WO2015182352A1 - 同期電動機の制御装置およびそれを用いたドライブシステム - Google Patents

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WO2015182352A1
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WO
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synchronous motor
phase
neutral point
control device
point potential
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PCT/JP2015/063426
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岩路　善尚
誠己 羽野
岡本　直樹
岳 梅津
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
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    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/187—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using the star point voltage

Definitions

  • the present invention relates to a motor driving technique applied to applications requiring torque control such as rotational speed control of pumps, fans, compressors, spindle motors, etc., positioning control of conveyors, elevators, mechanical devices, and electric assist.
  • motor drive devices are used for rotational speed control of fans, pumps, compressors, etc., torque assist devices such as electric power steering, as well as conveyors, elevators, positioning control, etc. It is used.
  • motor drive devices in these fields permanent magnet type synchronous motors (hereinafter referred to as “PM motors”), which are small and highly efficient AC motors, are widely used.
  • PM motors permanent magnet type synchronous motors
  • a position sensor such as a resolver or Hall IC is indispensable.
  • sensorless control that performs rotational speed and torque control of a PM motor without using this position sensor has been widespread.
  • the cost of the position sensor (the cost of the sensor itself, the cost of the sensor wiring, the cost of the sensor installation and adjustment work) can be reduced, and the size of the device is reduced by the amount that the sensor is unnecessary.
  • benefits such as the use of a computer in a poor environment.
  • sensorless control of PM motors directly detects the induced voltage (speed electromotive force) generated by the rotation of the rotor and drives the PM motor as rotor position information, or from the PM motor mathematical model A position estimation technique for estimating and calculating the rotor position is employed.
  • Patent Document 1 applies a pulse voltage to two phases of a three-phase PM motor, detects a remaining one-phase open voltage that is not energized, and obtains position information from the voltage. Since the open-phase electromotive voltage is generated according to the position of the rotor of the PM motor, it can be used for estimating the rotor position.
  • This electromotive voltage is a voltage that is generated when the inductance in the motor changes slightly due to the relationship between the permanent magnet magnetic flux attached to the rotor of the PM motor and the energization current due to the pulse voltage. Is possible. This is called “magnetic saturation electromotive voltage”.
  • 120 energization drive that selects and energizes two of the three phases is essential. In order to drive without a position sensor, it is necessary to switch these energized phases according to the position of the rotor.
  • the “magnetic saturation electromotive voltage” generated in the open phase is used for switching the energized phase.
  • Patent Document 1 The magnetic saturation electromotive force changes so as to increase or decrease monotonously depending on the position of the rotor. Therefore, in Patent Document 1, a “threshold” is provided for the open phase electromotive voltage, and position sensorless control is performed by switching to the next energized phase when the magnetic saturation electromotive voltage reaches the threshold. At that time, the “threshold value” is an extremely important setting factor. The threshold value varies slightly for each motor or for each phase winding of the motor, and it is necessary to set them appropriately. Patent Document 2 describes a technique for automatically performing the adjustment work for each motor.
  • Patent Document 2 by performing an automatic threshold adjustment routine in advance with respect to the technique described in Patent Document 1, it is not necessary for the operator to manually adjust the system, and the system startup work is saved. .
  • Patent Documents 3 and 4 a PM motor having a Y-connected three-phase stator winding is used, and the connection point potential of the Y-connected three-phase winding is referred to as a neutral point potential. By observing, the position of the rotor is estimated.
  • Patent Document 3 describes a voltage pulse insertion method for observing a neutral point potential.
  • the neutral point potential is observed in conjunction with the PWM pulse when pulse width modulation is performed using the voltage applied to the inverter that drives the PM motor, and the rotor position is estimated and calculated instantaneously. It is noted that it is possible.
  • Patent Document 1 can generate
  • Patent Document 2 has a description regarding automatic adjustment of “threshold value” which is an important setting constant for realizing sensorless driving of Patent Document 1.
  • threshold value is an important setting constant for realizing sensorless driving of Patent Document 1.
  • the methods of Patent Documents 1 and 2 are both based on 120-degree energization drive, current harmonics when driving the PM motor are extremely large. As a result, an increase in harmonic loss and vibration / noise due to torque pulsation may be problematic. In order to drive the PM motor, ideally, driving with a sine wave current is desirable.
  • Patent Documents 3 and 4 show that the PM motor can be driven from zero speed by a sine wave current by observing the neutral point potential of the stator winding of the PM motor. Further, there is no structural limitation of the PM motor (for example, limitation such as being limited to an embedded magnet type), and versatility is high. However, these Patent Documents 3 and 4 have the following problems that have not been solved.
  • Patent Document 3 shows a method of switching the three-phase energized phases using the observed neutral point potential. How to set the specific neutral point potential for switching, There is no mention of differences due to the specifications or the three-phase imbalance. For this reason, in order to implement
  • Patent Document 4 shows that when two types of voltage patterns are applied, the neutral point potential in each voltage pattern is observed and the rotor position of the PM motor can be estimated and calculated by signal processing thereof. However, it is not possible to cope with three-phase imbalance. For example, when only the inductance of a specific phase is different from the others, a large pulsating component is generated at the estimated rotor position. Two types of voltage patterns can be created by pulse width modulation using a normal triangular wave carrier. To detect the neutral point potential corresponding to each voltage pattern, the controller functions as an AD converter, There must be plenty of timers. When an inexpensive microcomputer is used, these functions are insufficient, and the method of Patent Document 4 cannot be applied as it is.
  • the object of the present invention is to automatically adjust the magnetic saturation characteristics and the three-phase unbalance characteristics for each individual motor to be controlled, and to use a high torque sine without using a rotor position sensor near zero speed.
  • An object of the present invention is to provide a control device for a synchronous motor that realizes wave driving.
  • a PM motor with a Y-connected three-phase stator winding is the target to be driven, DC is energized by the inverter before actual operation driving, the PM motor rotor is moved to a predetermined phase, Apply a pulsed voltage to obtain a neutral point potential that is the potential at the Y connection point of the stator winding.
  • the acquired value is stored in the non-volatile memory of the controller, and the rotor position of the PM motor is estimated based on this value. realizable.
  • the position estimation calculation can be performed by a simple algorithm, so that it can be realized by an inexpensive microcomputer.
  • This device is intended to drive a three-phase permanent magnet synchronous motor 4 (hereinafter abbreviated as PM motor 4), and is broadly divided into an Iq * generator 1, a controller 2, a DC power supply 31, an inverter main unit.
  • the circuit 32, the gate driver 33, the virtual neutral point potential generator 34, the inverter 3 including the current detector 35, and the PM motor 4 to be driven are configured.
  • a PM motor is taken as an example in this embodiment, but other types of AC motors can be applied as long as they are motors that can obtain magnetic saturation characteristics with respect to the rotor position.
  • the Iq * generator 1 is a control block that generates a torque current command Iq * for the PM motor 4, and corresponds to an upper controller of the controller 2. For example, it functions as a speed controller that controls the rotational speed of the PM motor 4 or a block that calculates a necessary torque current command from the state of a load device such as a pump and gives it to the controller 2.
  • the controller 2 is a controller that performs vector control of the PM motor 4 without a rotor position sensor, and automatically performs an “actual operation mode” that realizes a normal position sensorless operation and adjustment work for individual PM motors before the actual operation. Both functions of "adjustment mode" to be performed are installed, and these operations are switched by a switch in the block.
  • the controller 2 includes an Id * generator 5a that gives an excitation current command Id * to the PM motor 4, and 5b, a signal adder 6, a d-axis current controller IdACR7, a q-axis current controller IqACR8, and a dq-axis Dq inverse converter 9 that converts voltage commands Vd * and Vq * into three-phase AC voltage commands Vu0, Vv0, and Vw0, and pulse width modulation that creates a gate pulse signal that drives inverter 3 based on the three-phase AC voltage command (PWM) 10, current reproducer 11 that reproduces the three-phase AC current from the DC bus current of the inverter 3, and the reproduced three-phase AC currents Iuc, Ivc, and Iwc on the dq coordinate axis that is the rotor coordinate axis of the PM motor 4
  • a dq converter 12 for converting to a value
  • a neutral point potential amplifier 13 for amplifying and detecting the neutral point potential Vn of
  • SW21a to e are switched to the “1” side, and a vector control system using position estimation based on neutral point potential and dq axis current control is realized.
  • the parameters required by the position estimator 15 in the actual operation mode are obtained by switching the SW 21a to e to “0” and using an algorithm in the adjustment mode described later.
  • Each switch SW21a-e performs the following switching.
  • SW21a the signal is switched so that the observed neutral point potential is used for the position estimator 15 in the actual operation mode drive and is used for the estimation parameter setter in the adjustment mode.
  • SW21b the signal is switched so that the conversion phase to the dq converter 12 and the dq inverse converter 9 is given to the estimated phase ⁇ dc in the actual operation mode, and to the phase setter 17 in the adjustment mode.
  • SW21c and d switch current commands Id * and Iq * when performing current control.
  • the d-axis current command uses a signal from the Id * generator 5a in the actual operation mode and a signal from the Id * generator 5b in the adjustment mode.
  • Iq * is switched by SW21d so that the signal of Iq * generator 1 is given in the actual operation mode and zero in the adjustment mode.
  • the SW 21e switches so as to give a signal of the Vn detection potential generator in order to detect a neutral point potential necessary in the adjustment mode.
  • the phase current of the PM motor 4 is detected by detecting the DC bus current by the current detector 35 and reproducing the phase current by the current regenerator 11 inside the controller 2. There is no problem even if a phase current sensor is used. Since the operation of the current reproducer 11 is not directly related to the characteristic part of the present case, detailed description thereof is omitted. Further, although the neutral point potential Vn of the PM motor 4 is observed with reference to the virtual neutral point potential Vnc of the virtual neutral point potential generator 34, the reference potential can be arbitrarily taken. The detection can be performed using another reference potential, for example, the ground level of the DC power supply 31 of the inverter 3 as a reference.
  • FIG. 2 (a) is a vector display of the output voltage of the inverter 3 on the ⁇ coordinates.
  • Two zero vectors (V (0, 0, 0) and V (1, 1, 1)) and six non-zero vectors (V A to V F ) are voltage patterns that can be output by the inverter.
  • the numerical value “1, 0, 0” of V (1, 0, 0) indicates the switch state of the U, V, W phase of the inverter main circuit
  • “1” is the upper element on
  • the inverter uses these eight voltage vectors (including two zero vectors) to create a sinusoidal pulse pattern. For example, if an arbitrary voltage command V * is in the area (3) of FIG. 2 (a), the vector V B , V C and the zero vector surrounding it are combined to correspond to V *. Has created a voltage.
  • ⁇ d is defined counterclockwise with respect to the ⁇ axis (coincident with the U-phase stator winding position).
  • FIGS. 3A and 3B show the neutral point potentials V nA and V nD when the voltage vectors V A and V D are applied as an example.
  • V nA , V nB , V nC , V nD , V nE , V nF are used as the names of neutral point potentials.
  • These are voltage vectors V A , V B , V C , V D , It means the neutral point potential generated when V E and V F are applied.
  • each neutral point potential is observed as a divided potential of the stator windings L u , L v , L w . If the inductance of each winding is equal, the neutral point potential is completely zero. However, in practice, the inductance changes according to the rotor position because the magnetic flux of the rotor affects the winding.
  • FIG. 4 shows the result of observing the neutral point potential by applying a voltage vector to an actual PM motor. Both V nA and V nD show changes according to the rotor position. By utilizing the dependence of the neutral point potential on the rotor position, the position of the rotor can be estimated (Patent Documents 3 and 4).
  • the rotor position is estimated using a part of the waveform shown in FIG.
  • FIG. 5 shows an example of linearization focusing on the change of V nA in FIG.
  • V n F a ( ⁇ d ) (FIG. 4 (a))
  • ⁇ d F a ⁇ 1 (V n ) that is the inverse function thereof.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the position estimator 15 that operates in the actual operation mode.
  • ⁇ dc60 A 1 ⁇ V n0 + B 1 ⁇ ⁇ ⁇ ( Equation 1) Is calculated using the multiplier 152 and the adder 6.
  • a 1 and B 1 of the linear function values set in advance in the adjustment mode are used.
  • ⁇ dc60 is set to be calculated in the range of ⁇ 30 [deg]
  • the stepped wave signal ⁇ dc0 for every 60 degrees output from the ⁇ d reference value generator 153 is added to it, and 0 to 360 [deg]
  • An estimated phase ⁇ dc is obtained.
  • Equation 1 the function of (Equation 1) can be achieved by moving the rotor position to a predetermined phase and observing the neutral point potential. Since it takes a long time, it is desirable to automate.
  • FIG. 9 shows an algorithm of the adjustment mode for obtaining V nA0 and V nA1 shown in FIG.
  • SW21a to d are set to the “0” side, and only SW21e is left on the “1” side.
  • This I 0 is a current value required to move the rotor, but as a guide, it may be equivalent to the rated current of the PM motor 4.
  • any PM motor can be used to easily automatically adjust parameters necessary for position sensorless driving, and sensorless driving of a highly versatile PM motor can be performed. realizable.
  • the adjustment algorithm is configured on the assumption that the neutral point potential detection characteristics are such that, as shown in FIG. 7, for example, the neutral point potential for each voltage vector changes equally.
  • the neutral point potential used in the present invention is a system that detects the influence of a minute change in the inductance of each phase and is easily affected by imbalance.
  • FIG. 10 shows the measurement result of the neutral point potential of a certain PM motor.
  • V nA , V nC , and V nE shows a different change. These include the effect of the three-phase imbalance of the motor itself and the effect of variations in the neutral point potential detection circuit (virtual neutral point generator 34 in FIG. 1). However, in the first embodiment, these variations for each phase cannot be compensated for in the adjustment mode.
  • the obtained parameters are set in the phase estimator 15B (FIG. 12) in this embodiment.
  • the parameter setter 151B performs the calculation of ⁇ dc60 by switching the parameters A1, A2, A3, and B1, B2, B3 according to the respective sections. As a result, variations of the individual three phases are compensated, and the rotor phase ⁇ dc can be calculated accurately.
  • a control apparatus for a synchronous motor according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
  • the position of the rotor phase is estimated by dividing the electrical angle of 360 degrees every 60 degrees with reference to zero degrees.
  • the detected waveform of the neutral point potential is not a target in each 60-degree period, and an error becomes large for linear approximation.
  • FIG. 5 (c) it is possible to obtain some reference points and approximate them with broken lines, but the processing becomes complicated and the operation time in the adjustment mode becomes long.
  • FIG. 13 shows a principle comparison between the previous embodiment (FIG. 13 (a)) and the present embodiment (FIG. 13 (b)). For example, if the 60-degree period for detecting V nA is performed in the range of -60 to 0 degrees, a large error occurs in part. In the present embodiment, linearization is performed in the range of ⁇ 75 to ⁇ 15 degrees by shifting by 15 degrees as shown in FIG. 13 (b). Then, the detected V nA becomes a symmetric waveform, and the error in linear approximation is greatly reduced.
  • FIG. 14 shows an algorithm of the adjustment mode of this method.
  • FIG. 14 is described in association with the algorithm of the first embodiment (FIG. 9).
  • (S2) and (S6) in FIG. 9 are only changed to (S2C) and (S6C) in FIG.
  • the position to which the rotor is moved is changed to ⁇ 75 [deg] and ⁇ 15 [deg], and the neutral point potential V nA is acquired in each, and finally the parameters A 1 and B 1 are acquired. Is calculated.
  • sensorless driving capable of more accurate position estimation can be realized by shifting the rotor position in the adjustment mode by 15 degrees.
  • the three-phase imbalance can be realized in the same manner if it is performed based on the second embodiment and the moving position of the rotor in the adjustment mode is shifted by 15 degrees as a whole.
  • the present invention is a sensorless drive based on the neutral point potential of the PM motor, but the dependency of the neutral point potential on the rotor position is the most important factor.
  • the neutral point potential, to the rotor phase theta d as shown in FIG. 4, constitute a basis to control system varies in a cycle of two times.
  • a change in neutral point potential may not be targeted.
  • the peak values of the values in the vicinity of 90 degrees and -90 degrees have also decreased. This phenomenon is more likely to occur in PM motors with higher power density.
  • a high power density motor has a high magnetic flux density and is therefore strongly influenced by the permanent magnet magnetic flux.
  • VA near 0 degrees generates a current in the direction of increasing the magnetic flux of the magnet
  • near 180 degrees generates a current in the direction of canceling out the magnetic flux of the magnet.
  • a waveform is obtained depending on whether the magnetic saturation is accelerated or relaxed.
  • the estimation results will be different between -60 to 0 degrees and 120 to 180 degrees, resulting in distortion in the current waveform and torque. It will be a factor such as pulsation.
  • V A and V D are voltage vectors in which the switch state is completely inverted, and a pulse voltage in the reverse direction is applied to the PM motor.
  • Equation 2 The calculation of the following is performed using both the neutral point potential V nA and V nD obtained by applying each of V A and V D.
  • V nS V nA -V nB ( Equation 2)
  • V nS has a symmetrical waveform as shown in FIG. 16 because V nA and V nD are symmetrical. In FIG. 16, the waveforms near 0 degree and around 180 degrees are completely symmetric, and the above-mentioned problem is solved.
  • FIG. 17 shows an adjustment mode algorithm of the present embodiment.
  • 9 is based on (S4) and (S8) in FIG. 9 in (S4-1) to (S4-3), (S8-1) to (S8-3) in FIG. )
  • two voltage vectors V A and V D are applied to obtain V nS0 and V nS1 .
  • estimation parameters A 1 and B 1 are obtained, and position estimation is performed in the actual operation mode.
  • V A and V D are alternately applied, and V nS is used as the neutral point potential.
  • the PM motor is driven with high response and high quality (low torque pulsation, low loss, etc.) by obtaining the neutral point potential of the predetermined phase by the adjustment mode.
  • the adjustment mode is performed only once as the first operation when the motor is combined with the controller, and cannot cope with a temporal change in motor characteristics.
  • a PM motor is a motor with little change with time in principle, but the temperature of the motor may change from several tens of degrees to about 100 degrees during driving. Due to the temperature change, the characteristics of the permanent magnet attached to the rotor may change, and as a result, the neutral point potential may fluctuate.
  • the adjustment mode is an operation mode only for the first time, and there is a high possibility of adjustment under conditions where the temperature of the PM motor is low.
  • the motor main body when the PM motor is driven in the actual operation mode, the motor main body generates heat due to copper loss or iron loss, and may have characteristics different from those in the adjustment mode.
  • the neutral point potential in the adjustment mode should be as close as possible to the temperature condition in the actual operation mode.
  • the processes (P1) and (P2) are newly added to the adjustment mode algorithm (FIG. 9) of the first embodiment.
  • SW21a to d are once set to the adjustment mode.
  • I 0 is changed to a predetermined value, and phase ⁇ dc is changed in order of 0, 120, and ⁇ 120 [deg], and PM Energize the motor 4.
  • the energization of (P2) is intended to cause a loss in the PM motor 4 by flowing current and raise the motor temperature to a value close to the actual operation, and the energization pattern may be arbitrary. However, it is better to change the energization phase so that the current does not concentrate on a specific phase.
  • FIG. 19 is a principle diagram showing how a PWM pulse is generated in the pulse width modulation generator 10 in the controller 2.
  • PWM pulse trains PV u , PV v , and PV w are generated by comparing the triangular wave carrier with the three-phase voltage commands V u0 , V v0 , and V w0 , where the triangular wave carrier has a downward period of Tc1 and an upward period of Tc2. .
  • the three-phase voltage command changes in a sine wave shape, it can be regarded as constant with respect to the triangular wave carrier period as shown in the figure.
  • the controller needs to have a function capable of realizing it. Specifically, this function is not found unless it is a 32-bit high-performance macro processor. Moreover, although it is a simple process, arctangent and coordinate conversion are difficult to implement with an inexpensive microcomputer (requires processing time).
  • Patent Document 4 it is impossible to take measures against variations in motor characteristics, particularly three-phase imbalance, and the motor constants are not required. On the other hand, there is a disadvantage that measures cannot be taken when variations occur in the motor constants.
  • FIG. 19B is a waveform of an example of pulse shift.
  • the U-phase voltage command V u0 is increased (the correction result is V u1 ), and the corresponding amount is decreased in the Tc2 period (V u2 ).
  • the increment of the Tc1 period is decreased in the Tc2 period, and the average value of both is corrected so as to match the original Vu0 .
  • a common DC bias is added to the three-phase command so that the intermediate phase (Mid) becomes zero (since “three-phase common DC bias” is a zero-phase component for the motor, There is no effect on the motor).
  • V nA and V nD may be performed by sampling the neutral point potential at the time when the carrier wave crosses zero. Further, each neutral point potential may be detected once in the Tc1 period and the Tc2 period, and as described in Patent Document 4, sampling is performed twice at a predetermined timing within a half cycle of the carrier. There is no need, and a high-performance controller (microcomputer) is not necessary, and it can be realized by an inexpensive microcomputer.
  • FIG. 20 is a block diagram of the controller 2D for realizing the pulse shift.
  • the command value corrector 22 corrects the three-phase voltage commands Vu0, Vv0, Vw0 to the Tc1 period and Tc2 period, and outputs the command voltages as Vu1, Vv1, Vw1, and Vu2, Vv2, Vw2. To do.
  • FIG. 21A shows the rotor position (position of the magnetic flux ⁇ m) divided into six regions.
  • M1 is in the range of 225 ⁇ d ⁇ 285 [deg]
  • M2 is 285 ⁇ d ⁇ 345. It is defined as [deg] range. This definition is defined in consideration of the linearity of the neutral point potential as shown in the third embodiment (the phase is shifted by 15 degrees).
  • the area of the voltage command V * can be classified into six areas V1 to V6 as shown in FIG. 21 (b).
  • the voltage command V * is a three-phase voltage command expressed on the ⁇ axis. For example, when V * exists in the region of V2 as shown in the figure, in principle, the triangle of the region of V2 V * is output using the voltage vector, V A , V B , and zero vector located at the vertex.
  • the rotor position regions M1 to M6 and the voltage applied to the motor regions V1 to V6 change independently of each other.
  • a speed electromotive force is generated in a direction orthogonal to the rotor position. Therefore, if the rotor position is determined, the voltage to be output should be determined almost uniquely.
  • the induced voltage is small in the low speed range, and the voltage command changes transiently in various directions. Therefore, it is necessary to perform pulse shift assuming any conditions.
  • FIG. 22 shows the rotor position areas M1 to M6 and two voltage vectors necessary for detecting the neutral point potential in each of these areas. That is, if the rotor position region (any one of M1 to M6) is specified, the output of the two voltage vectors shown in FIG. 22 is essential regardless of the value of the voltage command. Therefore, it is necessary to perform a pulse shift with respect to the original voltage command so that these detection voltage vectors are always output.
  • FIG. 23 A method for realizing such a pulse shift is shown in FIG. 23 and FIG.
  • the horizontal axis in FIG. 23 indicates the position area of the rotor, and the vertical axis indicates the voltage area. If the rotor position area and the voltage area are specified in FIG. 23, voltage command correction methods [A], [B], and [C] necessary for the rotor position area and the voltage area are determined. The voltage correction methods [A], [B], and [C] are shown in FIG. If the original three-phase voltage command is assigned to the maximum phase (Max), intermediate phase (Mid), and minimum phase (Min), and the correction shown in FIG. 24 is performed for each command, the necessary voltage vector is output. Is possible. Note that “Vsh” in FIG. 24 is a voltage value corresponding to the voltage vector for Vn detection. If this value is set to a large value, the output period of the voltage vector for detection becomes longer.
  • the correction of the maximum phase Max and the minimum phase Min is performed without correcting the intermediate phase Mid.
  • the maximum phase Max is not corrected, but the intermediate phase Mid and the minimum phase Min are corrected.
  • the sampling timing of the neutral point potential is [A]] is the timing when the corrected intermediate phases Mid1, Mid2 are in contact with the triangular wave carrier, [C] is the maximum phase Max1, Max2 is in contact with the triangular wave carrier Match the timing.
  • the specific voltage command correction is performed by correcting the Tc1 period and the Tc2 period with respect to the original voltage commands Max, Mid, and Min, and Max1, Mid1, Min1, and Max2, Mid2, Min2 Output as.
  • the average value of these correction results coincides with the original commands Max, Mid, and Min.
  • the present invention it is possible to realize the pulse shift according to the rotor position and the voltage command, and the rotor is not limited to the steady state of the PM motor, but also to a transient change. It becomes possible to drive continuously and stably without losing sight of the position information. (Seventh embodiment) Next, a seventh embodiment of the present invention will be described.
  • FIG. 25 is an actual view of the drive system for the synchronous motor according to the present embodiment.
  • the synchronous motor drive system 23 is packaged inside the motor 4 as one system. By integrating everything in this way, wiring between the motor and the inverter can be eliminated. As shown in FIG. 25, the wiring of the integrated drive system is only the power line to the inverter 3 and the communication line for returning the rotation speed command and the operation state.
  • the neutral point potential of the motor 4 it is necessary to extract the neutral point potential of the motor 4.
  • the neutral point potential can be easily wired by integrating the motor and the drive circuit portion in this way.
  • the integrated system can be integrated extremely compactly, and downsizing can be realized.
  • FIG. 26 shows a hydraulic drive system, which is used for transmission hydraulic pressure, brake hydraulic pressure, and the like inside an automobile.
  • the part number 23 is the synchronous motor drive system in FIG. 25, and the oil pump 24 is attached to the motor.
  • the oil pump 24 controls the hydraulic pressure of the hydraulic circuit 50.
  • the hydraulic circuit 50 includes a tank 51 that stores oil, a relief valve 52 that keeps the hydraulic pressure below a set value, a solenoid valve 53 that switches the hydraulic circuit, and a cylinder 54 that operates as a hydraulic actuator.
  • the oil pump 24 generates hydraulic pressure by the synchronous motor drive system 23 and drives the cylinder 54 which is a hydraulic actuator.
  • the load of the oil pump 24 changes, and a load disturbance occurs in the synchronous motor drive system 23.
  • the load may be several times greater than the steady-state pressure, and the motor may stop.
  • no problem occurs because the rotor position can be estimated even in the stopped state.
  • the relief valve 52 can be eliminated. That is, the hydraulic pressure can be controlled without a relief valve that is a mechanical protection device for avoiding an excessive load on the motor.
  • FIG. 28 is a positioning device using a motor, and shows an overall block configuration thereof.
  • a positioning device 70 is connected as a load of the motor 4.
  • the Iq * generator 1E functions as a speed controller.
  • the speed command ⁇ r * is given as an output of the position controller 71 which is a higher-level control block.
  • the subtractor 6E the actual speed ⁇ r is compared, and Iq * is calculated so that the deviation becomes zero.
  • the positioning device 70 is a device using a ball screw, for example, and is adjusted by the position controller 71 so that the position is controlled to a predetermined position ⁇ *.
  • the position sensor is not attached to the positioning device 70, and the estimated position value ⁇ dc in the controller 2 is used as it is. Accordingly, it is not necessary to attach a position sensor to the positioning device, and position control can be performed.
  • the present invention is a technique for constructing a synchronous motor control device and a drive system using the same based on the premise of no position sensor.
  • This motor can be used for conveyors, elevators, extruders, machine tools as well as rotational speed control for fans, pumps (hydraulic pumps, water pumps), compressors, spindle motors, and air conditioning equipment. is there.

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Abstract

　三相固定子巻線がY接続された交流電動機（４）の回転子位置センサレスの、停止・低速域からの安定駆動を実現する方式として、固定子巻線がY接続された点の電位（Vn）を検出し、回転子位置との関係を自動調整する手法を提案する。　三相固定子巻線がY接続された三相同期電動機（４）と、該電動機を駆動するインバータ（３）を備え、前記同期電動機（４）に直流通電して回転子を所定位置に移動させ、移動させた状態で、インバータ（３）からパルス状の電圧を印加し、該パルス電圧印加時において、前記Y接続点の電位（Vn）である中性点電位を取得し、該取得した値に基づいて前記同期電動機（４）を駆動する同期電動機の制御装置である。

Description

同期電動機の制御装置およびそれを用いたドライブシステム
　本発明は、例えばポンプ、ファン、圧縮機、スピンドルモータなどの回転速度制御や、コンベア、昇降機、機械装置の位置決め制御、ならびに電動アシストなどトルク制御を必要とする用途に適用する電動機駆動技術に関する。
　家電・産業・自動車などの分野では、例えば、ファン、ポンプ、圧縮機などの回転速度制御、ならびに電動パワーステアリングなどのトルクアシスト機器、さらには、搬送機、昇降機、位置決め制御などにモータ駆動装置が用いられている。これらの分野のモータ駆動装置では、小形・高効率の交流電動機である永久磁石型同期電動機（以下、「ＰＭモータ」と称する）が幅広く用いられている。しかし、PMモータを駆動するには、モータの回転子の磁極位置の情報が必要であり、そのためのレゾルバやホールＩＣ等の位置センサが必須となる。近年では、この位置センサを用いずに、ＰＭモータの回転数やトルク制御を行うセンサレス制御が普及している。
　センサレス制御の実現によって、位置センサにかかる費用（センサそのもののコストや、センサの配線にかかるコスト、センサの取り付け調整作業にかかる費用）が削減でき、また、センサが不要となる分、装置の小型化や、劣悪な環境下での使用が可能になるなどのメリットも生まれている。
　現在、PMモータのセンサレス制御は、ロータが回転することによって発生する誘起電圧（速度起電圧）を直接検出し、回転子の位置情報としてPMモータの駆動を行う方式や、PMモータの数式モデルから、回転子位置を推定演算する位置推定技術などが採用されている。
　これらは原理的には速度起電圧を利用する方式であり、停止、低速域など、速度起電圧が小さくなる領域では適用困難となる。よって、これらの技術は、主に中高速域以上の速度域にて適用されており、低速域はV/F一定制御のようなオープンループ制御が用いられている。オープンループ制御の場合、モータの発生トルクを自在に制御することができないため、低速域の制御性は悪く、また、効率も劣化してしまう。
　これらに対し、低速域から回転子位置情報を得る方式がすでに提案されている。
　特許文献１は、三相のＰＭモータの２つの相にパルス電圧を印加し、通電していない残りの１相の開放電圧を検出して、その電圧から位置情報を得るものである。この開放相の起電圧は、ＰＭモータの回転子の位置に応じて発生するため、回転子位置の推定に利用できる。この起電圧は、ＰＭモータの回転子に取り付けられた永久磁石磁束と、パルス電圧による通電電流の関係によって、モータ内のインダクタンスが微小に変化することで発生する電圧であり、停止状態においても観測可能である。これを「磁気飽和起電圧」と称している。
　また、この方式では、通電していない相（開放相）の起電圧を観測するため、三相のうち、二相を選択して通電する120通電駆動が必須となっている。位置センサレスで駆動するには、これらの通電相を回転子の位置に応じて切り替えていく必要がある。その通電相切替に、開放相に発生する「磁気飽和起電圧」を利用している。
　磁気飽和起電圧は、回転子の位置に応じて単調増加、あるいは減少するように変化する。そこで、特許文献１では、開放相起電圧に「閾値」を設け、その閾値に磁気飽和起電圧が到達した時点で、次の通電相へ切り替えるようにして、位置センサレス制御を行っている。その際、「閾値」が極めて重要な設定要素となる。閾値は、モータ毎、あるは、モータの相巻線毎に微妙にばらつきを持っており、それらを適切に設定する必要がある。その調整作業を、モータ毎に自動的に実施する手法が、特許文献２に記されている。
　特許文献２では、特許文献１に記された手法に対し、予め、閾値の自動調整ルーチンを実行することで、作業者が手動で調整する必要がなくなり、システムの立ち上げ作業が省力化される。
　これらの公開特許は、１２０度通電駆動を前提としているものであるが、正弦波駆動の手法もすでに報告されている。特許文献３、４では、PMモータとして三相固定子巻線がY結線されたものを用いて、そのY結線された三相巻線の接続点電位（これを中性点電位と呼ぶ）を観測することで、回転子の位置を推定している。
　特許文献１のように開放相を観測する必要がないため、三相に同時に通電することが可能であり、PMモータを理想的な正弦波電流で駆動することができる。しかし、中性点電位の検出は不可欠である。
　特許文献３では、中性点電位を観測するための電圧パルスの挿入方法が記されている。また、特許文献４では、PMモータを駆動するインバータの印加電圧を利用し、パルス幅変調を行う際のPWMパルスに連動して中性点電位を観測し、瞬時に回転子位置の推定演算が可能であることが記されている。
特開２００９－１８９１７６号公報 特開２０１２－１０４７７号公報 特開２０１０－７４８９８号公報 国際公開番号ＷＯ２０１３／１５３６５７ Ａ１
　特許文献１記載のものは、モータが停止・低速状態において、脱調することなくトルクを発生することができる。また、特許文献２では特許文献１のセンサレス駆動を実現するための重要な設定定数である「閾値」の自動調整に関する記載がある。しかしながら、これら特許文献１、２の手法は、いずれも１２０度通電駆動がベースなるため、PMモータ駆動時の電流高調波は極めて大きい。その結果、高調波損失の増大化や、トルク脈動による振動・騒音が問題となる場合がある。PMモータを駆動するには、理想的には正弦波電流での駆動が望ましい。
　特許文献３、４記載のものは、PMモータの固定子巻線の中性点電位を観測することで、正弦波電流によってPMモータを零速度から駆動できることが示されている。また、PMモータの構造的な制限（例えば、埋め込み磁石型に限定されるなどの制限）はなく、汎用性も高い。しかしながら、これら特許文献３、４には、解決されていない以下の課題がある。
　特許文献３には、観測された中性点電位を用いて三相の通電相を切り替える手法が示されているが、具体的な切替の中性点電位をどのように設定するのか、モータの仕様による違いや、三相のアンバランスへの対応が記されていない。このため、特許文献３の手法を実現するには、モータ毎の調整作業が必要となり、実用上問題である。特に、量産品に適用することは困難である。
　特許文献４では、２種類の電圧パターンを印加した際に、各々の電圧パターンにおける中性点電位を観測し、それらの信号処理によってPMモータの回転子位置を推定演算できることが示されている。しかしながら、三相アンバランスへの対応はできず、例えば、ある特定相のインダクタンスのみが他と異なっている場合、推定された回転子位置に大きな脈動成分が発生してしまう。また、２種類の電圧パターンは、通常の三角波キャリアによるパルス幅変調によって作成可能であるが、それぞれの電圧パターンに対応した中性点電位を検出するには、制御器の機能として、ＡＤコンバータやタイマーなどが豊富に用意されている必要がある。安価なマイコンを使用した場合、これらの機能は不十分であり、特許文献４の手法をそのまま適用することはできない。
　本発明の目的は、制御対象となるモータ個体毎の磁気飽和特性、ならびに三相アンバランス特性などを自動調整し、かつ、零速度近傍において、回転子位置センサを用いずに、高トルクな正弦波駆動を実現する同期電動機の制御装置を提供することにある。
　三相固定子巻線がY接続されたPMモータを駆動対象とし、実運転駆動前にインバータによって直流通電を行い、PMモータの回転子を所定位相に移動させ、移動させた状態で、インバータからパルス状の電圧を印加して、固定子巻線のY接続点の電位である中性点電位を取得する。この取得した値を制御器の不揮発メモリ上に記憶しておき、この値に基づいてPMモータの回転子位置推定を実施することで、零速度から高トルク駆動が可能な同期電動機の制御装置が実現できる。
　本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下の通りである。
　本発明によれば、PMモータの中性点電位と回転子位置の関係を予め取得できるため、どのような磁気回路特性を持ったモータであっても、簡単な調整アルゴリズムによって低速域のセンサレス駆動が実現できる。この結果、これまで公開された方式に対して、振動・騒音の少ない高トルク駆動が可能となる。また、調整後の実運転駆動では、簡便なアルゴリズムによる位置推定演算が可能となるため、安価なマイコンによる実現も可能となる。
第１の実施の形態に係る同期電動機の制御装置の構成を表す図である。 第１の実施の形態に係るインバータの出力電圧のベクトル表記を示す図である。 第１の実施の形態に係るPMモータの中性点電位の発生原理を示す図である。 第１の実施の形態に係る中性点電位の実測例の波形図である。 第１の実施の形態に係る中性点電位の線形化に係わる波形図である。 第１の実施の形態に係るすべての種類の中性点電位の変化を示す波形図である。 第１の実施の形態に係るセンサレス駆動に用いる中性点電位の変化を示す波形図である。 第１の実施の形態に係る位置推定器のブロック構成図である。 第１の実施の形態に係る調整モード時のアルゴリズムを示すフロー図である。 第２の実施の形態に係るセンサレス駆動に用いる中性点電位のばらつきの様子を示す波形図である。 第２の実施の形態に係る調整モード時のアルゴリズムを示すフロー図である。 第２の実施の形態に係る位置推定器のブロック構成図である。 第３の実施の形態に係る中性点電位の線形化に係わる波形図である。 第３の実施の形態に係る調整モード時のアルゴリズムを示すフロー図である。 第４の実施の形態に係る中性点電位の実測例の波形図である。 第４の実施の形態に係る2種類の中性点電位の合成による波形図である。 第４の実施の形態に係る調整モード時のアルゴリズムを示すフロー図である。 第５の実施の形態に係る調整モード時のアルゴリズムを示すフロー図である。 第６の実施の形態に係るPWMパルス波形作成原理を示す波形図である。 第６の実施の形態に係る制御器のブロック構成図である。 第６の実施の形態に係る回転子位置領域、ならびに電圧指令領域を示すベクトル図である。 第６の実施の形態に係る回転子位置領域と、その領域において必須となる電圧ベクトルの関係を示す図である。 第６の実施の形態に係る回転子位置領域と電圧指令領域とから、必要な電圧指令補正方法を選択する図である。 第６の実施の形態に係る電圧指令補正方法を示す図である。 第７の実施の形態に関わる一体型のモータ駆動システムの構成を表す図である。 第８の実施の形態に関わる油圧ポンプシステムの構成を表す図である。 第８の実施の形態に関わる油圧ポンプシステムにて、リリーフバルブを取り除いた構成を表す図である。 第９の実施の形態に関わる位置決め制御システムの構成を表すブロック図である。
　以下本発明の実施の形態を図を用いて説明する。
　（第１の実施の形態）
　図１～９を用いて、本発明の第１の実施の形態に関わる交流電動機の制御装置について説明する。
　この装置は、三相の永久磁石同期電動機４（以下PMモータ４と略）の駆動を目的とするものであり、大別すると、Iq＊発生器１、制御器２、直流電源３１、インバータ主回路３２、ゲートドライバ３３、仮想中性点電位発生器34、電流検出器35を含むインバータ３、駆動対象であるPMモータ４を含んで構成される。
　尚、駆動対象としては、本実施形態ではＰＭモータを例に挙げるが、回転子位置に対する磁気飽和特性が得られる電動機であれば、他の種類の交流電動機であっても適用可能である。
　Iq＊発生器１は、PMモータ４のトルク電流指令Iq*を生成する制御ブロックであり、制御器２の上位の制御器に相当する。たとえば、PMモータ４の回転速度を制御する速度制御器であったり、ポンプなどの負荷装置の状態から必要なトルク電流指令を演算して制御器２へ与えるブロックとして機能する。
　制御器２は、PMモータ４を回転子位置センサレスでベクトル制御する制御器であり、通常の位置センサレスを実現する「実運転モード」と、実運転前のPMモータ個別への調整作業を自動で行う「調整モード」の両方の機能を搭載しており、ブロック内の切替器によってこれらの動作を切り替えている。
　制御器２は、PMモータ４への励磁電流指令Iｄ＊を与えるＩｄ＊発生器5a、ならびに5b、信号の加算器６、ｄ軸電流制御器IdACR７、ｑ軸電流制御器IqACR８、ｄｑ軸上の電圧指令Vd＊、Vq＊を三相交流電圧指令Vu0、Vv0、Vw0に変換するｄｑ逆変換器9、三相交流電圧指令に基づいて、インバータ３を駆動するゲートパルス信号を作成するパルス幅変調(PWM)器10、インバータ３の直流母線電流から三相交流電流を再現する電流再現器11、再現された三相交流電流Iuc、Ivc、IwcをPMモータ４の回転子座標軸であるｄｑ座標軸の値に変換するｄｑ変換器12、PMモータ４の中性点電位Vnを、仮想中性点電位発生器34の仮想中性点電位Vncを基準に増幅して検出する中性点電位増幅器13、観測された中性点電位をサンプル/ホールドして制御器内部に取り込むサンプル/ホールダー14、中性点電位に基づきPMモータ４の回転子位置を推定演算する位置推定器15、推定された回転子位置θdcに基づき、回転子速度を推定する速度演算器16、調整モード時に回転子位置を強制的に所定位置に移動させる位相設定器17、実運転時の位置推定に必要となるパラメータを設定する推定パラメータ設定器18、調整モード時にIq＊（＝０）を与える零発生器19、調整モード時に中性点電位を取得するための電圧を生成する検出電圧発生器20、実運転モードと調整モードとを切り替える切替器SW21a～eからなる。
　実運転モードでは、SW21a～eは「1」側に切り替えられ、中性点電位に基づく位置推定、ならびにｄｑ軸の電流制御を用いたベクトル制御系が実現される。実運転モード時に位置推定器15で必要となるパラメータは、SW21a～eを「0」側に切り替え、後述する調整モード時のアルゴリズムによって取得する。
　それぞれの切替器SW21a～eは以下の切替を行っている。SW21aでは、観測された中性点電位を実運転モード駆動時は位置推定器15に使用し、調整モード時は推定パラメータ設定器に用いるように信号を切り替えている。SW21bでは、ｄｑ変換器12、ｄｑ逆変換器9への変換位相を、実運転モード時は推定位相θdcに、また、調整モード時は位相設定器17によって与えるように信号を切り替えている。SW21c、dは、電流制御を行う際の電流指令Id*、Iq*を切り替えている。ｄ軸電流指令は、実運転モードではId*発生器5aを、調整モード時はIｄ*発生器5bからの信号を使用する。また、Iq＊は、実運転モード時はIｑ*発生器1の信号を、調整モード時には零を与えるようにSW21dにて切り替えている。SW21eは、調整モード時に必要な中性点電位を検出するために、Vｎ検出電位発生器の信号を与えるように切り替える。
　尚、本制御装置では、PMモータ４の相電流の検出は、直流母線電流を電流検出器35によって検出し、制御器2内部の電流再現器11にて相電流を再現しているが、直接相電流センサを用いても何ら支障はない。電流再現器11の動作は、本件の特徴部分とは直接無関係であるので、詳細説明は省略する。また、PMモータ４の中性点電位Vnは、仮想中性点電位発生器34の仮想中性点電位Vncを基準に観測しているが、基準となる電位は任意に取ることができる。他の基準電位、例えば、インバータ３の直流電源31のグランドレベルなどを基準に用いても検出可能である。
　次に、中性点電位に基づく位置センサレス駆動の原理について説明する。
　インバータ３の出力電圧は、三相のスイッチングデバイス（Sup～Swn)のそれぞれのスイッチ状態に応じて、全部で８通りのパターンになる。図２(a)は、インバータ３の出力電圧をαβ座標上でベクトル表示したものである。２つの零ベクトル（V(0、0、0）とV(1、1、1)）と、６つの零でないベクトル（VA～VF）が、インバータの出力できる電圧パターンとなる。尚、図のV(1、0、0）の数値「1、0、0」は、インバータ主回路のU、V、W相のスイッチ状態を示し、「１」は上側素子のオン、「０」は下側素子のオンを意味する。すなわち、V(1、0、0)は、U相が上側素子がオン、V相、W相は下側素子がオンの状態を意味する。
　インバータは、これら８つの電圧ベクトル（２つの零ベクトルを含む）を用いて、正弦波状のパルスパターンを作成する。例えば、ある任意の電圧指令V*に対し、その指令が図２(a)の（３）の領域にあるとすると、それを囲むベクトルVB、VCならびに零ベクトルを組み合わせて、V*相当の電圧を作成している。
　また、PMモータ４の回転子位置θdとの関係は図２（b）のようになる。通常はα軸（U相固定子巻線位置に一致）を基準に、反時計方向回りにθdを定義する。
　次に、これらの電圧ベクトルに対する中性点電位の変化について述べる。図３(a)、(b)に、例としてVA、VDの電圧ベクトルを印加した際の中性点電位VnA、VnDを示す。尚、以後、中性点電位の名称として、VnA、VnB、VnC、VnD、VnE、VnFを用いるが、これらはそれぞれ電圧ベクトルVA、VB、VC、VD、VE、VFを印加した際に生じる中性点電位を意味するものとする。
　図３に示すように、各中性点電位は、固定子巻線Lu、Lv、Lwの分圧電位として観測される。仮に、各巻線のインダクタンスが等しいとすると、中性点電位は完全に零となる。しかしながら、実際には、回転子の磁石磁束が巻線に影響することで、インダクタンスは回転子位置に応じた変化を示す。図４は、実際のPMモータに対して電圧ベクトルを印加して、中性点電位を観測した結果である。VnA、VnDとも、回転子位置に応じた変化を示している。この回転子位置による中性点電位の依存性を利用することで、回転子の位置推定が可能になる（特許文献３、４）。
　本発明では、図４の波形の一部分を利用して、回転子位置の推定演算を行う。
　図５に、図４のVnAの変化に着目した線形化の例を示す。例えば、VnAの-60[deg]から0[deg]までの変化を直線とみなし、Vn=Fa(θd）として関数化する（図4（a））。その場合、位置推定の際には、その逆関数であるθd=Fa -1(Vn)を用いることで、Vnから回転子位置θdを推定することが可能である。
　これを実現するには、θdに対する２点の中性点電位が取得できればよい。例えば、-60[deg]に回転子を移動し、その位置でVAを印加し中性点電位VnA0を取得し、さらに回転子を0[deg]の位置に移動してVAを印加し中性点電位VnA1を取得すればよい。この線形化は、図５(b)のように、-60[deg]から0[deg]の範囲内で近似すれば、近似の度合いが変化するものの、原理的には位置推定は可能である。また、図５(c)のように、60[deg]の範囲内で複数点を取得して、精度を向上させてもよい。
　インバータ３が出力できる電圧ベクトルは、零を除いて６つあるため、実際には６つの中性点電位が観測可能である。それらの観測結果の例を図６に示す。これら６つの中性点電位を回転子位置60度毎に選択して使用すると、図７のような波形になる。図７に示すように、３つの中性点電位VnA、VnC、VnEを６０度毎に順番に使用することで、対象な波形が観測でき、よりシンプルなアルゴリズムによって回転子位置の推定が可能になる。
　図８は、実運転モード時に動作する位置推定器15の構成を示すブロック図である。
　中性点電位Vn0（実際には、VnA、VnC、VnEのいずれか）を入力し、
    θdc60=A1・Vn0+B1・・・(数1)
 の計算を、乗算器152、加算器6を用いて実施する。一次関数のパラメータA1、B1は、前もって調整モード時に設定した値を利用する。θdc60は±30[deg]の範囲で算出されるように設定し、それにθd基準値発生器153が出力する60度毎の階段波信号θdc0を加算し、0～360[deg]の推定位相θdcが得られる。
　上記の位置推定アルゴリズムによって、極めてシンプルな回転子位置の推定演算が実現可能になるが、その際、(数１)におけるパラメータＡ1、Ｂ1の設定が重要となる。
　(数１)の関数は、図５（a）に示したように、回転子位置を所定位相に移動して、中性点電位を観測すればよいのだが、それを手動で行うのは多大な時間を要するため、自動化するのが望ましい。
　図９に、図５（a）に示したVnA0、VnA1を取得するための調整モードのアルゴリズムを示す。図において、(S1)にて、SW21a～dを「０」側にし、SW21eのみ「１」側のままにしておく。次に(S2)にて、位相設定器17においてθdc=-60[deg]を出力し、同時にId*発生器5ｂの出力をI0に設定する。このI0は、回転子を動かすに必要な電流値とするが、目安としては、ＰＭモータ4の定格電流相当とすればよい。(S2)の設定によって、θdc=-60[deg]の位置に直流電流が発生する。この電流に引き付けられて、回転子は移動し、θdc=-60[deg]の位置で停止する。次に、(S3)にてSW21eを「０」に切り替える。この時点で、直流電流は一旦遮断される。次に、(S4)にて、Vn検出電圧発生器20から電圧ベクトルVAを出力し、中性点電位VnAを取得する。このVnAは、回転子位置θdが-60[deg]であることから、図５(a)におけるVnA0に一致する。同様にして、(S5)から(S8)の処理によって、VnA1を取得する。この結果、中性点電位と回転子位置の関係を線形近似可能となり、(S9)にて線形化に必要な２つの係数A1、Ｂ1を求める。この係数演算は、推定パラメータ設定器18にて実施され、位置推定器15のパラメータ設定器151にセットされる。以上で、調整モードは終了し、（S10)にて実運転モードに切り替えて終了となる。
　以上のように、本発明の実施形態に従えば、どのようなＰＭモータを用いても、簡単に位置センサレス駆動に必要なパラメータの自動調整が可能となり、汎用性の高いPMモータのセンサレス駆動が実現できる。
（第２の実施の形態）
　次に、図１０、１１、１２を用いて、本発明の第２の実施の形態に関わる同期電動機の制御装置について説明する。
　第１の実施形態では、簡便な調整アルゴリズムによって、特性が未知のＰＭモータへの対応が可能となる手法を示した。本第２の実施形態では、個々のＰＭモータにおける三相アンバランスの問題を解決する手段を提供する。
　第１の実施形態では、中性点電位の検出特性は、例えば図７に示したように、各電圧ベクトルに対する中性点電位が等しく変化するものとして、調整アルゴリズムを構成した。しかし、実際のＰＭモータでは、製造誤差や材料のばらつきによって、三相のアンバランスが発生することが多い。特に、本発明で利用している中性点電位は、各相のインダクタンスの微小変化の影響を検出するものでもあり、アンバランスの影響を受け易い方式である。
　図１０は、あるＰＭモータの中性点電位の測定結果である。VnA、VnC、VnEのそれぞれが、異なった変化を示している。これらは、モータそのものの三相アンバランスによるものと、、中性点電位の検出回路（図1の仮想中性点発生器34）のばらつきによる影響も同時に含まれている。しかしながら、第１の実施形態では、これらの相毎のばらつきは、調整モードでは補償することはできない。
　本実施形態では、これらの問題を解決するため、3種類それぞれの中性点電位毎に調整作業を実施する。そのアルゴリズムを図１１に示す。図において、(R1)から(R5)の処理において、回転子位置を-60度に移動し、図１０におけるVnC1ならびにVnA0を取得する。同様に、(R6)～(R10)にて回転子位置を0[deg]に移動してVnA1、ならびにVnE0を取得し、最後に(R11)～(R15)にて回転子位置を60[deg]に移動してVnE1、VnC0を取得する。この間、回転子位置は３か所（-60、0、60[deg]）に移動している。これらの中性点電位から、それぞれの６０度期間の近似関数のパラメータA1～A3、B1～B3を（R16）にて演算する。
　得られたパラメータは、本実施形態における位相推定器15B（図１２）にセットされる。パラメータ設定器151Ｂは、A1、A2、A3、ならびに、B1、B2、B3のパラメータを、それぞれの区間に応じて切り替えてθdc60の演算を実施する。この結果、三相個別のばらつきは補償され、回転子位相θdcは正確な値を演算できるようになる。
（第３の実施の形態）
　次に、図１３、１４を用いて、本発明の第３の実施の形態に関わる同期電動機の制御装置について説明する。
　第１、ならびに第２の実施形態では、回転子位相として、零度を基準として、電気角360度を60度毎に分割して位置推定を行った。しかしながら、検出される中性点電位の波形は、各６０度期間において対象ではなく、線形近似するには誤差が大きくなってしまう。もちろん、図５（c)のように、何点かの基準点を取得して、折れ線での近似も可能であるが、処理が複雑化し、また調整モードの動作時間も長くなってしまう。
　本発明による第３の実施形態では、この問題を解決する。
　図13に、これまでの実施形態（同図(a)）と、本実施形態(同図(b))の原理上の比較を示す。例えば、VnAを検出する60度期間を-60～0度の範囲で行うと、一部分で大きな誤差が発生する。本実施形態では、図13(b)のように15度だけずらして、-75～-15度の範囲で線形化を実施する。すると、検出されるVnAが対称波形となり、線形近似する際の誤差が大幅に縮小する。
　この方式の調整モードのアルゴリズムを図１４に示す。図１４は、第１の実施形態のアルゴリズム（図９）と対応付けて記載している。図９の(S2)ならびに(S6)が、図１４において、(S2C)ならびに(S6C）に変更されただけである。図１４では、回転子を移動させる位置が、-75[deg]、ならびに-15[deg]に変更され、それぞれにおいて、中性点電位VnAを取得して、最後にパラメータA1、B1を演算している。
　実運転モードでは、位相推定器15のθｄ基準発生器の基準値を15度ずらす必要があるが、大きな変更ではない。
　以上のように、調整モードの回転子位置を１５度ずらすことで、より高精度な位置推定が可能なセンサレス駆動が実現できる。尚、三相アンバランスに関しては、第２の実施形態に基づいて実施し、調整モード時の回転子の移動位置を全体に15度ずらせば、全く同様に実現することが可能である。
（第４の実施の形態）
　次に、図１５、１６、１７を用いて、本発明の第４の実施の形態に関わる同期電動機の制御装置について説明する。
　本発明は、ＰＭモータの中性点電位に基づくセンサレス駆動であるが、その中性点電位の回転子位置に対する依存性が最も重要な要因になる。
　基本的には、中性点電位は、図４に示したように回転子位相θdに対して、２倍の周期で変化するもとして制御系を構成している。しかしながら、ＰＭモータによっては、中性点電位の変化が対象にならない場合がある。例として、図１５のようなVnA、VnDのような特性になるＰＭモータが存在する。図のVnAは、0度付近と180度付近とで値に差が生じていることがわかる。また、90度、-90度付近の値もピーク値が下がっている。この現象は、パワー密度の高いPMモータほど発生し易い。高パワー密度のモータは磁束密度が高いため、永久磁石磁束の影響を強く受ける。図15では、０度付近のVAは磁石磁束を増磁する方向に電流が発生し、逆に180度付近は磁石磁束を打ち消す方向の電流が発生する。その結果、磁気飽和を促進する方向か、あるいは緩和する方向かの違いによって、このような波形になる。
　このような特性のモータに対してこれまでの実施形態を適用すると、-60～0度と、120～180度では、推定結果が異なるものになってしまい、電流波形にひずみが発生し、トルク脈動などの要因となるであろう。
　そこで、第４の実施形態では、方向の異なる２つの電圧ベクトル（図15の場合、VAとVD）を順番に印加する。この時、VAとVDは、完全にスイッチ状態が反転した電圧ベクトルであり、PMモータに逆方向のパルス電圧を印加することになる。VA、VDそれぞれの印加によって得られる中性点電位VnA、ならびにVnDの両方を用いて、下記（数２）の演算を行う。
　　VnS = VnA - VnB　・・・（数２）
　（数２）によって得られた新たな変数VnSを中性点電位として位置推定を行う。VnSは、VnAとVnDが対称となることから、図１６のような対称波形になる。図16であれば、0度付近、ならびに180度付近の波形は完全に対称となり、前述のような問題は解決される。
　図１７に、本実施形態の調整モードのアルゴリズムを示す。図９をベースに変更点を示すと、図9の(S4)ならびに、(S8)がそれぞれ図１７では、(S4-1）～(S4-3)、(S8-1）～(S8-3)に変更され、VAとVDの２つの電圧ベクトルを印加して、VnS0、ならびにVnS1を求めている。これに対して、推定パラメータA1、ならびにB1を求め、実運転モードでは、位置推定を実施する。位置推定の際にも、VAならびにVDを交互に印加して、VnSを中性点電位として使用する。
　以上のように、本発明による第４の実施形態によれば、中性点電位が非対称となるような高パワー密度のＰＭモータに対しても、高精度な位置推定が実現可能になる。
　尚、三相アンバランスの問題や、精度向上のために検出位相を15度ずらす手法など、第２、第３の実施形態の手法に、本実施形態を流用することは全く問題ない。
（第５の実施の形態）
　次に、図１８を用いて、本発明の第５の実施の形態に関わる同期電動機の制御装置について説明する。
　これまでの実施形態で述べたように、調整モードによって所定位相の中性点電位を得ることで、PMモータを高応答に、かつ、高品位（低トルク脈動、低損失など）に駆動することができる。しかしながら、調整モードは、モータを制御器と組み合わせた際に、初回の作業として一度だけ実施するものであり、モータ特性の時間的な変化には対応できない。PMモータは、原理的に経時変化の少ないモータであるが、駆動中にモータの温度は数１０度から100度程度は変化する可能性がある。温度変化によって、回転子に取り付けられた永久磁石の特性が変化し、結果として中性点電位が変動する恐れがある。特に、調整モードは初回限りの動作モードであり、PMモータの温度が低い条件にて調整する可能性が高い。一方、実運転モードにてPMモータを駆動していると、銅損や鉄損によってモータ本体が発熱し、調整モード時とは異なる特性になる可能性がある。
　よって、調整モードにおける中性点電位の検出は、実運転モードにおける温度条件にできるだけ近い方がよい。
　そこで、図１８に示すように、第１の実施形態の調整モードアルゴリズム（図９）に対して、新たに(P1)、(P2)の処理を追加する。（P1)では、一旦SW21a～dを調整モードに設定し、（P2)にてI0を所定値に、また、位相θdcを0、120、-120[deg]と順番に変化させ、PMモータ4に通電する。この(P2)の通電は、電流を流しこんでPMモータ4に損失を発生させ、モータの温度を実運転に近い値にまで上昇させることが目的であり、通電パターンは任意なものでよい。しかし、ある特定相に電流が集中しないように、通電位相は変化させた方がよい。
　(P2)によって、PMモータ４を通電した後、これまでの実施形態で示した調整モードを実施すれば、実運転に近い温度条件での中性点電位が得られることになる。
　以上のように、本発明による第５の実施形態によれば、調整モードにおいて実際の動作温度条件に近い中性点電位を取得することができ、より、実運転注の位置推定精度を向上させることが可能である。
（第６の実施の形態）
　次に、図１９～２４を用いて、本発明の第６の実施の形態に関わる同期電動機の制御装置について説明する。
　第３の実施形態では、位置推定に用いる中性点電位を、θdを基準にした場合に15度ずらすのが線形性を維持する上で有利であることを述べた。また第４の実施形態では、２つの中性点電位を検出して、その差分を用いて位置推定を行うことで、さらに精度が向上することを述べた。
　これらの動作は、実運転モード時にも制御器にて実現する必要があり、その具体的な手法について、本第６の実施形態にて説明する。
　図１９は、制御器２におけるパルス幅変調発生器10におけるPWMパルスの作成の様子を示す原理図である。三角波キャリアの下り期間をTc1、上り期間をTc2とし、その三角波キャリアと三相電圧指令Vu0、Vv0、Vw0を比較することで、PWMパルス列PVu、PVv、PVwが生成される。三相電圧指令は正弦波状に変化するが、三角波キャリア周期に対しては図のように一定とみなすことができる。
　通常のPWM（図19（a））では、三相電圧指令は最大相（Max)、中間相（Mid）、最小相（Min）のいずれかに割り当てられる。図１９(a)のように、Vu0>Vv0>Vw0の関係にある場合、出力される電圧ベクトルは、零ベクトル以外にはVAとVBとなる。よって、このVAならびにVBが出力された瞬間に中性点電位をサンプリングすれば、中性点電位VnA、VnBが取得できる。このように、通常のPWM波形によって、二つの中性点電位が得られることが、特許文献４にて大きな特長として述べられている。さらに２種類の中性点電位が得られば、簡単な演算（座標変換とアークタンジェント演算など）によって回転子位相が推定演算できることが特許文献４に記されている。
　しかしながら、キャリア周期の半周期内（Tc1期間、あるいはTc2期間）で、任意のタイミングで中性点電位を検出するには、それが実現できる機能を制御器が備える必要がある。具体的には、32bit系の高機能マクロプロセッサーでないとこの機能は見当たらない。また、単純な処理とはいえ、アークタンジェントや座標変換などは安価なマイコンでの実現は困難（処理時間を要する）である。
　さらに、特許文献４では、モータの特性ばらつき、特に三相アンバランス等の対策は不可能であり、モータ定数を必要としない反面、モータ定数にばらつきが生じた場合に対策ができない欠点がある。
　本実施形態では、この課題を解決する手法について述べる。
　第４の実施形態にて述べたように、逆向きの２種類の電圧ベクトルに対してそれぞれの中性点電位を検出し、その差を取ることは精度向上の上で有利である。そこで、元の電圧指令に対して補正を行い、強制的に所望の電圧ベクトルを出力する。
　図１９(b)は、パルスシフトの実施例の波形である。Tc1期間にて、U相電圧指令Vu0を増加させ（補正結果はVu1である）、その分をTc2期間で減少させている(Vu2)。Tc1期間の増分をTc2期間にて減少させており、両者の平均値は元のVu0と一致するように補正している。また、中間相（Mid）が零になるように、三相指令に共通の直流バイアスを加算している（尚「三相共通の直流バイアス」は、モータに対して零相成分となるため、モータへの影響はない）。
　図１９（ｂ）のような補正を行った結果、出力されるPWMパルスは位相がシフトされ、VAだけでなく、逆方向の電圧であるVDも出力されるようになる。さらに、VnA、VnDの検出は、キャリア波が零クロスする時刻にて中性点電位をサンプリングすればよい。また、それぞれの中性点電位の検出は、Tc1期間、ならびにTc2期間で１回ずつ実施すればよく、特許文献４記載のように、キャリアの半周期内で所定のタイミングにて２回サンプリングする必要はなく、高機能な制御器（マイコン）は必要なく、安価なマイコンによる実現が可能である。
　図２０は、パルスシフトを実現するための制御器２Dのブロック構成図である。図において、ほとんどの部品は図１における制御器2と同じものであり、新たに指令値補正器22が追加されている。指令値補正器22では、三相電圧指令Vu0、Vv0、Vw0に対して、Tc1期間、ならびにTc2期間への補正を実施し、指令電圧をVu1、Vv1、Vw1、ならびにVu2、Vv2、Vw2として出力する。
　以下、具体的なパルスシフト方法について説明する。
　図２１（a）は、回転子位置（磁石磁束Φmの位置）を６つの領域に分けたものであり、例えば、M1は225 < θd < 285[deg]の範囲、M2は285 < θd < 345[deg]の範囲のように定義している。この定義は、第３の実施形態にて示したように、中性点電位の線形性を考慮した上で定義したものである（15度位相をずらしている）。また、電圧指令V*の領域は、図２１(b)のようにV1～V6の６つの領域に分類できる。電圧指令V＊は、三相電圧指令をαβ軸上で表記したものであり、例えば、図のようにV２の領域にV＊が存在する場合、原則的にはこのV2の領域である三角形の頂点に位置する電圧ベクトル、VA、VB、ならびに零ベクトルを用いてV＊を出力する。
　ここで重要な点は、回転子の位置領域M１～M6と、モータへの印加電圧の領域V１～V6は、それぞれ独立に変化するという点である。原則的には、回転子位置に対して直交方向に速度起電圧が発生するため、回転子位置が定まれば、出力すべき電圧もほぼ一義的に定まるはずである。しかしながら、低速域では誘起電圧は少なく、また、過渡的に様々な方向に電圧指令は変化するため、如何なる条件も想定して、パルスシフトを行う必要がある。
　図２２は、回転子の位置領域M１～M6と、それら各々の領域にて中性点電位検出のために必要な２つの電圧ベクトルを示している。すなわち、回転子位置の領域（M1～M6のいずれか）が特定されれば、電圧指令が如何なる値であっても、図２２に示す２つの電圧ベクトルの出力は必須となる。よって、これらの検出用電圧ベクトルが必ず出力されるように、元の電圧指令に対してパルスシフトを行う必要がある。
　そのようなパルスシフトの実現方法を、図２３、ならびに図２４に示す。図２３の横軸は、回転子の位置領域を示し、縦軸は電圧領域を示している。図２３にて、回転子位置領域と電圧領域が特定されれば、それに必要な電圧指令補正方法[A]、[B]、[C]が決定される。電圧補正方法[A]、[B]、[C]は、図２４に具体的な手法が示されている。元々の三相電圧指令を最大相（Max）、中間相(Mid)、最小相（Min）に割り当て、それぞれの指令に対して図２４の補正を実施すれば、必要な電圧ベクトルを出力することが可能になる。尚、図２４における「Vsh」がVn検出用の電圧ベクトルに相当する電圧値であり、この値を大きく設定すれば、検出用の電圧ベクトルの出力期間が長くなる。
　また、図２４によると、[A]、[B]の補正では、中間相Midの補正は行わず、最大相Maxと最小相Minの補正を行っている。[C]の補正では、最大相Maxの補正は行わず、中間相Mid、ならびに最小相Minの補正が施される。また、中性点電位のサンプリングのタイミングは、[A]、[B]は補正後の中間相Mid1、Mid2が三角波キャリアに接触するタイミング、[C]は最大相Max1、Max2が三角波キャリアに接するタイミングに一致する。
　尚、[A]、[B]、[C]の補正によって電圧指令は修正されるが、キャリア周波数は変化していないため、スイッチング回数が増減することはない。すなわち、インバータのスイッチング損失等を増加させることなく、所望の電圧パルスを印加できる点が、本実施形態の大きなメリットでもある。
　以下、その具体的な方法を述べる。
　回転子の位置領域は、制御器内のその時点の位相角θdcから判別することができる。また、電圧領域は、ｄｑ逆変換後の電圧指令Vu0、Vv0、Vw0の大小関係を比較することで特定することができる。例えば、回転子位置領域がM１であり、かつ、その時の三相交流電圧指令が、Vu0>Vv0>Vw0の順番（Max=Vu0、Mid=Vv0、Min=Vw0）であれば、電圧領域としてV２が特定される。よって、M１ならびにV2の条件より、図２３からパルスシフト方法として[C]の電圧補正を行えばよいことになる。すなわち、[C]の補正を実施することで、M１で必須となるVCならびにVFの電圧が出力されることになる。具体的な電圧指令の補正は、図２４に示すように、元の電圧指令Max、Mid、Minに対してTc1期間、Tc2期間の補正を行い、Max1、Mid1、Min1、ならびにMax2、Mid2、Min2として出力する。これらの補正結果の平均値は、元の指令Max、Mid、Minに一致している。図２３、ならびに図２４の補正作業は、複雑そうに見えるが、実際には大小判別と分岐命令のみの単純な信号処理であり、安価マイコンでも十分実現が可能である。
　以上のように、本発明によれば、回転子位置、ならびに電圧指令に応じたパルスシフトを実現することが可能となり、PMモータの定常状態に限らず、過渡的な変化に対しても回転子位置情報を見失うことなく、連続的に安定駆動することが可能になる。
（第７の実施の形態）
　次に、本発明の第７の実施の形態について説明する。
　図２５は、本実施の形態に関わる同期電動機の駆動システムの実態図である。この図においては、同期電動機駆動システム２３が一つのシステムとして、モータ４の内部にパッケージしている。このようにすべてを一体化することで、モータとインバータ間の配線をなくすことができる。図２５に示すように、一体化された駆動システムの配線は、インバータ３への電源線と、回転数指令や動作状態を戻すなどの通信線のみとなる。
　本発明では、モータ４の中性点電位を引き出す必要があるが、このようにモータと駆動回路部分を一体化することで、中性点電位の配線は容易となる。また、位置センサレスを実現できるために、一体化したシステムは極めてコンパクトにまとめ上げることができ、小型化を実現できる。
　（第８の実施の形態）
　次に、本発明の第８の実施の形態について説明する。
　図２６は、油圧駆動システムであり、自動車内部のトランスミッション油圧や、ブレーキ油圧などに用いられるものである。図２６において、部品番号２３は、図２５における同期電動機駆動システムであり、モータにオイルポンプ２４が取り付けられている。オイルポンプ２４によって、油圧回路５０の油圧を制御する。油圧回路５０は、油を貯蔵するタンク５１、油圧を設定値以下に保つリリーフバルブ５２、油圧回路を切り替えるソレノイドバルブ５３、油圧アクチュエータとして動作するシリンダ５４で構成される。
　オイルポンプ２４は、同期電動機駆動システム２３によって油圧を生成し、油圧アクチュエータであるシリンダ５４を駆動する。油圧回路では、ソレノイドバルブ５３により回路が切り替わることで、オイルポンプ２４の負荷が変化し、同期電動機駆動システム２３に負荷外乱が発生する。油圧回路では、定常状態の圧力に対し、数倍以上の負荷が加わることもあり、モータは停止してしまうことがある。しかし、本実施形態による同期電動機駆動システムでは、停止状態であっても回転子位置を推定可能であるため、何ら問題が生じない。これまでのセンサレスでは、中高速域以上でしか適用が難しかったため、リリーフバルブ５２によってモータの多大な負荷となる油圧を逃がすことが必須であったが、本実施形態によれば、図２７のように、リリーフバルブ５２を排除することも可能である。すなわち、モータへの過大負荷を避けるための機械的な保護装置であるリリーフバルブなしで、油圧のコントロールが可能となる。
　尚、本実施形態では油圧のコントロールシステムとして説明したが、その他の液体ポンプ用としても勿論適用可能である。
　（第９の実施の形態）
　最後に、本発明の第９の実施の形態について説明する。
　図２８は、モータを用いた位置決め装置であり、その全体ブロック構成を示したものである。図２８において、位置決め装置７０がモータ４の負荷として接続されている。Ｉｑ*発生器１Eは、ここでは速度制御器として機能している。また、速度指令ωr*は、上位の制御ブロックである位置制御器７１の出力として与えられている。減算器６Eにて、実際の速度ωｒとの比較を行い、その偏差が零になるように、Ｉｑ*が演算される。位置決め装置７０は、例えばボールねじなどを利用した装置であり、所定の位置θ*に位置が制御されるように、位置制御器７１によって調整される。位置センサとしては、位置決め装置７０には取り付けられておらず、制御器２における位置推定値θｄｃをそのまま用いる。これによって、位置決め装置に位置センサを取り付ける必要はなく、位置制御を行うことが可能となる。
　以上、本発明の実施の形態を具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更が可能であることは言うまでもない。
　既述の通り、本発明は位置センサレスを前提とした同期電動機の制御装置およびそれを用いたドライブシステムを構築するための技術である。このモータの適用範囲は、ファン、ポンプ（油圧ポンプ、水ポンプ）、圧縮機、スピンドルモータや、冷暖房機器、などの回転速度制御を初め、コンベア、昇降機、押し出し機、工作機械としても利用可能である。
1…Iq＊発生器、2…制御器、3…インバータ、31…直流電源、32…インバータ主回路、33…ゲートドライバ、34…仮想中性点電位発生器、35…電流検出器、4…PMモータ、5…Ｉｄ＊発生器、6…加算器６、7…ｄ軸電流制御器IdACR、8…ｑ軸電流制御器IqACR、9…ｄｑ逆変換器、10…パルス幅変調器、11…電流再現器、12…ｄｑ変換器、13…中性点電位増幅器、14…サンプル/ホールダー、15…位置推定器、16…速度演算器、17…位相設定器、18…推定パラメータ設定器、19…零発生器、20…Vn検出電圧発生器、21…切替器。

Claims (14)

  1. 　三相固定子巻線がY接続された三相同期電動機と、該電動機を駆動するインバータを備え、前記同期電動機に直流通電して回転子を所定位置に移動させ、移動させた状態で、インバータからパルス状の電圧を印加し、該パルス電圧印加時において、前記Y接続点の電位である中性点電位を取得し、該取得した値に基づいて前記同期電動機を駆動する同期電動機の制御装置。
  2. 　請求項１における同期電動機の制御装置において、
    　前記同期電動機への直流通電による回転子の移動を、少なくとも２回実施し、該直流通電を行う位相は、前記同期電動機の電気角に対して６０度の範囲内で実施し、それぞれの位置において前記中性点電位を取得することを特徴とした同期電動機の制御装置。
  3. 　請求項１における同期電動機の制御装置において、
    　前記同期電動機への直流通電による回転子の移動を、少なくとも３回実施し、該直流通電を行う位相は、前記同期電動機の電気角に対して１２０度の範囲内で実施し、それぞれの位置において前記中性点電位を取得することを特徴とした同期電動機の制御装置。
  4. 　請求項２または３における同期電動機の制御装置において、
    　前記同期電動機への直流通電位相は、U相固定子巻線の位置を電気角位相の零度と定義し、該零度に対して１５度ずらした位相を基準にして、６０度間隔にて通電することを特徴とした同期電動機の制御装置。
  5. 　請求項１乃至４のいずれか一項に記載の同期電動機の制御装置において、
    　前記インバータから印加されるパルス状の電圧は、前記インバータによって少なくとも２種類のスイッチ状態によって生成するものとし、該２種類のスイッチ状態の第１のスイッチ状態は、三相のうち１つの相が残り２相とは異なるスイッチ状態とし、該第２のスイッチ状態は、前記第１のスイッチ状態を反転させた状態を含むことを特徴とした同期電動機の制御装置。
  6. 　請求項１乃至５のいずれか一項に記載の同期電動機の制御装置において、
    　前記同期電動機への直流通電、ならびに前記中性点電位の取得の際、予め前記インバータを用いてスイッチング動作を行うことで前記同期電動機への通電を行い、その後、前記記載の直流通電、ならびに中性点電位の取得を行うことを特徴とした同期電動機の制御装置。
  7. 　請求項１乃至６のいずれか一項に記載の同期電動機の制御装置において、
    　前記中性点電位を取得後に前記同期電動機を駆動する際、前記同期電動機の駆動中の中性点電位を観測するため、前記インバータによって中性点電位観測用の電圧パルスを印加し、各々の電圧パルス印加時の中性点電位を用いて、前記予め取得した中性点電位の値から前記同期電動機の回転位置を推定演算し、これに基づき前記同期電動機を駆動する同期電動機の制御装置。
  8. 　請求項７における同期電動機の制御装置において、
    　前記同期電動機駆動中の前記中性点電位観測用の電圧パルスは、前記インバータのパルス幅変調時の三角波キャリア波に対して、前記三角波の上り期間、ならびに下り期間にて、それぞれ逆方向となる電圧パルスを印加して、各々の電圧パルス印加時の中性点電位を用いることを特徴とした同期電動機の制御装置。
  9. 　請求項７または８における同期電動機の制御装置において、
    　前記同期電動機駆動中の前記中性点電位観測用の電圧パルスは、前記同期電動機の回転位相が変化するに伴い、電圧パルスの方向が変化することを特徴とした同期電動機の制御装置。
  10. 　請求項９における同期電動機の制御装置において、
    　前記同期電動機の回転位相が変化に伴い、前記電圧パルスの方向が変化すると同時に、前記インバータのスイッチング周波数を維持することを特徴とした同期電動機の制御装置。
  11. 　請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の同期電動機の制御装置において、
    　前記同期電動機の回転子位置推定演算は、前記予め取得した中性点電位に基づいた一次関数によって演算することを特徴とした同期電動機の制御装置。
  12. 　請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の同期電動機の制御装置と、前記同期電動機の制御装置によって駆動される前記三相同期電動機の回転子および固定子とを共通の筐体に収納した、一体型電動機システム。
  13. 　請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の同期電動機の制御装置と、前記同期電動機の制御装置によって駆動される前記三相同期電動機と、前記三相同期電動機により駆動される液体用ポンプと、を備えたポンプシステム。
  14. 　請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の同期電動機の制御装置と、前記同期電動機の制御装置によって駆動される前記三相同期電動機と、該電動機によって物体を移動させ、該物体の位置を制御すること特長とした位置決めシステム。
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