WO2017145640A1 - パワーステアリング装置の制御装置、及びそれを用いたパワーステアリング装置 - Google Patents

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督己 加島
杉山　吉隆
正樹 板橋
直志 菅沼
山野　和也
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power steering device, and more particularly to a control device used therefor.
  • a motor that generates steering torque by applying a steering force to a steering mechanism that steers steered wheels in accordance with a steering operation of a steering wheel is used.
  • the conversion method is a three-phase bridge circuit including a plurality of phases including one or more windings (loads). The switching power is controlled so that the Hi side switching element connected between each phase and the supply voltage and the Lo side switching element connected between each phase and GND are not short-circuited, and AC power is supplied to the winding. give.
  • the voltage applied to the AC circuit is controlled by adjusting the ON / OFF time (pulse width) of the switching (PWM). control).
  • the PWM control uses a reference periodic signal generally called a carrier (carrier wave), and the switching ON / OFF timing so that a desired voltage can be applied within the period of the carrier for the total switching ON and OFF time. Have decided.
  • hardware may add a filter circuit for reducing the transient response of switching
  • software may set the carrier frequency to avoid a problematic frequency band.
  • the setting of the carrier frequency setting the carrier frequency so that the response of the current to the load voltage does not exceed the PWM carrier period, and switching sound to the human audible range (20 Hz to 20 kHz) It is necessary to set the frequency so that
  • the switching has a time (switching loss) in which both the Hi-side switching and the Lo-side switching are turned off, which is generally called dead time, so as not to short-circuit from the supply voltage to GND.
  • the carrier frequency is set around 20 kHz.
  • Patent Document 1 aims to provide a switching device that stabilizes the controlled object and satisfies the specifications of harmonic current and electromagnetic noise even when the switching frequency is spread spectrum.
  • the pulse period selection unit that selects two or more types of pulse periods from a plurality of types of pulse periods, and the pulse period selection unit
  • a control cycle setting means for setting the sum of the pulse periods as a control cycle; an operation signal transmission means for changing an on / off duty ratio for each control cycle set by the control cycle setting means;
  • the structure which has is disclosed.
  • control cycle is constant, and within the limitation, the sum of a plurality of types of PWM carrier cycles is a control cycle, and an integral multiple of this control cycle is a modulation cycle of a plurality of types of PWM carrier cycles.
  • the target response may be required to be 1 msec, for example. Therefore, as the motor control cycle, for example, about five or more applied voltage calculation update cycles, that is, about five or more control cycles (one cycle 1/5 msec or less) are required until this target response. Further, when the carrier frequency is set to 20 kHz to remove the audible range, the PWM carrier cycle is 20 times in the target response of 1 msec. That is, the PWM carrier cycle can be included up to 4 times in one control cycle.
  • the carrier frequency may be changed for purposes other than spread spectrum.
  • the carrier frequency in a driving state where the motor output is maximized, the carrier frequency may be lowered in order to minimize the switching loss due to the dead time.
  • the carrier frequency is set to 10 kHz, and the PWM carrier cycle is performed twice to create one control cycle. Only the PWM carrier period can be prepared.
  • An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems, and to provide a power steering device control device and a power steering device using the same, which can reduce electromagnetic noise by spread spectrum and can realize stable motor control. .
  • an embodiment of the present invention is a power that drives and controls a motor that applies a steering force to a steering mechanism that steers steered wheels in response to a steering operation of a steering wheel.
  • a control device for a steering device a current command value calculation unit that calculates a current command value to the motor according to a driving situation of the vehicle, and a voltage command that calculates a voltage command value to the motor based on the current command value
  • a bridge circuit configured to include a value calculation unit, a PWM control unit that outputs a PWM duty signal to each phase of the motor in accordance with a voltage command value, and a switching element that is driven and controlled by the PWM duty signal, and controls driving of the motor
  • a control cycle setting unit that variably sets a control cycle, which is a predetermined cycle in which the control device performs a control operation, and turning on the WM duty signal
  • a carrier frequency setting unit that provides a natural number of PWM carrier cycles that are OFF switching cycles within one control cycle and variably sets the length of the PWM carrier cycle, and a current that flows to the motor in the control cycle Based on the control cycle set by the current detection unit for detecting the motor current, the rotation angle detection unit for detecting the motor rotation angle
  • a control device for a power steering device and a power steering device using the same which can reduce electromagnetic noise by spectrum spreading and can realize stable motor control.
  • control cycle is not constant, and is an integral multiple of the carrier cycle, which is one cycle of the control cycle.
  • the calculation to determine the carrier cycle of the next control cycle is performed by the voltage command value that is the output of the voltage command value calculation unit of the current control cycle.
  • the operation amount and the parameter are updated every motor control period in accordance with the change in the previous, present and next control period.
  • FIG. 1 is a system configuration diagram showing a motor of a power steering device, a power conversion device, and a control device thereof in this embodiment.
  • a motor 6 is connected via a power converter (inverter) having a DC power source 1, a smoothing capacitor 2 connected in parallel and a switching element 3 such as six FETs and a three-phase bridge circuit 4.
  • a shunt resistor 5 is provided on the downstream side between the smoothing capacitor 2 and the three-phase bridge circuit 4, and the motor 6 includes a rotor angle sensor 7, an inverter voltage sensor 8, and a control device 9.
  • the control device 9 receives the downstream DC bus current IDC flowing through the shunt resistor 5 as input, and the current detector 10 reproduces the three-phase currents Iu, Iv, Iw flowing through the motor based on the IDC, and the rotor angle sensor 7. Is received by the rotation angle detector 11, the motor electrical angle ⁇ e 0 is obtained, the angular velocity calculator 12 outputs the electrical angular velocity ⁇ e from the difference between the current value and the previous value of ⁇ e 0, and the phase compensation a unit 13 detects the current.
  • the three-phase dq axis conversion unit 14 uses the Iu, Iv, Iw and ⁇ e1 for the three-phase. Coordinate conversion is performed for vector control that replaces AC with 2-axis DC, and magnetic flux (d-axis) current Id and torque (q-axis) current Iq are output.
  • the current command value calculation unit 26 calculates a current command value to the motor 6 according to the driving situation of the vehicle, and the voltage command value calculation unit 15 determines the command currents Id * and Iq * of the current command value calculation unit 26 as described above. Using Id *, Iq *, Id, Iq, and ⁇ e so that Id and Iq follow, d-axis command voltage Vd * and q-axis command voltage Vq *, which are voltage command values to motor 6, are output. To do.
  • the phase compensation b unit 16 outputs ⁇ e2 in which the electrical angle is corrected in consideration of this time shift as if the rotation angle was detected at the voltage output timing, and the dq axis three-phase conversion unit 17 outputs the Vd *, Vq. Coordinate transformation is performed using * and ⁇ e2 to return the vector control 2-axis direct current to the actual three-phase alternating current, and three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * are output.
  • the inverter voltage detection unit 18 receives the signal from the inverter voltage sensor 8 to acquire the inverter voltage Vinv, and the PWM control unit 19 calculates the PWM duty signal for each phase from the ratio of Vu *, Vv *, Vw * and Vinv.
  • a certain three-phase command duty ratio Duty *, Dutyv *, Dutyw * is output, and the switching timing setting unit 20 compares the Duty *, Dutyv *, Dutyw * with the PWM carrier cycle Tc, and the three-phase Hi side / Lo side
  • the switching timings THiu *, TLou *, THiv *, TLov *, THiw *, and TLow * are output for each switch, and the microcomputer switching signal generator 21 switches the switching signals to the six switching elements 3 based on the PWM carrier period Tc. give.
  • the detection timing setting unit 22 sets the detection timings TadI, Tad ⁇ , and TadV for detecting the IDC, rotation angle, and inverter voltage from THiu *, TLou *, THiv *, TLov *, THiw *, and TLow *, and the microcomputer signal
  • the detection unit 23 performs signal detection at a timing of TadI, Tad ⁇ , and TadV with reference to a signal synchronized with the control cycle generated from the PWM carrier cycle Tc.
  • the calculated angular velocity ⁇ e may become oscillatory.
  • a filtering process for removing a vibration component of the angular velocity ⁇ e by providing a digital filtering processing unit at the angular velocity ⁇ e is included.
  • the digital filtering processing unit may set the cutoff frequency for performing the filtering process based on the control period. Accordingly, appropriate digital filtering can be performed by adjusting the cut-off frequency in accordance with the changing control cycle.
  • the carrier frequency setting unit 24 selects a plurality of types of PWM carrier periods Tc prepared in advance as a reference for this embodiment.
  • the control cycle setting unit 25 generates a control cycle Tcc with an integer multiple of the PWM carrier cycle Tc selected by the carrier frequency setting unit 24. Then, depending on the control cycle Tcc, that is, depending on the PWM carrier cycle Tc, the angular velocity calculation unit 12, the phase compensation a unit 13, the voltage command value calculation unit 15, the phase compensation b unit 16, the switching timing setting unit 20, and the microcomputer switching
  • the PWM carrier cycle Tc and the control cycle Tcc are output to the signal generation unit 21, the detection timing setting unit 22, and the microcomputer signal detection unit 23.
  • the phase compensation a unit 13 rotates the motor when the motor current is detected by the current detection unit 10 based on the control cycle Tcc set by the control cycle setting unit 25 and the motor rotation angle detected by the rotation angle detection unit 11. It is a motor rotation angle estimation part which estimates an angle. Then, the current command unit calculates a current command value based on the motor current and the motor rotation angle when the motor current is detected. Conventionally, since the detection timing of the motor current is different from the detection timing of the motor rotation angle, the motor rotation angle at that time is not known when the motor current is detected. Therefore, information on the motor rotation angle at the motor current detection timing can be obtained by retroactively estimating the motor rotation angle when the motor current is detected based on the detected motor rotation angle and the control cycle. Thus, an appropriate current command value calculation can be performed.
  • FIG. 2 is a time chart showing the PWM carrier period of the control device, the switching timing of the switching elements, and the like in this embodiment.
  • k indicates the control period (k: natural number).
  • the control cycle Tcc is set (synchronized) with three times the PWM carrier cycle Tc. That is, the carrier frequency in one control cycle is fixed during three PWM carrier cycles, and the input signal detected for control and the calculated output signal are not updated in one control cycle. The output signal is reflected in the next control cycle.
  • the task 27 is a control task that processes the processing of the control device 9 shown in FIG. 1 during one control cycle.
  • the input of the task 27 is a signal value acquired within the current control cycle, and the output of the task 27 is The PWM carrier cycle shown in Fig.
  • the switching timing THiu * (k), THiv * (k), THiw * (k), TLou * (k), TLov * (k), and TLow * (k) of the current control cycle Hi / Lo side switch are currently OFF timing is generated on the Hi / Lo side according to the timing calculated with reference to the head of each PWM carrier Tc (k) during the control period (k), and ON timing is automatically generated with a dead time Td. Is done.
  • the dead time Td is fixed without depending on the PWM carrier period.
  • Current detection timing Tad1 (k), Tad2 (k) of the current control cycle is the current control cycle based on the head of the detection reference signal synchronized with the control cycle Tcc (k) during the current control cycle.
  • Hi-side OFF timing (THiu *, THiv *, THiw * of the phase in which the phase of the 3-phase Hi-side switch in the second cycle of the middle (k) PWM carrier is in the middle corresponds to the middle (Timing) is calculated before Ti1 time and after Ti2 time.
  • Ti1 and Ti2 are times determined in advance by circuit characteristics in the method of reproducing the three-phase current from the DC IDC at the shunt resistor in the DC bus, and are fixed without depending on the PWM carrier cycle.
  • the detection timing Tad ⁇ (k) of the rotation angle of the current control cycle is the current control cycle (k) based on the start of the detection timing reference signal synchronized with the control cycle Tcc (k) of the current control cycle (k) Is set at the center of the second period of the PWM carrier.
  • the inverter voltage detection timing TadV (k) in the current control cycle is set so that the signal is sequentially detected after the rotation angle detection timing Tad ⁇ (k).
  • the angular velocity calculation unit 12 the phase compensation a unit 13, and the voltage command value calculation of FIG. 1 using the PWM carrier cycle that does not deteriorate the controllability even if the control cycle changes, which is a feature of this embodiment.
  • Examples of operation amounts and parameters in the unit 15, the phase compensation b unit 16, the switching timing setting unit 20, and the detection timing setting unit 22 are shown, and the carrier frequency realizing the spread spectrum in the carrier frequency setting unit 24 and its parameters
  • An example of a modulation specification is shown.
  • the calculation of the angular velocity can be obtained from the difference value between the rotation angle detected in the current control cycle and the rotation angle detected in the previous control cycle and the detection time interval. . That is, this detection time interval depends on the control cycle, and an appropriate angular velocity can be obtained if the previous control cycle and the current control cycle are known. (Here, the update of the carrier cycle of the next control cycle does not have to be prior to the angular velocity calculation unit.) Therefore, the angular velocity ⁇ e (k) used during the current control cycle is determined during the previous control cycle.
  • FIG. 3 shows a time chart related to the angular velocity calculation. The following formula is derived from FIG.
  • the filtered angular velocity signal ⁇ ef (k) is calculated by applying a filter.
  • the detection timing is set in the current control cycle during the next control cycle, that is, in the middle or the latter half of a period during which a desired voltage is constantly applied.
  • the current detection timing is calculated after the voltage command value calculation unit, by calculating the carrier cycle setting of the next control cycle up to the voltage command value calculation unit in the current control cycle, The timing of current detection can be set appropriately.
  • a control that handles an AC device like a DC device using an AC current and a rotation angle signal generally called vector control is used.
  • vector control Before calculating the voltage to achieve the current response, convert it from AC to DC, handle it, and convert it from DC to AC until you specify the AC voltage that is actually applied to the motor, that is, the switching timing. It is a technique to handle.
  • the rotation angle for converting the current from AC to DC is detected as the rotation angular velocity from the rotation advance angle (or delay angle) of the motor that has advanced (or delayed) from the rotation angle detection timing to the current detection timing. Computation is performed by calculating from the timing shift time and adding this to the detected rotation angle.
  • the motor electrical angle ⁇ e0 (detected as if the current and rotation angle signals acquired at different timings during the current control cycle were detected at the same timing for coordinate conversion.
  • the phase ⁇ e1 (k) for three-phase dq axis conversion is obtained as follows using the calculated electrical angular velocity ⁇ e (k) and the detection timing shift time ⁇ TadI ⁇ (k).
  • FIG. 4 shows a time chart of phase compensation for 3-phase dq axis coordinate conversion
  • FIG. 5 shows a vector diagram of a current detection rotation angle detection timing shift image.
  • the current detection timing is an intermediate point between TadI1 (k) and TadI2 (k). The following formula is derived from FIGS.
  • the rotation angle detection timing is included in the rotation angle for converting the voltage from DC to AC. Is calculated from the rotational angular velocity and the detection timing shift time and is added to the detected rotation angle.
  • the phase compensation b unit 16 returns the voltage command calculated by converting to the dq axis by vector control to the three-phase coordinate system, and the detection timing and next control of the rotation angle acquired during the current control cycle Dq axis 3 using the detected motor electrical angle ⁇ e0 (k), the calculated electrical angular velocity ⁇ e (k), and the timing shift time ⁇ TadV ⁇ (k) so as to synchronize the timing at which the three-phase voltage is output for the coordinate conversion.
  • the phase ⁇ e2 (k) for phase conversion is obtained as follows.
  • FIG. 7 shows a time chart regarding the timing shift time ⁇ TadV ⁇ (k)
  • FIG. 8 shows a vector diagram of a voltage output rotation angle detection timing shift image.
  • the current detection timing and the rotation angle detection timing are executed by the current control cycle, and the correction of the rotation angle for converting the current from AC to DC is executed before the voltage command value calculation unit.
  • the update of the carrier period of the control period does not need to be performed before this correction.
  • the rotation angle detection timing is implemented by the current control cycle, and the voltage output section is targeted for the next control cycle, and the correction of the rotation angle for conversion of voltage from DC to AC is later than the voltage command value calculation unit. Therefore, the phase of the voltage output in the next control cycle can be set appropriately by calculating the carrier cycle setting of the next control cycle up to the voltage command value calculation unit in the current control cycle.
  • the voltage command value calculation unit 15 applies PI control often used in current feedback control.
  • the I control outputs a voltage command value for the I control by multiplying a value obtained by integrating the difference (deviation signal) between the target current value and the detected current value with an integral gain.
  • the deviation signal is integrated by adding the deviation signal every control period (integration time interval).
  • FIG. 6 shows a configuration diagram of a voltage command value calculation unit in the present embodiment.
  • Iqersum (k) [A ⁇ Tcc (k) sec] Iqersum (k-1) [A ⁇ Tcc (k-1) sec] + ⁇ Iq * (k) [A] -Iq (k) [A] ⁇
  • the voltage command value reflected during the next control cycle using this deviation product is expressed by the following equation.
  • a desired voltage command necessary to realize a desired current response is based on the current and rotation angle signals detected during or before the current control cycle. Calculated.
  • the switching timing to be set in the next control cycle for realizing the calculated desired power is calculated from the supply voltage detected during or before the current control cycle, and the calculated duty ratio and the next control cycle.
  • the switching ON time given in the next control cycle is determined so that the ratio of the switching ON time and the OFF time in the middle carrier cycle matches.
  • Dutyu * (k), Dutyv * (k), Dutyw * (k) are the switch ON time Donu * (k), Donv * (k), Donw * (k) and OFF time Doffu * during the PWM carrier cycle.
  • (k), Doffv * (k), Doffw * (k) are set so that the ratios match, and the next control cycle is switched based on the start point of the PWM carrier cycle of the next control cycle in consideration of the dead time Td Set the timing.
  • the operation of the switch ⁇ ON time can be realized by setting the timing of Hi side switch OFF and Lo side switch OFF. This is because the Hi side switch ON timing is automatically switched by the microcomputer after the dead time Td has elapsed from the Lo side switch OFF timing, and the Lo side switch ON timing is automatically switched by the microcomputer after the dead time Td has elapsed from the Hi side switch OFF timing. This is because it is switched.
  • the switching waveform is generated with center alignment.
  • FIG. 9 shows the switching timing in the present embodiment. In FIG. 9, first, the switch ON time is obtained as follows.
  • Donu * (k) Dutyu * (k) x Tc (k + 1)
  • the switching timing setting unit sets the switching timing based on the control cycle. Accordingly, appropriate duty control can be performed by adjusting the switching timing in accordance with the changing control cycle.
  • the detection timing setting unit 22 determines the three-phase Hi-side switch OFF timing THiu * (k among the three-phase Hi-side and Lo-side switch timings reflected in the next control cycle calculated during the current control cycle.
  • Current detection timings Tad1 (k + 1) and Tad2 that are executed in the second PWM carrier cycle in the next control cycle with the front Ti1 [sec] and the rear Ti2 [sec] based on the signal that becomes middle (THiM) (k + 2) is calculated, and the rotation angle detection timing Tad ⁇ (k + 1) executed during the next control cycle is calculated.
  • the inverter voltage detection timing TadV is implemented immediately after the rotation angle is detected, the timing is not set. The following is derived from FIG.
  • the rotation angle detection timing is set by the following equation.
  • Tad ⁇ (k + 1) Tc (k + 1) ⁇ (3/2)
  • the carrier frequency setting unit 24 examines in advance the modulation cycle and modulation width of the carrier frequency that can reduce electromagnetic noise, and the PWM carrier cycle pattern for realizing this is an integer multiple of the PWM carrier cycle. Prepare in advance. The carrier frequency setting unit always switches the PWM carrier cycle prepared in advance from start to stop of the electric power steering for each control cycle.
  • the carrier frequency setting unit 24 sets the PWM carrier period according to the state of the steering operation.
  • the PWM carrier cycle is focused on reducing radio noise, while at the time of sudden turning such as emergency avoidance
  • appropriate motor control is performed by setting the carrier frequency according to the steering state, such as setting the carrier frequency lower. It can be performed.
  • the PWM carrier cycle is set so that the cycle changes to a cycle shorter than the predetermined cycle and a longer cycle around the predetermined cycle.
  • FIG. 10 shows a conceptual diagram of carrier frequency setting for spread spectrum in this embodiment.
  • the carrier frequency prepared in advance is modulated with a period of about 1 ms in a frequency band of 17 kHz to 19 kHz with an average frequency of 18 kHz and a modulation width of 2 kHz.
  • the target current control response is set to 1 ms, and in order to update the applied voltage five times or more within this target response, the control cycle is set to one cycle of three PWM carrier cycles, and the applied voltage is controlled every control cycle. Updated to update the control cycle.
  • the carrier frequency to be set starts from 17kHz and becomes 19Hz, and the modulation frequency returning to 17kHz is divided into 6 equal parts (17.00kHz, 17.67kHz, 18.33kHz, 19.00kHz, 18.33). kHz, 17.67kHz).
  • FIG. 11 shows a simulation result of the spread spectrum effect of electromagnetic noise by varying the carrier frequency in this example.
  • (A) is a fixed carrier frequency
  • (B) shows the electromagnetic noise level when the carrier frequency is variable.
  • the spectrum is diffused as expected, electromagnetic noise can be reduced, and stable motor control can be realized.
  • the present embodiment is a control device for a power steering apparatus that drives and controls a motor that applies a steering force to a steering mechanism that steers steered wheels in accordance with a steering operation of a steering wheel, and the driving state of a vehicle
  • a current command value calculation unit that calculates a current command value to the motor according to the current command
  • a voltage command value calculation unit that calculates a voltage command value to the motor based on the current command value
  • a PWM control unit that outputs a PWM duty signal to each phase of the motor, a switching element that is driven and controlled by the PWM duty signal, a bridge circuit that controls the drive of the motor, and a predetermined cycle in which the control device performs a control operation.
  • a control cycle setting unit that variably sets a certain control cycle, and a PWM carrier cycle that is an on / off switching cycle of the PWM duty signal
  • a motor rotation angle detection unit that detects a motor rotation angle that is a rotation angle of a motor rotor in a control cycle, and a current detection unit that detects a motor current based on a control cycle set by a control cycle setting unit.
  • a detection timing setting unit that sets the timing of detection of the motor rotation angle by the timing or rotation angle detection unit.
  • a power steering device having a steering mechanism that steers the steered wheels in accordance with the steering operation of the steering wheel, a motor that applies a steering force to the steering mechanism, and the control device that drives and controls the motor is provided.
  • the degree of freedom in setting the PWM carrier cycle can be improved as compared with the case where the control cycle is constant. Therefore, for example, it is possible to reduce the limit when the carrier frequency is variably set for so-called radio noise reduction, or to set the carrier frequency low at the time of large output to reduce the switching loss.
  • the detection timing of the motor current or the motor rotation angle executed at a predetermined timing within the control cycle also changes, but this timing is changed for each control cycle changed based on the control cycle set by the control cycle setting unit. By setting to, detection at a desired detection timing can be performed.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and includes various modifications.
  • the above-described embodiments have been described in detail for easy understanding of the present invention, and are not necessarily limited to those having all the configurations described.
  • any combination or omission of each constituent element described in the claims and the specification is possible within a range where at least a part of the above-described problems can be solved or a range where at least a part of the effect is achieved. It is.

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Abstract

スペクトラム拡散により電磁ノイズが低減でき、安定したモータ制御を実現できる、パワーステアリング装置の制御装置、及びそれを用いたパワーステアリング装置を提供する。　パワーステアリング装置の制御装置は、PWMキャリア周期を制御周期の1周期内に自然数個設定し、かつPWMキャリア周期の長さを可変に設定するPWMキャリア周期設定部と、モータ電流の検出を制御周期内で行うモータ電流検出実行部と、モータ回転角を制御周期内で検出するモータ回転角検出実行部と、制御周期設定部によって設定された制御周期に基づき、モータ電流検出実行部によるモータ電流の検出のタイミングまたはモータ回転角検出実行部によるモータ回転角の検出のタイミングを設定する実行タイミング設定部と、を備える。

Description

パワーステアリング装置の制御装置、及びそれを用いたパワーステアリング装置
　本発明は、パワーステアリング装置に係り、特にそれに用いる制御装置に関する。
　パワーステアリング装置において、ステアリングホイールの操舵操作に伴い転舵輪を転舵させる操舵機構に操舵力を付与し、補助操舵トルクを発生するモータが用いられる。このモータを駆動制御する、直流回路からの直流電力を交流電力に変換する電力変換装置において、その変換方法は１つ以上の巻き線（負荷）を含む複数の相を含む３相ブリッジ回路で、各相と供給電圧との間に接続されるＨｉ側スイッチング素子と各相とＧＮＤとの間に接続されるＬｏ側スイッチング素子を、ショートしないようにそのスイッチングタイミングを制御して巻き線に交流電力を与える。この制御方法として、例えば供給される直流電力の電圧が一定であった場合には、交流回路に与える電圧をそのスイッチングのＯＮ・ＯＦＦ時間（パルス幅）を調整することで制御している（ＰＷＭ制御）。ＰＷＭ制御は、一般的にキャリア（搬送波）と呼ばれる基準の周期信号を使い、スイッチングのＯＮとＯＦＦの合計時間をそのキャリアの周期中で、所望の電圧を印加できるようにスイッチングのＯＮ・ＯＦＦタイミングを決めている。
　しかしこのような電力変換装置では、スイッチングによるスイッチング音や電磁ノイズ（ＥＭＩ）が課題として挙げられている。これらはスイッチングの周期、すなわちキャリア周波数によってその周波数特性が決まる。
　この対策方法としては、例えば、ハードウェアではスイッチングの過渡的な応答を下げるためのフィルタ回路の追加や、またソフトウェアではキャリア周波数を問題とされる周波数帯を避けるように設定することがある。ここで、キャリア周波数の設定には制限があり、負荷の電圧に対する電流の応答性がＰＷＭキャリア周期を超えないようにキャリア周波数を設定することと、スイッチング音を人の可聴域（２０Ｈｚ～２０ｋＨｚ）から外す様な周波数に設定する必要がある。また、上記のように、スイッチングには供給電圧からＧＮＤまででショートさないように一般的にはデッドタイムと呼ばれるＨｉ側スイッチングとＬｏ側スイッチングが共にＯＦＦとなる時間（スイッチング損失）があるが、この損失分も極力小さくするようにキャリア周波数を設定する必要があり、電動パワーステアリングではキャリア周波数は２０ｋＨｚ近辺に設定される。
　しかし、この制限の中でも電磁ノイズの課題は残り、価格競争を考慮すると、ハードウェアでの対策だけではなくソフトウェアでの対策も必要とされるため、設定したキャリア周波数でスイッチングした電磁エネルギーのピークを下げるように、キャリア周波数をある一定周期またはランダムに変更してスペクトラム拡散を行う方法がある。
　本技術分野の背景技術として、特開２０１３－３８９１６号公報（特許文献１）がある。特許文献１は、スイッチング周波数をスペクトラム拡散させる場合でも、制御対象を安定化させ、高調波電流や電磁ノイズの仕様を満足できるスイッチング装置を提供することを目的とし、スイッチング素子に対してオン・オフを制御する操作信号を伝達して、スイッチング素子のスイッチング制御を行うスイッチング装置において、複数種類のパルス周期から二種類以上のパルス周期を選択するパルス周期選択手段と、パルス周期選択手段によって選択されたパルス周期の合計を制御周期として設定する制御周期設定手段と、制御周期設定手段によって設定された制御周期ごとに、オン・オフのデューティ比を変更して操作信号を伝達する操作信号伝達手段と、を有する構成が開示されている。
特開２０１３－３８９１６号公報
　特許文献１では、制御周期は一定としてその制限の中で複数種類のＰＷＭキャリア周期の合計が制御周期となり、またこの制御周期の整数倍が複数種類のＰＷＭキャリア周期の変調周期となるようにしている。
　ここで、特に電動パワーステアリング装置においては、近年、操舵感の向上や緊急回避時でも安定した制御が実現できるよう高応答化が期待されており、電動パワーステアリング装置に使われるモータの電流制御の目標応答は、例えば、１ｍｓｅｃが要求されることもある。そのためモータ制御周期としては、この目標応答までに、例えば、約５回以上の印加電圧の演算更新周期、すなわち約５回以上の制御周期（１周期１／５ｍｓｅｃ以下）が要求される。さらにキャリア周波数が可聴域を外すため２０ｋＨｚに設定される場合、目標応答１ｍｓｅｃの中でＰＷＭキャリア周期は２０回となる。すなわち１回の制御周期中にＰＷＭキャリア周期は最大で４回含むことができる。しかし４回の中でＰＷＭキャリア周期を変更する場合、４回のＰＷＭキャリア周期の合計時間（制御周期）が変わらないように、且つ、所望のスペクトラムを拡散するために４回のうち１つでも短い周期を準備した場合に残りの周期は必ず長くするような調整が必要となる。よってこのような場合では、制御周期を固定する制限の中では制御周期中のキャリア周波数の平均値を大きくずらすことは不可能であり、また周波数の振り幅を大きくする場合には複数種類のＰＷＭキャリア周期のひとつひとつの間隔が広くなってしまうという問題がある。
　また、キャリア周波数の変更はスペクトラム拡散以外の目的でも実施されることがあり、例えばモータ出力が最大となる駆動状態において、上記デッドタイムによるスイッチング損失を極力小さくするためにキャリア周波数を下げることもある。このようなケースでは上記電動パワーステアリング装置における制限事項の中で、特許文献１では、例えばキャリア周波数を１０ｋＨｚにしてＰＷＭキャリア周期２回で１回の制御周期を作ることとなってしまい、２種類のＰＷＭキャリア周期しか準備することができない。
　また、上記特許文献１の構成を言い換えると制御周期（電圧更新周期）１回に対してＰＷＭキャリア周期が複数回変化するため、所望の電圧を安定して印加することはできないという問題がある。　　また、キャリア周波数を大きく変化させたい場合には、滑らかな周波数の変更が不可能で周波数の切替時に電流のショックが発生したり、電磁ノイズを下げるための所望の周波数の変化を自由に設計することができない。
　また、制御周期中にＰＷＭキャリア周期が変わることによるスイッチングタイミングの更新がないため、所望の電圧が印加できず、所望の電流制御応答が実現できず、制御周期中に変化するＰＷＭキャリア周期の変動に応じた電流振動が発生する。たとえ、これを回避するための手法として、制御周期よりも短くＰＷＭキャリア周期に同期した割り込みタスクを生成してこのタスク内でＰＷＭキャリア周期に合わせたスイッチングタイミングの更新をする設計をしたとしても、マイコンの設計が複雑化し、さらにマイコンの演算負荷が高くなってしまうという問題がある。
　本発明は、上記課題を解決し、スペクトラム拡散により電磁ノイズが低減でき、安定したモータ制御を実現できる、パワーステアリング装置の制御装置、及びそれを用いたパワーステアリング装置を提供することを目的とする。
　上記課題を解決するために、本発明の一実施形態は、その一例を挙げるならば、ステアリングホイールの操舵操作に伴い転舵輪を転舵させる操舵機構に操舵力を付与するモータを駆動制御するパワーステアリング装置の制御装置であって、車両の運転状況に応じて前記モータへの電流指令値を演算する電流指令値演算部と、電流指令値に基づき前記モータへの電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、電圧指令値に応じて前記モータの各相へのＰＷＭデューティ信号を出力するＰＷＭ制御部と、ＰＷＭデューティ信号によって駆動制御されるスイッチング素子によって構成され、モータを駆動制御するブリッジ回路と、制御装置が制御動作を行う所定の周期である制御周期を可変に設定する制御周期設定部と、ＷＭデューティ信号のオン、オフの切り替え周期であるＰＷＭキャリア周期を制御周期の１周期内に自然数個設け、かつ前記ＰＷＭキャリア周期の長さを可変に設定するキャリア周波数設定部と、制御周期の中で前記モータに流れる電流であるモータ電流の検出を行う電流検出部と、制御周期の中でモータのロータの回転角であるモータ回転角を検出する回転角検出部と、制御周期設定部によって設定された制御周期に基づき、電流検出部によるモータ電流の検出のタイミングまたは回転角検出部によるモータ回転角の検出のタイミングを設定する検出タイミング設定部と、を有する構成とする。
　本発明の一実施形態によれば、スペクトラム拡散により電磁ノイズが低減でき、安定したモータ制御を実現できる、パワーステアリング装置の制御装置、及びそれを用いたパワーステアリング装置を提供することができる。
実施例におけるパワーステアリング装置のモータと電力変換装置とその制御装置とを示したシステム構成図である。 実施例における制御装置のタイムチャートである。 実施例における角速度演算関連のタイムチャートである。 実施例における３相dq軸座標変換用位相補償のタイムチャートである。 実施例における電流検出回転角検出タイミングずれイメージのベクトル図である。 実施例における電圧指令値演算部の構成図である。 実施例における制御装置のタイムチャートである。 実施例における電圧出力回転角検出タイミングずれイメージのベクトル図である。 実施例におけるスイッチングタイミングである。 実施例におけるスペクトラム拡散向けキャリア周波数設定の概念図である。 実施例におけるキャリア周波数可変による電磁ノイズのスペクトラム拡散効果のシミュレーション結果である。
　以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。
　本実施例は、制御周期は一定とせずキャリア周期の整数倍で制御周期の1周期とする。そして、制御周期が変化しても制御性を損なわないようにするために、次の制御周期のキャリア周期を決める演算を現在の制御周期の電圧指令値演算部の出力である電圧指令値が演算されるよりも前に実施することとし、前回と現在と次の制御周期の変化に合わせて操作量とパラメータをモータ制御周期毎に更新することとした。
　図１は本実施例におけるパワーステアリング装置のモータと電力変換装置とその制御装置とを示したシステム構成図である。図１において、直流電源１と、並列に接続された平滑コンデンサ２と６個のＦＥＴ等のスイッチング素子３からなる３相ブリッジ回路４を有する電力変換装置（インバータ）を介してモータ６が接続され、平滑コンデンサ２と３相ブリッジ回路４との間の下流側にシャント抵抗５を設け、モータ６には回転子角度センサ７とインバータ電圧センサ８と制御装置９を備える。
　制御装置９は、シャント抵抗５に流れる下流側直流母線電流IDCを入力とし、電流検出部１０でIDCをもとにモータに流れる３相電流Iu,Iv,Iwを再現し、回転子角度センサ７からの信号を受けて回転角検出部１１でモータ電気角θe0を取得し、角速度演算部１２でθe0の今回値と前回値の差分から電気角速度ωeを出力し、位相補償a部１３で電流検出タイミングで回転角検出をしたかのようにこの時間ずれを考慮して電気角を補正したθe1を出力し、３相dq軸変換部１４で前記Iu,Iv,Iwと前記θe1を用いて３相交流を２軸直流に置き換えるベクトル制御用に座標変換を施して磁束（ｄ軸）電流Idとトルク（ｑ軸）電流Iqを出力する。
　電流指令値演算部２６は、車両の運転状況に応じてモータ６への電流指令値を演算し、電圧指令値演算部１５は、電流指令値演算部２６の指令電流Id*,Iq*に前記IdとIqが追従するように前記Id*,Iq*,Id,Iq,ωeを用いて、モータ６への電圧指令値である、d軸指令電圧Vd*とq軸指令電圧Vq*とを出力する。位相補償b部１６は、電圧出力タイミングで回転角検出をしたかのようにこの時間ずれを考慮して電気角を補正したθe2を出力し、dq軸３相変換部１７で前記Vd*,Vq*と前記θe2を用いてベクトル制御用の２軸直流を実際の３相交流に戻すよう座標変換を施して３相電圧指令Vu*,Vv*,Vw*を出力する。
　インバータ電圧センサ８からの信号を受けてインバータ電圧検出部１８でインバータ電圧Vinvを取得し、ＰＷＭ制御部１９でVu*,Vv*,Vw*とVinvの比率から、各相へのＰＷＭデューティ信号である、３相指令Ｄｕｔｙ比Dutyu*,Dutyv*,Dutyw*を出力し、スイッチングタイミング設定部２０でDutyu*,Dutyv*,Dutyw*とＰＷＭキャリア周期Ｔｃとを比較して３相Ｈｉ側／Ｌｏ側スイッチごとにそのスイッチングタイミングTHiu*,TLou*,THiv*,TLov*,THiw*,TLow*を出力し、マイコンスイッチング信号生成部２１でＰＷＭキャリア周期Ｔｃを時間基準に６つのスイッチング素子３にスイッチング信号を与える。
　そして、検出タイミング設定部２２でTHiu*,TLou*,THiv*,TLov*,THiw*,TLow*から前記IDC、回転角、インバータ電圧を検出する検出タイミングTadI,Tadθ,TadVを設定し、マイコン信号検出部２３がＰＷＭキャリア周期Ｔｃから生成した制御周期に同期した信号を基準にTadI,Tadθ,TadVのタイミングで信号検出を実施する。
　角速度演算部１２は、回転子角速度センサ７で検出したモータ電気角θe0に検出誤差成分があると、演算した角速度ωeが振動的になる場合がある。このような場合においては角速度ωeにデジタルフィルタリング処理部を設けて角速度ωeの振動成分を除去するフィルタ処理を含む。ここで、デジタルフィルタリング処理部は、フィルタ処理を行う際のカットオフ周波数を制御周期に基づき設定すれば良い。これにより、カットオフ周波数も、変化する制御周期に合わせ調整することで、適切なデジタルフィルタリングを行うことができる。
　キャリア周波数設定部２４では本実施例の基準となる事前に準備された複数種類のＰＷＭキャリア周期Tcを選択する。制御周期設定部２５では、キャリア周波数設定部２４で選択したＰＷＭキャリア周期Tcの整数倍で制御周期Tccを生成する。そして、制御周期Tccに依存する、すなわちＰＷＭキャリア周期Tcに依存する、角速度演算部１２と位相補償a部１３と電圧指令値演算部１５と位相補償b部１６とスイッチングタイミング設定部２０とマイコンスイッチング信号生成部２１と検出タイミング設定部２２とマイコン信号検出部２３とにＰＷＭキャリア周期Tcと制御周期Tccを出力する。
　位相補償a部１３は、制御周期設定部２５によって設定された制御周期Tccおよび回転角検出部１１によって検出されたモータ回転角に基づき、電流検出部１０によってモータ電流が検出されたときのモータ回転角を推定するモータ回転角推定部である。そして、電流指令部は、モータ電流およびモータ電流が検出されたときのモータ回転角に基づき電流指令値を演算する。従来、モータ電流の検出タイミングとモータ回転角の検出タイミングが異なるため、モータ電流の検出時においては、そのときのモータ回転角は分からない。そこで、その後に検出されたモータ回転角と制御周期に基づき、モータ電流が検出されたときのモータ回転角を遡って推定することにより、モータ電流検出タイミングにおけるモータ回転角の情報を得ることができ、適切な電流指令値演算を行うことができる。
　図２は本実施例における制御装置のＰＷＭキャリア周期やスイッチング素子のスイッチングタイミング等を示すタイムチャートである。図２中のkは何番目の制御周期かを示している（k：自然数）。ここで制御周期TccはＰＷＭキャリア周期Tcの３倍で設定（同期）する。すなわち１制御周期中でのキャリア周波数はＰＷＭキャリア３周期中は固定となり、また制御用に検出した入力信号と演算した出力信号は１制御周期中で更新されることはない。また出力される信号は次制御周期で反映される。 タスク２７は図１に示した制御装置９の処理を１制御周期中に処理する制御タスクであり、タスク２７の入力は現在の制御周期内で取得した信号値であり、タスク２７の出力は次制御周期の図１に示したＰＷＭキャリア周期と制御周期のTc,Tccと３相のＨｉ側スイッチとＬｏ側スイッチのスイッチングタイミングTHiu*,THiv*,THiw*,TLou*,TLov*,TLow*と電流と回転角とインバータ電圧の検出タイミングTadI,Tadθ,TadVである。各タイミングについて基準点を明記する。現在の制御周期のＨｉ／Ｌｏ側スイッチのスイッチングタイミングTHiu*(k),THiv*(k),THiw*(k),TLou*(k),TLov*(k),TLow*(k)は現在の制御周期中（ｋ）の各ＰＷＭキャリアTc(k)の先頭を基準として演算されたタイミングに従いＨｉ／Ｌｏ側ともＯＦＦタイミングが生成され、またデッドタイムTdをあけてＯＮタイミングが自動的に生成される。ここでデッドタイムTdはＰＷＭキャリア周期に依存せず固定である。
　現在の制御周期の電流の検出タイミングTad1(k),Tad2(k)はそれぞれ現在の制御周期中(k)の制御周期Tcc(k)に同期した検出基準信号の先頭を基準に現在の制御周期中(k)のＰＷＭキャリアの２周期目の３相Ｈｉ側スイッチのタイミングが真ん中となる相のＨｉ側ＯＦＦタイミング(THiu*,THiv*,THiw*を大中小で並べたときに中に該当するタイミング）を中心にTi1時間手前，Ti2時間後で演算される。ここでTi1,Ti2は、直流母線におけるシャント抵抗での直流IDCから３相電流を再現する方法において回路特性により事前に決定された時間であり、ＰＷＭキャリア周期に依存せず固定である。
　現在の制御周期の回転角の検出タイミングTadθ(k)は現在の制御周期中(k)の制御周期Tcc(k)に同期した検出タイミング基準信号の先頭を基準に現在の制御周期中(k)のＰＷＭキャリアの２周期目の中心に設定される。現在の制御周期のインバータ電圧の検出タイミングTadV(k)は回転角の検出タイミングTadθ(k)の後に逐次信号検出されるよう設定される。
　次に、本実施例の特徴である、制御周期が変化しても制御性を劣化させないためのＰＷＭキャリア周期を使った、図１の角速度演算部１２と位相補償a部１３と電圧指令値演算部１５と位相補償b部１６とスイッチングタイミング設定部２０と検出タイミング設定部２２における各操作量とパラメータの演算実施例を示し、またキャリア周波数設定部２４でのスペクトラム拡散を実現したキャリア周波数とその変調仕様の実施例を示す。
　まず、角速度演算部１２について、離散システムにおいては角速度の演算は、現在の制御周期で検出した回転角と前回の制御周期で検出した回転角との差分値とその検出時間間隔から求めることができる。すなわちこの検出時間区間は制御周期に依存し、前回の制御周期と今回の制御周期が既知であれば適切な角速度を得ることができる。（ここで、次の制御周期のキャリア周期の更新は、角速度演算部よりも前である必要はない。）よって、現在の制御周期中に使用する角速度ωe(k)は、前制御周期中に得たモータ電気角θe0(k-1)と現在の制御周期中に得たモータ電気角θe0(k)との差分(微分)から演算される。しかし離散システムにおいては制御周期が可変となることにより微分演算においてその時間係数ΔTadθ(k)を可変となるよう以下のように考慮する必要がある。図３に角速度演算関連のタイムチャートを示す。図３から、下記式が導かれる。
　ωe’(k)[rad/ΔTadθ(k)sec] = (θe0(k)[rad]-θe0(k-1)[rad])
  ωe(k)[rad/sec] = (θe0(k)[rad]-θe0(k-1)[rad])÷ΔTadθ(k)[sec]
                   = (θe0(k)[rad]-θe0(k-1)[rad])÷
                     {(Tcc(k-1)[sec]-Tadθ(k-1)[sec])+Tadθ(k)[sec]}
                   = (θe0(k)[rad]-θe0(k-1)[rad])÷ 
                     (1/2×Tcc(k-1)[sec]+1/2×Tcc(k)[sec])
  ここで本実施例では 1／2×Tcc(k)[sec] = Tadθ(k)[sec]　さらに角速度ωe(k)が振動的である場合には角速度ωe(k)を算出する毎にフィルタ演算を実施し（サンプリング周期T = 制御周期Tcc）、現在の制御周期と目標のカットオフ周波数fcを用いて離散系システムにおけるカットオフ周波数を決める係数Kf(k)を求め、以下のようにデジタルフィルタをかけてフィルタ後の角速度信号ωef(k)を算出する。
　ωef(k)[rad/sec] = Kf(k)[-]×
    　　　{ωe(k)[rad/sec]-ωef(k-1)[rad/sec]}+ωef(k-1)[rad/sec]
    　　    ={(2π×fc[Hz]×Tcc[sec])÷(1+2π×fc[Hz]×Tcc[sec])}×
    　　  　{ωe(k)[rad/sec]-ωef(k-1)[rad/sec]}+ωef(k-1)[rad/sec]　次に、位相補償a部１３および位相補償b部１６に関して説明する。
　まず、電力変換装置における電流検出の方法は複数あるが、どれも制御周期またはスイッチングタイミングに同期した検出タイミングの設定が重要となる。例えば、相にシャントを設けて電流を検出するシステムにおいては、次の制御周期中すなわち所望の電圧が一定に印加される区間の中間または後半で検出タイミングを現在の制御周期中に設定する。
　また別の検出方法である、３相ブリッジ回路前もしくは後の直流回路にシャント1つを設けた電流検出システムにおいては、所望の電圧を印加する次の制御周期向けに設定したスイッチングタイミングに同期して電流検出タイミングを現在の制御周期中に設定する。これにより安定して電流を検出することが可能となる。
　電流検出タイミングは、電圧指令値演算部より後で演算されるので、次の制御周期のキャリア周期設定を現在の制御周期中の電圧指令値演算部までに演算することで、次の制御周期における電流検出のタイミングを適切に設定することができる。
　交流回路を使ったモータの制御では一般的にベクトル制御と呼ばれるモータに流れる交流電流と回転角信号を使って交流器を直流器のように扱う制御（座標変換）が用いられており、所望の電流応答を実現するための電圧を演算するまでに交流器から直流器に変換して扱い、また実際にモータに印加する交流電圧すなわちスイッチングタイミングを指定するまでには直流器から交流器に変換して扱う手法である。
　そしてこのベクトル制御においては、電流が検出された際のモータの回転角がどこにあるか、また電圧出力する際のモータの回転角がどこにあるかが把握できていることが安定した制御を実現する技術となる。しかし一般的にはマイコンの仕様などにより電流を検出するタイミングとモータの回転角を検出するタイミングは同期できず、さらに電圧が出力されるタイミングまでにはすでに直流器から交流器への変換処理は終わっているので、電圧が出力されるタイミングとモータの回転角を検出するタイミングは同期することができない。
　この補正として、電流の交流から直流への変換用回転角には、回転角検出タイミングから電流検出タイミングまでに進んだ（もしくは遅れた）モータの回転進み角（もしくは遅れ角）を回転角速度と検出タイミングのずれ時間から演算し、これを検出した回転角に足すことで補正する。具体的には、位相補償a部１３において、現在の制御周期中だが異なるタイミングで取得した電流と回転角の信号を座標変換用に同じタイミングで検出したかのように検出したモータ電気角θe0(k)と演算した電気角速度ωe(k)と検出タイミングずれ時間ΔTadIθ(k)を用いて３相dq軸変換用の位相θe1(k)を以下のように求める。図４に３相dq軸座標変換用位相補償のタイムチャートを、図５に電流検出回転角検出タイミングずれイメージのベクトル図を示す。ここで電流の検出タイミングはTadI1(k)とTadI2(k)の中間地点とする。図４、図５から下記式が導かれる。
  θe1(k)[rad] = θe0(k)[rad]+θerror1[rad]
               = θe0(k)[rad]+ωe(k)[rad/s]×ΔTadIθ(k)[sec]
               = θe0(k)[rad]+ωe(k)[rad/s]×
                〔{TadI1(k)[sec]+TadI2(k)[sec]}/2-Tadθ(k)[sec]}〕　また、電圧の直流から交流への変換用回転角には、回転角検出タイミングから電圧出力区間までに進むモータの回転進み角を回転角速度と検出タイミングのずれ時間から演算し、検出した回転角に足すことで補正する。具体的には、位相補償b部１６で、ベクトル制御でdq軸に変換して演算した電圧指令を３相の座標系に戻すため現在の制御周期中に取得した回転角の検出タイミングと次制御周期で３相電圧出力されるタイミングを座標変換用に同期させるよう、検出したモータ電気角θe0(k)と演算した電気角速度ωe(k)とタイミングずれ時間ΔTadVθ(k)を用いてdq軸３相変換用の位相θe2(k)を以下のように求める。図７にタイミングずれ時間ΔTadVθ(k)に関するタイムチャートを、図８に電圧出力回転角検出タイミングずれイメージのベクトル図を示す。ここで３相電圧出力(スイッチングタイミング)は１制御周期中は固定であるので、同期の目標タイミングは電圧出力期間中の中間地点とする。図７、図８から下記式が導かれる。θe2(k)[rad] = θe0(k)[rad]+θerror2[rad]
    　　 = θe0(k)[rad]+ωe(k)[rad/s]×ΔTadVθ(k)[sec]
    　　 = θe0(k)[rad]+ωe(k)[rad/s]×
    　　　　〔{Tcc(k)[sec]-Tadθ(k)[sec]}+1/2×Tcc(k+1)[sec]〕　
これらにより理想的なベクトル制御が可能となる。ここで電流検出タイミングと回転角検出タイミングは現在の制御周期までに実施されて電流の交流から直流への変換用回転角の補正は電圧指令値演算部よりも前で実施されるため、次の制御周期のキャリア周期の更新は本補正前に実施される必要はない。 　回転角検出タイミングは現在の制御周期までに実施されて電圧出力区間は次の制御周期中を目標として、電圧の直流から交流への変換用回転角の補正が電圧指令値演算部よりも後で実施されるので、次の制御周期のキャリア周期設定を現在の制御周期中の電圧指令値演算部までに演算することで次の制御周期における電圧出力の位相を適切に設定することができる。
　次に、電圧指令値演算部１５では、電流のフィードバック制御でよく用いられるPI制御を適用している。PI制御のうちI制御は、目標電流値と検出した電流値との差(偏差信号)を積分した値に積分ゲインをかけてI制御の電圧指令値として出力する。離散システムにおいては、上記偏差信号の積分は上記偏差信号を制御周期毎（積分時間区間）に加算していく。ただし制御周期が変動する本実施例においては、変動する制御周期に合わせて積分ゲインを調整することにより安定したI制御の電圧指令値を出力することができる。図６に本実施例における電圧指令値演算部の構成図を示す。図６において、PI制御部ではd軸、q軸それぞれに対して現在の制御周期で求めた指令電流Id*(k),Iq*(k)と現在の制御周期の座標変換で得た検出電流Id(k),Iq(k)の偏差を積分し、これに積分ゲインKiをかけて、次制御周期で実際には出力される電圧指令Vdi*(k+1),Vqi*(k+1)を求める。離散システムにおいては制御周期が可変となることにより積分演算においてその積分係数Kiが可変となるように以下のように考慮する必要がある。
　まず偏差積Iqersum[A・sec]を演算する上で離散システムにおいてその演算は、下記式となる。
　Iqersum(k)[A・Tcc(k)sec]=Iqersum(k-1)[A・Tcc(k-1)sec]+
    　　　　　　　　　{Iq*(k)[A]-Iq(k)[A]}　
また、この偏差積を用いて次制御周期中に反映される電圧指令値は、下記式となる。
　　Vqi*(k+1)[V]=Iqersum(k)[A・Tcc(k)sec]×Ki(k)[V/A・Tcc(k)sec]
              =Iqersum(k)[A・Tcc(k)sec]×{Tcc(k)×Ki’(k)[V/A・sec]}
  (d軸もq軸と同様の処理を実施する.)　これにより、積分ゲインも、変化する制御周期に合わせ調整することにより、適切なＰＩ制御を行うことができる。
　次に、スイッチングタイミング設定部２０については、所望の電流応答性を実現するために必要な所望の電圧指令は、現在の制御周期中もしくはそれまでに検出した電流と回転角の信号をもとに演算される。また演算した所望の電を実現するための次制御周期で設定すべきスイッチングタイミングは、現在の制御周期中もしくはそれまでに検出した供給電圧からデューティ比を演算し、演算したデューティ比と次制御周期中のキャリア周期におけるスイッチングON時間とOFF時間の比率が合うように、次制御周期で与えるスイッチングON時間を決める。
　すなわち、現在の制御周期中に演算した３相電圧指令値Vu*(k),Vv*(k),Vw*(k)とインバータ電圧値Vinv(k)から求めた各相毎のPWM Duty比Dutyu*(k), Dutyv*(k), Dutyw*(k)が、ＰＷＭキャリア周期中でのスイッチON 時間Donu*(k),Donv*(k),Donw*(k)と OFF時間Doffu*(k),Doffv*(k),Doffw*(k)との比率が合うように設定し、さらにデッドタイムTdを考慮して次制御周期のＰＷＭキャリア周期の始点を基準に次制御周期のスイッチングタイミングを設定する。
　本実施例ではスイッチ ON時間の操作は Hi側スイッチOFFと Lo側スイッチOFFのタイミングを設定することで実現可能である。なぜならば、Hi側スイッチONタイミングは Lo側スイッチOFFタイミングからデッドタイムTd経過後にマイコンで自動的にスイッチングされ、Lo側スイッチONタイミングはHi側スイッチOFFタイミングからデッドタイムTd経過後にマイコンで自動的にスイッチングされるためである。また本実施例ではセンターアラインでスイッチング波形を生成する。図９に、本実施例におけるスイッチングタイミングを示す。図９において、まずスイッチ ON時間を下記により求める。
　　Donu*(k) = Dutyu*(k)×Tc(k+1)　次にHi側スイッチOFFタイミング,Lo側スイッチ OFFタイミングを設定する。
    THiu*(k+1)=Tc(k+1)÷2+(Donu*(k)-Td)÷2
             ={Tc(k+1)+Donu*(k)}÷2-Td÷2
   TLou*(k+1)=Tc(k+1)÷2-(Donu*(k)-Td)÷2-Td
             ={Tc(k+1)-Donu*(k)}÷2-Td÷2　
これにより制御周期が可変であっても安定して所望の電圧を印加することができ所望の電流応答性を確保することができる。スイッチングタイミング設定部は電圧指令値演算部より後で演算されるので、次の制御周期のキャリア周期設定は現在の制御周期中の電圧指令値演算部までに演算することで、次の制御周期におけるスイッチングON時間を適切に設定することができる。
　このように、スイッチングタイミング設定部は、制御周期に基づきスイッチングタイミングを設定する。これにより、スイッチングタイミングも、変化する制御周期に合わせ調整することにより、適切なデューティ制御を行うことができる。
　次に、検出タイミング設定部２２は、現在の制御周期中に演算した次制御周期中に反映される３相Hi側,Lo側スイッチのタイミングのうち３相のHi側スイッチOFFタイミングTHiu*(k+1), THiv*(k+1), THiw*(k+1)をタイミングの遅い順(=Dutyの大きい順)から大(THiB),中(THiM),小(THiS)と並べたときに中(THiM)となる信号を基準に手前Ti1[sec],後ろTi2[sec]で、次制御周期中の２番目のＰＷＭキャリア周期で実施される電流検出タイミングTad1(k+1)とTad2(k+2)を演算し、また次制御周期中に実施される回転角検出タイミングTadθ(k+1)を演算する。なお、インバータ電圧検出タイミングTadVは回転角が検出された後にすぐ実施されるため敢えてそのタイミングを設定しない。図２から、下記が導かれる。
　電流検出タイミングは、下記式で、
  Tad1(k+1)=Tc(k+1)+THiM-Ti1
   Tad2(k+1)=Tc(k+1)+THiM+Ti2　
回転角検出タイミングは、下記式で設定される。
   Tadθ(k+1)=Tc(k+1)×(3/2)　
次に、キャリア周波数設定部２４には、本実施例では事前に電磁ノイズを低減できるキャリア周波数の変調周期と変調幅が検討され、これを実現するＰＷＭキャリア周期のパターンをＰＷＭキャリア周期の整数倍で事前に準備している。キャリア周波数設定部では電動パワーステアリングの起動から停止まで常にこの事前に準備したＰＷＭキャリア周期を制御周期毎に切り替えている。
　ここで、キャリア周波数設定部２４は、操舵操作の状態に応じてＰＷＭキャリア周期を設定する。これにより、例えば、停車時における非操舵時、直進走行時のように操舵アシストが行われない状態においては、ラジオノイズの低減を重視したＰＷＭキャリア周期とし、一方、緊急回避のような急転舵時、車庫入れのため大出力での操舵操作が頻繁に行われるときのような場合には、キャリア周波数を低めに設定する等、操舵状態に応じてキャリア周波数を設定することにより、適切なモータ制御を行うことができる。
　また、ＰＷＭキャリア周期を所定の周期に設定した後、所定の周期を中心に所定の周期よりも短い周期と長い周期に夫々変化するようにＰＷＭキャリア周期を設定する。これにより、所定の周期を中心に長短交えたＰＷＭキャリア周期となるように可変制御することにより、スイッチングタイミングのエネルギーのピークが拡散され、ラジオノイズを低減することができる。
　図１０に本実施例におけるスペクトラム拡散向けキャリア周波数設定の概念図を示す。図１０において、事前に準備されたキャリア周波数は、平均周波数を18kHz且つ変調幅2kHzとした17kHzから19kHzの周波数帯で周期約1msで変調させる。本実施例では目標の電流制御応答を1msとしておりこの目標応答内に印加電圧の更新を５回以上にするため、制御周期をＰＷＭキャリア周期の３周期で１周期として制御周期毎に印加電圧の更新と制御周期の更新がされるようにした。すなわち変調周期1ms中に変調回数は６回存在し、設定するキャリア周波数は17kHzからスタートして19Hzとなりそして17kHzに戻る変調周波数を6等分(17.00kHz, 17.67kHz, 18.33kHz, 19.00kHz, 18.33kHz, 17.67kHz)して設定する。
　図１１に、本実施例におけるキャリア周波数可変による電磁ノイズのスペクトラム拡散効果のシミュレーション結果を示す。（Ａ）がキャリア周波数固定の場合、（Ｂ）がキャリア周波数可変の場合の電磁ノイズレベルを示している。図１１から明らかなように、本実施例では期待通りにスペクトラムが拡散され電磁ノイズが低減でき、安定したモータ制御を実現できる。
　以上のように、本実施例は、ステアリングホイールの操舵操作に伴い転舵輪を転舵させる操舵機構に操舵力を付与するモータを駆動制御するパワーステアリング装置の制御装置であって、車両の運転状況に応じて前記モータへの電流指令値を演算する電流指令値演算部と、電流指令値に基づき前記モータへの電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、電圧指令値に応じて前記モータの各相へのＰＷＭデューティ信号を出力するＰＷＭ制御部と、ＰＷＭデューティ信号によって駆動制御されるスイッチング素子によって構成され、モータを駆動制御するブリッジ回路と、制御装置が制御動作を行う所定の周期である制御周期を可変に設定する制御周期設定部と、ＰＷＭデューティ信号のオン、オフの切り替え周期であるＰＷＭキャリア周期を制御周期の１周期内に自然数個設け、かつ前記ＰＷＭキャリア周期の長さを可変に設定するキャリア周波数設定部と、制御周期の中で前記モータに流れる電流であるモータ電流の検出を行う電流検出部と、制御周期の中でモータのロータの回転角であるモータ回転角を検出する回転角検出部と、制御周期設定部によって設定された制御周期に基づき、電流検出部によるモータ電流の検出のタイミングまたは回転角検出部によるモータ回転角の検出のタイミングを設定する検出タイミング設定部と、を有する構成とする。
　また、ステアリングホイールの操舵操作に伴い転舵輪を転舵させる操舵機構と、操舵機構に操舵力を付与するモータと、モータを駆動制御する前記制御装置とを有したパワーステアリング装置とする。
　これにより、ＰＷＭキャリア周期、制御周期共に可変に設定されるため、制御周期を一定とした場合に比べ、ＰＷＭキャリア周期の設定自由度を向上させることができる。よって、例えば、所謂ラジオノイズ低減のためにキャリア周波数を可変に設定する際の制限を少なくしたり、大出力時にキャリア周波数を低く設定しスイッチングロスを少なくしたりすることができる。一方、制御周期内の所定のタイミングで実行されるモータ電流またはモータ回転角の検出のタイミングも変化してしまうが、このタイミングを制御周期設定部によって設定された制御周期に基づき変化した制御周期毎に設定することにより、所望の検出タイミングでの検出を行うことができる。
　以上実施例について説明したが、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、上述した課題の少なくとも一部を解決できる範囲、または、効果の少なくとも一部を奏する範囲において、特許請求の範囲および明細書に記載された各構成要素の任意の組み合わせ、または、省略が可能である。
　本願は、２０１６年２月２５日出願の日本特許出願番号２０１６－０３４０１５号に基づく優先権を主張する。２０１６年２月２５日出願の日本特許出願番号２０１６－０３４０１５号の明細書、特許請求の範囲、図面及び要約書を含む全ての開示内容は、参照により全体として本願に組み込まれる。
　１：直流電源、２：平滑コンデンサ、３：スイッチング素子、４：３相ブリッジ回路、５：シャント抵抗、６：モータ、７：回転子角度センサ、８：インバータ電圧センサ、９：制御装置、１０：電流検出部、１１：回転角検出部、１２：角速度演算部、１３：位相補償a部、１４：３相dq軸変換部、１５：電圧指令値演算部、１６：位相補償b部、１７：dq軸３相変換部、１８：インバータ電圧検出部、１９：ＰＷＭ制御部、２０：スイッチングタイミング設定部、２１：マイコンスイッチング信号生成部、２２：検出タイミング設定部、２３：マイコン信号検出部、２４：キャリア周波数設定部、２５：制御周期設定部、２６：電流指令値演算部、２７：タスク

Claims (14)

  1. 　ステアリングホイールの操舵操作に伴い転舵輪を転舵させる操舵機構に操舵力を付与するブラシレスモータを駆動制御するパワーステアリング装置の制御装置であって、
    　車両の運転状況に応じて前記ブラシレスモータへの電流指令値を演算する電流指令値演算部と、
    　前記電流指令値に基づき前記ブラシレスモータへの電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、
    　前記電圧指令値に応じて前記ブラシレスモータの各相へのPWMデューティ信号を出力するPWM制御部と、
    　前記PWMデューティ信号によって駆動制御されるスイッチング回路を備え、前記ブラシレスモータを駆動制御するブリッジ回路と、
    　制御装置が制御動作を行う所定の周期である制御周期を可変に設定する制御周期設定部と、
    　前記PWMデューティ信号のオン、オフの切り替え周期であるPWMキャリア周期を前記制御周期の1周期内に自然数個設定し、かつ前記PWMキャリア周期の長さを可変に設定するPWMキャリア周期設定部と、
    　前記ブラシレスモータに流れる電流であるモータ電流の検出を前記制御周期内で行うモータ電流検出実行部と、
    　前記ブラシレスモータのロータの回転角であるモータ回転角を前記制御周期内で検出するモータ回転角検出実行部と、
    　前記制御周期設定部によって設定された前記制御周期に基づき、前記モータ電流検出実行部による前記モータ電流の検出のタイミングまたは前記モータ回転角検出実行部による前記モータ回転角の検出のタイミングを設定する実行タイミング設定部と、
    　を備える
    　パワーステアリング装置の制御装置。
  2. 　請求項１に記載のパワーステアリング装置の制御装置であって、
    　前記制御周期設定部によって設定された前記制御周期および前記モータ回転角検出実行部によって検出された前記モータ回転角に基づき、前記モータ電流検出実行部によって前記モータ電流が検出されたときの前記モータ回転角を推定するモータ回転角推定部を備え、
    　前記電流指令値演算部は、前記モータ電流および前記モータ電流が検出されたときの前記モータ回転角に基づき前記電流指令値を演算する
    　パワーステアリング装置の制御装置。
  3. 　請求項１に記載のパワーステアリング装置の制御装置であって、
    　前記モータ電流の信号または前記モータ回転角の信号のフィルタ処理を行うデジタルフィルタリング処理部を備え、
    　前記デジタルフィルタリング処理部は、前記フィルタ処理を行う際のカットオフ周波数を前記制御周期に基づき設定する
    　パワーステアリング装置の制御装置。
  4. 　請求項３に記載のパワーステアリング装置の制御装置であって、
    　前記電流指令値演算部は、前記モータ電流に基づきＰＩ制御によって前記電流指令値を演算すると共に、前記制御周期に基づき前記ＰＩ制御の積分ゲインを設定する
    　パワーステアリング装置の制御装置。
  5. 　請求項１に記載のパワーステアリング装置の制御装置であって、
    　前記PWMデューティ信号のオン、オフの切り替えタイミングを設定するスイッチングタイミング設定部を備え、
    　前記スイッチングタイミング設定部は、前記制御周期に基づき前記スイッチングタイミングを設定する
    　パワーステアリング装置の制御装置。
  6. 　請求項１に記載のパワーステアリング装置の制御装置であって、
    　前記PWMキャリア周波数設定部は、前記操舵操作の状態に応じて前記PWMキャリア周期を設定する
    　パワーステアリング装置の制御装置。
  7. 　請求項６に記載のパワーステアリング装置の制御装置であって、
    　前記PWMキャリア周波数設定部は、前記PWMキャリア周期を所定の周期に設定した後、前記所定の周期を中心に前記所定の周期よりも短い周期と長い周期に夫々変化するように前記PWMキャリア周期を設定する
    　パワーステアリング装置の制御装置。
  8. 　パワーステアリング装置であって、
    　ステアリングホイールの操舵操作に伴い転舵輪を転舵させる操舵機構と、
    　前記操舵機構に操舵力を付与するブラシレスモータと、
    　前記ブラシレスモータを駆動制御する制御装置と、
    　を備え、
    　前記制御装置は、
    　車両の運転状況に応じて前記ブラシレスモータへの電流指令値を演算する電流指令値演算部と、
    　前記電流指令値に基づき前記ブラシレスモータへの電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、
    　前記電圧指令値に応じて前記ブラシレスモータの各相へのPWMデューティ信号を出力するPWM制御部と、
    　前記PWMデューティ信号によって駆動制御されるスイッチング回路を備え、前記ブラシレスモータを駆動制御するブリッジ回路と、
    　制御装置が制御動作を行う所定の周期である制御周期を可変に設定する制御周期設定部と、
    　前記PWMデューティ信号のオン、オフの切り替え周期であるPWMキャリア周期を前記制御周期の1周期内に自然数個設定し、かつ前記PWMキャリア周期の長さを可変に設定するPWMキャリア周期設定部と、
    　前記ブラシレスモータに流れる電流であるモータ電流の検出を前記制御周期内で行うモータ電流検出実行部と、
    　前記ブラシレスモータのロータの回転角であるモータ回転角を前記制御周期内で検出するモータ回転角検出実行部と、
    　前記制御周期設定部によって設定された前記制御周期に基づき、前記モータ電流検出実行部による前記モータ電流の検出のタイミングまたは前記モータ回転角検出実行部による前記モータ回転角の検出のタイミングを設定する実行タイミング設定部と、
    　を備える
    　パワーステアリング装置。
  9. 　請求項８に記載のパワーステアリング装置であって、
    　前記制御装置は、前記制御周期設定部によって設定された前記制御周期および前記モータ回転角検出実行部によって検出された前記モータ回転角に基づき、前記モータ電流検出実行部によって前記モータ電流が検出されたときの前記モータ回転角を推定するモータ回転角推定部を備え、
    　前記電流指令値演算部は、前記モータ電流および前記モータ電流が検出されたときの前記モータ回転角に基づき前記電流指令値を演算する
    　パワーステアリング装置。
  10. 　請求項９に記載のパワーステアリング装置であって、
    　前記制御装置は、前記モータ電流の信号または前記モータ回転角の信号のフィルタ処理を行うデジタルフィルタリング処理部を備え、
    　前記デジタルフィルタリング処理部は、前記フィルタ処理を行う際のカットオフ周波数を前記制御周期に基づき設定する
    　パワーステアリング装置。
  11. 　請求項１０に記載のパワーステアリング装置であって、
    　前記電流指令値演算部は、前記モータ電流に基づきＰＩ制御によって前記電流指令値を演算すると共に、前記制御周期に基づき前記ＰＩ制御の積分ゲインを設定する
    　パワーステアリング装置。
  12. 　請求項８に記載のパワーステアリング装置であって、
    　前記制御装置は、前記PWMデューティ信号のオン、オフの切り替えタイミングを設定するスイッチングタイミング設定部を備え、
    　前記スイッチングタイミング設定部は、前記制御周期に基づき前記スイッチングタイミングを設定する
    　パワーステアリング装置。
  13. 　請求項８に記載のパワーステアリング装置であって、
    　前記PWMキャリア周波数設定部は、前記操舵操作の状態に応じて前記PWMキャリア周期を設定する
    　パワーステアリング装置。
  14. 　請求項１３に記載のパワーステアリング装置であって、
    　前記PWMキャリア周波数設定部は、前記PWMキャリア周期を所定の周期に設定した後、前記所定の周期を中心に前記所定の周期よりも短い周期と長い周期に夫々変化するように前記PWMキャリア周期を設定する
    　パワーステアリング装置。
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