를 구비한다.

메인측 토오크 전류 맥동성분 추출부(11)는, 메인측 동기 전동기(1a)의 토오크 전류의 맥동성분을 계산한다. 계산법은 실시의 형태 1에서 기술한 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7)와 같은 방법이면 좋다. 감산기(8a)에서는, 2대의 동기 전동기의 각각에 발생하는 토오크 전류의 맥동성분의 차분이 계산되고, 자속 전류 지령 결정부(9)는, 당해 차분을 이용하여 자속 전류 지령을 결정한다.

이와 같이 구성함으로써, 보다 안정하게 2대의 동기 전동기를 병렬 구동하는 것이 가능해진다. 또한, 실시의 형태 3에서는, 2대의 동기 전동기의 각각에 발생하는 토오크 전류의 맥동성분의 차분을 이용하는 방법을 설명하였지만, 그 대신에 유효 전력의 맥동성분의 차분을 이용하여도 좋음은 말할 필요도 없다. 또한, 실시의 형태 3의 구동 장치(100B)는, 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7) 및 메인측 토오크 전류 맥동성분 추출부(11) 중, 일방이 토오크 전류의 맥동을 계산하고, 타방이 유효 전력의 맥동을 계산한 후, 이들의 맥동을 동일한 스케일으로 환산하고 나서 차분을 구하도록 구성하여도 좋다.

실시의 형태 4.

실시의 형태 4에서는, 실시의 형태 1, 2, 3에 관한 구동 장치(100, 100A, 100B)를 이용한 유체 이용 장치의 구성례에 관해 설명한다. 도 25는 본 발명의 실시의 형태 4에 관한 유체 이용 장치의 구성도이다. 실시의 형태 4에서는, 메인측 동기 전동기(1a)의 회전축에 프로펠러 팬(300a)이 마련되고, 서브측 동기 전동기(1b)의 회전축에 프로펠러 팬(300b)이 마련되어 있는 유체 이용 장치(300)에 관해 설명한다.

도 25에 도시하는 유체 이용 장치(300)는, 실시의 형태 1의 구동 장치(100)를 구비하고, 구동 장치(100)는 전력 변환기 구동 장치(200)를 구비한다. 전력 변환기 구동 장치(200)는, 프로세서(201) 및 메모리(202)를 구비한다. 도 1에 도시하는 각 기능, 즉 전류 제어부(6), 자극 위치 추정부(5a, 5b), 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7), 감산기(8) 및 자속 전류 지령 결정부(9)는, 프로세서(201) 및 메모리(202)를 이용하여 그 기능이 실현된다.

도 25에 도시하는 바와 같이 프로세서(201) 및 메모리(202)를 이용하는 경우, 상기한 각 기능의 각각은, 소프트웨어, 펌웨어 또는 이들의 조합에 의해 실현된다. 소프트웨어 또는 펌웨어는 프로그램으로서 기술되어, 메모리(202)에 기억된다. 프로세서(201)는 메모리(202)에 기억된 프로그램을 판독하여 실행한다. 또한 이들의 프로그램은, 상기한 각 기능의 각각이 실행하는 순서 및 방법을 컴퓨터에 실행시키는 것이라고도 말할 수 있다. 메모리(202)는, RAM(Random Access Memory), ROM(Read Only Memory), 플래시 메모리, EPROM(Erasable Programmable Read Only Memory), 또는 EEPROM(Electrically Erasable Programmable Read Only Memory)(등록상표)라는 반도체 메모리가 해당한다. 반도체 메모리는 불휘발성 메모리라도 좋고 휘발성 메모리라도 좋다. 또한 메모리(202)는, 반도체 메모리 이외에도, 자기 디스크, 플렉시블 디스크, 광디스크, 콤팩트 디스크, 미니 디스크 또는 DVD(Digital Versatile Disc)가 해당한다. 또한, 프로세서(201)는, 연산 결과 등의 데이터를 메모리(202)에 출력하여도 기억시켜도 좋고, 메모리(202)를 통하여 부도시의 보조 기억 장치에 당해 데이터를 기억시켜도 좋다.

또한, 유체 이용 장치(300)는, 구동 장치(100) 대신에 실시의 형태 2의 구동 장치(100A) 또는 실시의 형태 3의 구동 장치(100B)를 구비하여도 좋다. 이 경우, 도 23에 도시하는 전류 제어부(6), 자극 위치 추정부(5a, 5b), 서브측 유효 전력 맥동성분 추출부(10), 감산기(8) 및 자속 전류 지령 결정부(9)는, 프로세서(201) 및 메모리(202)를 이용하여 그 기능이 실현된다. 또한, 도 24에 도시하는 전류 제어부(6), 자극 위치 추정부(5a, 5b), 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부(7), 메인측 토오크 전류 맥동성분 추출부(11), 감산기(8), 감산기(8a) 및 자속 전류 지령 결정부(9)는, 프로세서(201) 및 메모리(202)를 이용하여 그 기능이 실현된다.

실시의 형태 1에서도 기술한 바와 같이, 전력 변환기(2)는 메인측 동기 전동기(1a) 및 서브측 동기 전동기(1b)에 임의의 교류 전력을 공급할 수 있는 것이면, 기본적으로 어떤 회로 구성이라도 상관없다. 전류 검출부(4a, 4b)에서 검출된 전류의 정보는 프로세서(201)에 송신된다.

2개의 프로펠러 팬(300a, 300b)은, 서로 동일 형상의 것이라도 좋고, 다른 형상의 것이라도 좋다. 또한, 2개의 프로펠러 팬(300a, 300b)의 공기의 유로는 반드시 같지 않아도 좋다. 예를 들면 유체 이용 장치(300)가 공기 조화기인 경우, 2개의 프로펠러 팬(300a, 300b)은, 당해 공기 조화기의 실외기 내의 송풍실에 마련된 2개의 송풍 팬에 상당하고, 상기한 공기의 유로는, 당해 송풍실에 상당한다. 송풍실은, 실외기의 측면판, 천장판, 저판, 열교환기 등에 둘러싸임으로써 형성되는 공간이다. 송풍실에는, 프로펠러 팬(300a, 300b)이 회전함에 의해 공기의 흐름이 형성된다.

2개의 프로펠러 팬(300a, 300b)의 회전수와 부하 토오크와의 특성은, 다른 편이 안정하게 병렬 구동하기 쉽기 때문에, 2대의 동기 전동기에 다른 형상의 팬을 마련하여도 좋고, 일방의 팬이 마련되는 유로의 단면적을, 타방의 팬이 마련되는 유로의 단면적보다도 작게 하여도 좋다. 또한, 일방의 동기 전동기로 프로펠러 팬을 구동하고, 타방의 동기 전동기로 펌프를 구동하는 등, 각각 다른 사양의 유체 이용 장치를 구동하는 구성으로 하여도 좋다.

또한 도 25에는 도시되어 있지 않지만, 유체 이용 장치(300)는, 전력 변환기(2)가 출력하는 전압을 검출하는 전압 검출부를 구비하고, 전압 검출부에서 검출된 전압 정보가 프로세서(201)에 입력되도록 구성하여도 좋다. 또한 도 25에는 도시되어 있지 않지만, 유체 이용 장치(300)는, 팬의 풍속을 계측하는 풍속 센서를 구비하고, 풍속 센서에서 검출된 풍속 정보가 프로세서(201)에 입력되도록 구성하여도 좋다. 또한 도 25에는 도시되어 있지 않지만, 팬에 의해 냉각된 대상물의 온도를 검출하는 온도 센서를 구비하고, 온도 센서에서 검출된 온도 정보가 프로세서(201)에 입력되도록 구성하여도 좋다.

유체 이용 장치(300)의 유체 부하는, 댐퍼 특성을 갖고 있고, 고회전역에서는, 그 댐퍼 특성이 오픈 루프 구동된 동기 전동기의 구동을 안정화시킨다. 그렇지만, 저회전역에서는, 그 댐퍼 특성이 약해지고, 동기 전동기의 구동이 불안정하게 되기 때문에, 유체 이용 장치(300)는 실시의 형태 1, 2, 3에서 기술한 병렬 구동법을 이용한다. 이에 의해, 실시의 형태 4에서는, 폭넓은 속도 범위에서 동기 전동기의 병렬 구동을 실현할 수 있다. 또한, 실시의 형태 4에서는, 고도의 토오크 제어의 필요가 없기 때문에, 하나의 전력 변환기로 1대의 동기 전동기를 구동하는 기존의 동기 전동기 구동 장치를 개수(改修)함에 의해, 비용의 증가를 억제하면서 2개의 프로펠러 팬(300a, 300b)을 구동 가능한 유체 이용 장치(300)를 얻을 수 있다.

실시의 형태 5.

실시의 형태 5에서는, 실시의 형태 4에 관한 유체 이용 장치(300)를 이용한 공기 조화기의 구성례에 관해 설명한다. 도 26은 본 발명의 실시의 형태 5에 관한 공기 조화기의 구성도이다. 실시의 형태 5에 관한 공기 조화기(400)는, 유체 이용 장치(300), 냉매 압축기(401), 응축기(403), 수액기(受液器)(404), 팽창밸브(405) 및 증발기(406)를 구비한다. 냉매 압축기(401)와 응축기(403)의 사이는 배관으로 접속된다. 마찬가지로, 응축기(403)와 수액기(404)의 사이는 배관으로 접속되고, 수액기(404)와 팽창밸브(405)의 사이는 배관으로 접속되고, 팽창밸브(405)와 증발기(406)의 사이는 배관으로 접속되고, 증발기(406)와 냉매 압축기(401)의 사이는 배관으로 접속된다. 이에 의해, 냉매 압축기(401), 응축기(403), 수액기(404), 팽창밸브(405) 및 증발기(406)에는 냉매가 순환한다. 또한, 도 26에서는 도시가 생략되어 있지만, 유체 이용 장치(300)는, 도 1 등에 도시하는 전류 검출부(4a, 4b), 자극 위치 추정부(5a, 5c) 등을 구비한다.

공기 조화기(400)에서는 냉매의 증발, 압축, 응축, 팽창이라는 공정이 반복 행하여지기 때문에, 냉매는 액체로부터 기체로 변화하고, 또한 기체로부터 액체로 변화함에 의해, 냉매와 기외(機外) 공기와의 사이에서 열교환이 행하여진다.

증발기(406)는, 저압의 상태에서 냉매액을 증발시켜서, 증발기(406) 주위의 공기로부터 열을 빼앗음에 의해, 냉각 작용을 발휘하는 것이다. 냉매 압축기(401)는, 냉매를 응축하기 위해 증발기(406)에서 가스화된 냉매 가스를 압축하여, 고압의 가스로 하는 것이다. 응축기(403)는, 냉매 압축기(401)에서 고온이 된 냉매 가스의 열을 방출함으로써, 고압의 냉매 가스를 응축하고, 냉매액으로 변환하는 것이다. 유체 이용 장치(300)는, 프로펠러 팬(300a, 300b)를 회전함에 의해, 바람을 발생시켜, 이 바람을 응축기(403)에 통과시킴에 의해, 응축기(403)를 냉각한다. 팽창밸브(405)는, 냉매를 증발시키기 위해, 냉매액을 조여서(絞り) 팽창하고, 냉매액을 저압의 액으로 변환하는 것이다. 수액기(404)는 순환하는 냉매량의 조절을 위해 마련된 것으로, 소형의 장치에서는 생략하여도 좋다.

공기 조화기(400)의 대출력화에 수반하여 응축기(403)가 대형화하면, 응축기(403)를 냉각하기 위한 냉각 장치로서 기능한 유체 이용 장치(300)의 냉각 성능을 증가시킬 필요가 생긴다. 단, 응축기(403)의 치수를 크게 하는데 맞추어서, 냉각 장치로서 기능하는 유체 이용 장치(300)의 사양 변경을 행하는 것은 번잡하다. 또한, 유체 이용 장치(300)의 냉각 성능을 증가시키기 위해, 유체 이용 장치(300)를 대출력화하기 위해서는, 유체 이용 장치(300)를 양산하기 위한 제조 라인의 변경이 필요해지는 경우도 있고, 제조 라인을 구축하기 위한 초기 투자가 불어난다. 그 때문에, 대형의 공기 조화기(400)에서는, 복수의 냉각 팬을 구비하는 유체 이용 장치(300)를 사용함으로써 냉각 성능을 향상시키고 있다.

또한, 공기 조화기(400)에는, 저비용화의 요구가 높고, 그 일방으로 에너지 절약 규제가 매년 강화되고 있기 때문에 고효율화도 요구되고 있다. 근래의 에너지 절약 규제에서는, 정격 동작점뿐만 아니라, 저출력 구동의 동작점에서의 구동 효율도 중요시된다. 그 때문에 냉각 팬의 동작 회전수의 하한치를 극력 내릴 필요가 있다.

여기까지 기술하여 온 바와 같이, 특허 문헌 1에서 개시되는 기술을 이용한 병렬 구동 장치는, 비용면에서는 매우 우수한 것이지만, 이것을 위치 센서리스 제어로 구성하려고 하면, 저회전역에서의 구동이 불안정하게 되는 과제가 있다. 특히 공기 조화기(400)에서는, 유체 이용 장치(300)의 전력 변환기(2)에서 발생하는 캐리어 소음을 줄이기 위해, 캐리어 주파수를 10㎑ 이상으로 높게 설정하는 경우가 많아, 출력 전압 오차가 증가하여, 저회전역에서의 구동이 불안정하게 되기 쉽다. 따라서, 공기 조화기(400)에, 특허 문헌 1에서 개시된 기술을 이용한 병렬 구동 장치를 이용한 경우, 공기 조화기(400)의 구동 동작 범위가 좁아진다는 과제가 있다. 그 때문에, 특허 문헌 1에서 개시된 기술을 이용한 병렬 구동 장치에서는, 공기 조화기(400)용의 냉각 팬에 요구되는 저비용화와 고냉각 성능을 양립시키는 것이 곤란하다.

실시의 형태 5에 관한 공기 조화기(400)는, 실시의 형태 1부터 3에서 기술한 병렬 구동법을 이용하여 있기 때문에, 저속역의 구동이 불안정하게 되는 일이 없고, 구동 가능 범위를 확대할 수 있다. 또한 실시의 형태 1부터 3에서 기술한 병렬 구동법은 위치 센서리스 제어를 전제로 하고 있기 때문에, 위치 센서를 이용하는 경우에 비하여, 공기 조화기(400)의 제조 비용을 저감할 수 있다. 따라서, 실시의 형태 1부터 3에 관한 구동 장치(100, 100A, 100B)에서는, 공기 조화기(400)용의 냉각 팬에게 요구되는 저비용화와 고냉각 성능을 양립시키는 것이 가능하다.

이상의 실시의 형태에 나타낸 구성은, 본 발명의 내용의 한 예를 나타내는 것으로, 다른 공지의 기술과 조합시키는 것도 가능하고, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위에서, 구성의 일부를 생략, 변경하는 것도 가능하다.

1a : 메인측 동기 전동기 1b : 서브측 동기 전동기
1c : 동기 전동기 2 : 전력 변환기
3 : 직류 전압원 4a, 4b : 전류 검출부
5a, 5b, 5c : 자극 위치 추정부 6 : 전류 제어부
7, 7A, 7B, 7C : 서브측 토오크 전류 맥동성분 추출부
8, 8a : 감산기 9 : 자속 전류 지령 결정부
10 : 서브측 유효 전력 맥동성분 추출부
11 : 메인측 토오크 전류 맥동성분 추출부
51 : 모델 편차 연산부 52 : 각속도 추정기
53 : 1차각주파수 연산기 54 : 적분기
70, 70A, 70B : 맥동성분 추출부 71 : 맥동 주파수 계측부
72 : 여현파 발생기 73 : 정현파 발생기
74 : 푸리에 여현계수 연산부 75 : 푸리에 정현계수 연산부
76 : 교류 복원기 91 : 맥동 억제 제어부
92 : 보상 방향 결정부 100, 100A, 100B : 구동 장치
200 : 전력 변환기 구동 장치 201 : 프로세서
202 : 메모리 300 : 유체 이용 장치
300a, 300b : 프로펠러 팬 400 : 공기 조화기
401 : 냉매 압축기 403 : 응축기
404 : 수액기 405 : 팽창밸브
406 : 증발기 511 : 전류 추정기
512 : 감산기 513 : 편차 연산기
911 : 게인 승산부 912 : 위상 조정부
921 : 부호 판정기 922 : 승산기

Claims (15)

1. 병렬 접속되는 제1의 동기 전동기 및 제2의 동기 전동기에, 전압 지령에 의거하여 전력을 공급하는 전력 변환기와,
   상기 제1의 동기 전동기에 흐르는 제1의 전류를 검출하는 제1의 전류 검출기와,
   상기 제2의 동기 전동기에 흐르는 제2의 전류를 검출하는 제2의 전류 검출기와,
   상기 제2의 동기 전동기에 흐르는 토오크 전류에 포함되는 토오크 전류 맥동 성분을 추출하는 맥동 성분 추출부와,
   상기 맥동 성분 추출부에서 추출된 토오크 전류 맥동 성분을 이용하여, 자속 전류 지령을 결정하는 자속 전류 지령 결정부와,
   상기 자속 전류 지령과 제1의 전류 검출기의 전류 검출 결과를 이용하여 상기 전압 지령을 상기 전력 변환기에 출력하는 제어부를 구비하고,
   상기 자속 전류 지령 결정부는, 맥동 억제 제어부와, 보상 방향 결정부를 구비하고,
   상기 맥동 억제 제어부는,
   상기 맥동 성분 추출부에서 추출된 토오크 전류 맥동 성분의 게인을 조정하는 게인 승산부와, 상기 토오크 전류 맥동 성분의 위상을 조정하는 위상 조정부의 적어도 일방을 갖고 있고,
   상기 보상 방향 결정부는,
   상기 제1의 동기 전동기의 회전자의 자극 위치와 상기 제2의 동기 전동기의 회전자의 자극 위치와의 각도차를 정부로 나타내어 출력하는 부호 판정기와,
   상기 부호 판정기의 출력과 상기 맥동 성분 제어부의 출력을 곱하여 상기 자속 전류 지령을 결정하는 승산기를 구비하는 것을 특징으로 하는 구동 장치.
2. 제1항에 있어서,
   상기 제1의 전류 검출기가 검출하는 상기 제1의 전류를 이용하여, 상기 제1의 동기 전동기의 상기 회전자의 상기 자극 위치를 추정하는 제1의 자극 위치 추정부를 구비하고,
   상기 제어부는, 상기 자속 전류 지령과 상기 자극 위치를 이용하여 상기 전압 지령을 출력하는 것을 특징으로 하는 구동 장치.
3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
   상기 제어부는 상기 제1의 동기 전동기에 흐르는 자속 전류가 상기 자속 전류 지령의 값과 일치하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 구동 장치.
4. 제1항 또는 제2항에 있어서,
   상기 자속 전류 지령이 상기 제2의 동기 전동기의 구동을 안정화하는 것을 특징으로 하는 구동 장치.
5. 제1항 또는 제2항에 기재된 구동 장치를 구비하는 것을 특징으로 하는 공기 조화기.
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