JP5662899B2 - スイッチング装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング素子に対して操作信号を伝達してスイッチング制御を行うスイッチング装置に関する。

従来では、製造条件の緩和を図りながら、ノイズフィルタの小型軽量化および放射電磁波強度低減を実現することを目的とした電力スイッチング装置に関する技術の一例が開示されている（例えば特許文献１を参照）。この電力スイッチング装置は、制御回路部が複数種類のパルス周期パターンから所定の繰り返し順序またはランダムな順序で選択し、選択したパルス周期パターンを順次に配列したスイッチング信号によりスイッチング回路部をスイッチングさせる構成である。この構成によれば、スイッチングによって生じる高調波電流をスペクトラム拡散させ、放送波帯域を用いる通信などへの障害を抑止できる。

また、スイッチング周波数をより適切に拡散させることを目的としたスイッチング装置に関する技術の一例が開示されている（例えば特許文献２を参照）。このスイッチング装置は、スイッチング周波数を拡散させ、拡散された各スイッチング周波数について、これに時系列上隣接する少なくとも一方のスイッチング周波数との周波数間隔が、時系列的に隣接しない全スイッチング周波数との周波数間隔以下となるように設定する構成である。この構成によれば、中心周波数に対してスペクトラム拡散によって定まる擬似的な信号波の周波数の整数倍程度ずれた周波数信号（擬似側波帯信号）がノイズとなる。スイッチング周波数の一回の切替における変更幅を小さくすると、擬似側波帯信号が中心周波数に近づき、スイッチング制御に起因するノイズを極力抑制することができる。

さらに、固定周波数方式の基本的な周波数ノイズレベルに対し、一定の減衰量を得ることを目的としたパルス制御装置に関する技術の一例が開示されている（例えば特許文献３を参照）。このパルス制御装置は、周波数掃引波に応じてキャリア波の周波数を所定の周波数拡散幅の範囲で変化させる構成である。この構成によれば、キャリア波ひいては出力パルスの周波数が周波数拡散幅の範囲で分散するので、周波数ノイズの電力密度を低下させることができる。

特開２００６−１８７１７３号公報 特開２０１０−２７９１１１号公報 特開２００８−００５６８２号公報

しかし、特許文献１〜３に開示された技術は、いずれもスイッチング周波数をスペクトラム拡散することでノイズを抑制している。この技術をスイッチング素子に対してオン・オフを制御する操作信号（パルス信号）に適用すると、スイッチング周波数を拡散することから、制御対象（電圧や電流）の制御周期も変化することになる。ここで、「制御周期」はパルス信号のデューティ（Duty）比を変更（更新）する周期を意図する。制御周期の長さ（期間）が経時的に変化すると、制御対象が不安定になったり、高調波電流や電磁ノイズ等に関する仕様（例えばＩＥＣ（国際電気標準会議）の規格やＣＩＳＰＲ（国際無線障害特別委員会）の規格等）を満足しなくなる可能性がある。

スイッチング周波数（この逆数値がパルス周期である）をスペクトラム拡散する一例を図１６に示す。当該図１６において、パルス周期パターンＰＰａの周期（以下では単に「変調周期」と呼ぶ。）Ｍｃは、パルス周期Ｐｃａ，Ｐｃｂ，Ｐｃｃがそれぞれ２つあるので、数式で表すとＭｃ＝２Ｐｃａ＋２Ｐｃｂ＋２Ｐｃｃになる。本例におけるパルス周期Ｐｃａ，Ｐｃｂ，Ｐｃｃについての各制御周期Ｃｃａ，Ｃｃｂ，Ｃｃｃは、数式で表すとそれぞれＣｃａ＝２Ｐｃａ、Ｃｃｂ＝２Ｐｃｂ、Ｃｃｃ＝２Ｐｃｃになる。

制御周期Ｃｃａ（時刻ｔ０から時刻ｔａまで）はパルス周期Ｐｃａの逆数値であるスイッチング周波数ｆａになり、デューティ比Ｄｒａを適用する。同様にして、制御周期Ｃｃｂ（時刻ｔａから時刻ｔｂまで）と制御周期Ｃｃｃ（時刻ｔｂから時刻ｔｃまで）は、各々のパルス周期Ｐｃａ，Ｐｃｂの逆数値であるスイッチング周波数ｆｂ，ｆｃになり、デューティ比Ｄｒｂ，Ｄｒｃをそれぞれ適用している（ただしＤｒａ≠Ｄｒｂ≠Ｄｒｃと仮定する）。時刻ｔｃ以降は、制御周期Ｃｃａ，Ｃｃｂ，Ｃｃｃを繰り返す。このように変調周期Ｍｃ内における制御周期Ｃｃａ，Ｃｃｂ，Ｃｃｃの各長さ（期間）が変化すると、最適な周波数を応答周波数として設定することができない。そのため、入力電流が正弦波から外れた高調波成分を多く含んだり、制御の安定性が悪く発振することで高調波成分が大きくなったり、あるいは電磁ノイズが増大したりする。その結果、上述した仕様を満足しなくなる可能性がある。

本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、スイッチング周波数（この逆数値であるパルス周期）をスペクトラム拡散させる場合でも、制御対象を安定化させ、高調波電流や電磁ノイズの仕様を満足できるスイッチング装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するためになされた請求項１に記載の発明は、スイッチング素子に対してオン・オフを制御する操作信号を伝達して、前記スイッチング素子のスイッチング制御を行うスイッチング装置において、複数種類のパルス周期から二種類以上の前記パルス周期を選択するパルス周期選択手段と、前記パルス周期選択手段によって選択された前記パルス周期の合計を制御周期とし、前記制御周期の整数倍を変調周期として設定する制御周期設定手段と、前記制御周期設定手段によって設定された前記制御周期ごとに、前記オン・オフのデューティ比を変更して前記操作信号を伝達する操作信号伝達手段とを有することを特徴とする。

この構成によれば、二種類以上のパルス周期が選択された周期を合計して制御周期とし、制御周期の整数倍を変調周期として設定する。この制御周期ごとにデューティ比を変更し、操作信号としてスイッチング素子に伝達する。二種類以上のパルス周期が選択されるので、その逆数値であるスイッチング周波数がスペクトラム拡散される。一方、制御周期の長さは一定に維持され、かつ、デューティ比も制御周期内で維持されるので、制御対象が安定し、高調波電流や電磁ノイズを低減することができる。

なお「操作信号」には、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）信号を含めてもよい。「スイッチング素子」には、操作信号に基づいてオン・オフするスイッチング機能を有する任意の半導体素子を用いることができる。例えば、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ（具体的にはＭＯＳＦＥＴ，ＪＦＥＴ，ＭＥＳＦＥＴ等）、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、パワートランジスタなどが該当する。「パルス周期」は、パルス幅（アクティブ状態の時間）とパルス間隔（非アクティブ状態の時間）との合計である。「スイッチング周波数」は、パルス周期とは逆数値の関係である。「二種類以上のパルス周期」は、スイッチング素子に伝達する操作信号に用いることができる複数種類（例えば１０種類や２００種類等）のパルス周期、すなわち全種類のパルス周期を選択する場合が上限となる。「制御周期」は、上述したようにパルス信号のデューティ比を変更する周期（時間間隔）であり、その周期内ではデューティ比が一定に維持される。「制御対象」は、スイッチング素子から出力される電力や信号等を受けて作動する機器であれば任意である。例えば、コンバータ、インバータ、回転機（電動機，発電機，電動発電機等）、系統（電力系統を含む）などが該当する。

請求項２に記載の発明は、前記変調周期として設定される前記制御周期に含まれる前記パルス周期は、前記制御周期ごとに異なることを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、前記パルス周期選択手段は、前記複数種類のパルス周期から所定の選択規則に従って前記パルス周期を選択することを特徴とする。この構成によれば、所定の選択規則に従ってパルス周期を選択するので、確実にパルス周期の選択が行え、制御周期の長さが確定する。したがって、制御対象が安定し、高調波電流や電磁ノイズを低減することができる。「所定の選択規則」は任意に設定してよい。例えば、出現順に選択したり、出現とは逆順に選択したり、間欠的に選択したりすることができる。

請求項４に記載の発明は、前記パルス周期選択手段は、前記複数種類のパルス周期からランダムに前記パルス周期を選択することを特徴とする。この構成によれば、パルス周期をランダムに選択するが、選択後は制御周期の長さが確定する。したがって、制御対象が安定し、高調波電流や電磁ノイズを低減することができる。

請求項５に記載の発明は、前記操作信号伝達手段は、フィードバック制御を行う場合において、前記パルス周期選択手段によって選択された前記パルス周期および前記制御周期設定手段によって設定された前記制御周期のうちで一以上の周期に基づいて前記フィードバック制御の制御定数（例えば比例ゲインや積分ゲイン等）を設定し、前記操作信号を伝達することを特徴とする。この構成によれば、パルス周期や制御周期に基づいて適切な制御定数を設定するので、パルス周期（この逆数値であるスイッチング周波数）をスペクトラム拡散させる場合でも、応答周波数を一定にすることができる。

充電システムの第１構成例を模式的に示す図である。 パルス周期、スイッチング周波数、デューティ比等を説明する図である。 制御周期を一定にする第１制御例を示すタイムチャートである。 高調波電流と規制値との関係を示すグラフ図である。 高調波電流と規制値との関係を示すグラフ図である。 高調波電流と規制値との関係を示すグラフ図である。 スペクトラム拡散の有無による雑音端子電圧の違いを示すグラフ図である。 制御周期を一定にする第２制御例を示すタイムチャートである。 制御周期を一定にする第３制御例を示すタイムチャートである。 制御周期を一定にする第４制御例を示すタイムチャートである。 制御周期を一定にする第５制御例を示すタイムチャートである。 制御周期を一定にする第６制御例を示すタイムチャートである。 充電システムの第２構成例を模式的に示す図である。 電力変換システムの構成例を示す模式図である。 インバータ制御装置の構成例を示す模式図である。 従来技術の制御例を示すタイムチャートである。

以下、本発明を実施するための形態について、図面に基づいて説明する。なお、特に明示しない限り、「接続する」という場合には電気的な接続を意味する。各図は、本発明を説明するために必要な要素を図示し、実際の全要素を図示してはいない。上下左右等の方向を言う場合には、図面の記載を基準とする。各実施の形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた例を説明する。

〔実施の形態１〕
実施の形態１は、ＰＦＣ（Power Factor Correction）コンバータ内に備えるスイッチング素子に対して操作信号を伝達する例であって、図１〜図１２を参照しながら説明する。なお、スイッチング素子による制御対象は、ＰＦＣコンバータの入力電流とコンバータ（具体的にはＤＣ／ＤＣコンバータ）への出力電圧を例として説明する。

図１には、交流電力源Ｅac（例えば商用電源等）から電力の供給を受けて、バッテリＥdc（例えば車載高電圧バッテリ等）に充電する充電システムの第１構成例を模式的に示す。この充電システムは「車載充電器」の一例であって、ＰＦＣコンバータ１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０、定電圧制御装置４０、入力電流正弦波制御装置５０Ａなどを有する。これらの要素のうちで、定電圧制御装置４０と入力電流正弦波制御装置５０Ａが「スイッチング装置」に相当する。

ＰＦＣコンバータ１０は、高調波電流エミッションおよび無効電力の双方を低減するため、入力電流を入力電圧と同位相の正弦波にしつつ、出力電圧（直流）を一定に制御する機能を担う。このＰＦＣコンバータ１０は、スイッチング素子Ｑ１０、ダイオードＤ１０，Ｄ１１、整流回路Ｄｚ１、インダクタＬ１０（主にコイルであるがリアクトルを含む。）などを有する昇圧型コンバータである。なお、高調波電流エミッションの限度値は、ＩＥＣの規格（例えばIEC61000-3-2やIEC61000-3-12等の規定）が定められている。また、１５０[kHz]以上の電磁波エミッションに関しては、ＣＩＳＰＲの規格（例えばCISPR14-1等の規定）が定められている。

スイッチング素子Ｑ１０は、後述する操作信号制御部５５（特に操作信号伝達手段５５ｃ）から伝達される操作信号Ｓｐに従ってオン・オフのスイッチングを行う。本形態の操作信号Ｓｐには、後述するようにパルス信号を用いる（図２，図３，図８〜図１２を参照）。ダイオードＤ１０（アノード側）とインダクタＬ１０は直列接続され、その接続点はスイッチング素子Ｑ１０のコレクタ端子に接続される。ダイオードＤ１１はスイッチング素子Ｑ１０のコレクタ端子とエミッタ端子との間に並列接続され、フリーホイールダイオードとして機能する。整流回路Ｄｚ１は、交流電力源Ｅacから供給される交流電力を直流電力に変換して出力する機能を担う。この整流回路Ｄｚ１は主にダイオードで構成され、本形態では全波整流を行うダイオードブリッジ回路を用いる。

ＰＦＣコンバータ１０では、交流電力源Ｅacから供給される交流電力は整流回路Ｄｚ１に入力され、操作信号Ｓｐに従ってスイッチング素子Ｑ１０がオン・オフ駆動されて、所要電圧値に制御された直流電圧が出力端子（図１ではダイオードＤ１０（カソード側）およびスイッチング素子Ｑ１０のエミッタ端子）から出力される。操作信号Ｓｐの制御にあたって、ＰＦＣコンバータ１０の入力側には電圧センサ１１が接続され、同じく出力側には電圧センサ１３が接続され、さらに内部に電流センサ１２が接続される。電圧センサ１１，１３や電流センサ１２には任意のセンサを適用でき、構成等は周知であるので図示および説明を省略する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、バッテリ電圧や充電電流等を制御する機能を担う。このＤＣ／ＤＣコンバータ２０の構成等は周知であるので、図示および説明を省略する。ＰＦＣコンバータ１０とＤＣ／ＤＣコンバータ２０との間には、平滑用のコンデンサＣ１が接続される。このコンデンサＣ１は、ＰＦＣコンバータ１０に含めたり、あるいはＤＣ／ＤＣコンバータ２０に含めたりしてもよい。

定電圧制御装置４０は、フィードバック制御により、ＰＦＣコンバータ１０の出力電圧を一定に制御する機能を担う。この定電圧制御装置４０は、ＡＤ変換器４１、ＰＩ電圧制御部４２、加減算器４３などを有する。ＡＤ変換器４１は、電圧センサ１３で検出されるアナログ値の検出電圧値Ｖ２をデジタル値に変換して出力する機能を担う。加減算器４３は、電圧指令値Ｖa^*と、電圧センサ１３からＡＤ変換器４１を通じて入力される検出電圧値Ｖ２との偏差ΔＶａ（＝Ｖa^*−Ｖ２）を求めて出力する。電圧指令値Ｖa^*は、ＰＦＣコンバータ１０が出力する直流電圧値の目標値である。この電圧指令値Ｖa^*は、定電圧制御装置４０で設定または記録媒体に記録されてもよく、外部装置（例えばＥＣＵ３０等）から伝達されてもよい。ＰＩ電圧制御部４２は、加減算器４３から出力される偏差ΔＶａと、比例ゲインや積分ゲイン等とに基づいて電圧値のＰＩ制御を行うため、電圧指令値Ｖb^*を算出して出力する。

入力電流正弦波制御装置５０Ａは、フィードバック制御により、バッテリＥdcに充電を行う際における入力電流を正弦波に制御する機能を担う。この入力電流正弦波制御装置５０Ａは、ゼロクロス検出部５１、ＡＤ変換器５２，５３、デューティ比演算部５４、操作信号制御部５５、正弦波発生器５６、ＰＩ電流制御部５７、絶対値算部５８、演算増幅回路５９、加減算器５ａ，５ｂなどを有する。なお、上述した定電圧制御装置４０とともに、入力電流正弦波制御装置５０Ａは二次系の伝達関数となる。

ゼロクロス検出部５１は、電圧センサ１１によって検出される電圧値が０[Ｖ]になるときに検出信号を出力する機能を担う。この検出信号を受けて、正弦波発生器５６は正弦波信号Ｖsinを発生させる。演算増幅回路５９は、電圧指令値Ｖb^*が電圧振幅値となるように正弦波信号の絶対値｜Ｖsin｜を増幅（乗算）し、電圧指令値ＶＩＬ^*を出力する。ＡＤ変換器５２は、電流センサ１２で検出されるアナログ電流値をデジタル値（具体的には電流値に相当する電圧値ＶＩＬ）に変換して出力する機能を担う。加減算器５ａは、電圧指令値ＶＩＬ^*と電圧値ＶＩＬとの偏差ΔＶＩＬ（＝ＶＩＬ^*−ＶＩＬ）を求めて出力する。ＰＩ電流制御部５７は、加減算器５ａから出力される偏差ΔＶＩＬと、比例ゲインや積分ゲイン等とに基づいて電流値のＰＩ制御を行うため、電圧指令値Ｖc^*を算出して出力する。

ＡＤ変換器５３は、電圧センサ１１で検出されるアナログ値の検出電圧値Ｖ１をデジタル値に変換して出力する機能を担う。絶対値算部５８は、ＡＤ変換器５３によって変換された検出電圧値Ｖ１の絶対値を演算して出力する。加減算器５ｂは、ＰＩ電流制御部５７から出力された電圧指令値Ｖc^*と、絶対値算部５８から出力された絶対値｜Ｖ１｜との偏差ΔＶｃ（＝Ｖc^*−｜Ｖ１｜）を求めて出力する。デューティ比演算部５４は、偏差ΔＶｃに基づいて、基準周波数との比較演算によりデューティ比指令値Ｄr^＊を求めて出力する。

操作信号制御部５５は、デューティ比演算部５４から伝達されるデューティ比指令値Ｄr^＊に基づいて、スイッチング素子Ｑ１０に伝達する操作信号Ｓｐを出力する機能を担う。この操作信号制御部５５は、パルス周期選択手段５５ａ、制御周期設定手段５５ｂ、操作信号伝達手段５５ｃなどを有する。パルス周期選択手段５５ａは、複数種類のパルス周期を検出し、当該複数種類のパルス周期の中から二種類以上のパルス周期を選択する機能を担う。制御周期設定手段５５ｂは、パルス周期選択手段５５ａによって選択されたパルス周期の合計を制御周期として設定する機能を担う。操作信号伝達手段５５ｃは、制御周期設定手段５５ｂによって設定された制御周期ごとに、現在のデューティ比Ｄｒをデューティ比指令値Ｄr^＊に含まれるデューティ比に変更して操作信号Ｓｐをスイッチング素子Ｑ１０に伝達する機能を担う。

上述した充電システムにおいて、交流電力源Ｅacの周波数が例えば５０[Hz]の場合は、ＰＦＣコンバータ１０の出力電圧は１００[Hz]の周波数で変動（脈動）する。すなわち入力電圧の２倍の周波数になる。電圧制御の固有角周波数を大きくすると追従性が上がり、リアクトル電流指令値が歪み入力電流の高調波成分が増加する。一方、リアクトル電流は１００[Hz]の整流波形に対して、スイッチング素子Ｑ１０のスイッチング周波数のリプル電流が加算された波形となる。したがって、入力電流正弦波制御装置５０Ａによる電流制御は１００[Hz]で確実に追従でき、かつ、スイッチング素子Ｑ１０のスイッチング周波数に追従しないようにする必要がある。

ここで、入力電流正弦波制御装置５０Ａで行う電流制御の応答周波数とＰＩゲイン（すなわち比例ゲインＫｐと積分ゲインＫｉ）との関係は、下記に示す数式（１ａ）と数式（１ｂ）のようになる。数式中の「Ｌ」はインダクタＬ１０のインダクタンスであり、「ζ」は減衰比であり、「ｆ」は応答周波数であり、「Ｔ」は制御周期である。

ここで、ステップ応答に対してオーバーシュートを０に設計すると、減衰比はζ＝１になる。またデジタル制御では離散領域で動かすため、積分ゲインＫｉは制御周期を乗じた値となる。これらのことから、応答周波数とＰＩゲインとの関係は、下記に示す数式（２ａ）と数式（２ｂ）のようになる。積分ゲインＫｉを一定値に固定にすると、制御周期によって応答周波数が変わる。すなわち数式（２ｂ）に従って、制御周期の長さに応じて、ＰＩ電流制御部５７の積分ゲインＫｉを設定する必要がある。

また、応答周波数によって制御の安定性が変わる。応答周波数が小さい場合は、電流の応答が小さいため入力電流が正弦波から外れた高調波成分を多く含んだものとなる。応答周波数が大きい場合は、制御の安定性が悪く発振することで高調波成分が大きくなったり電磁ノイズが増大することがある。したがって、応答周波数には最適な数値（つまり最適なＰＩゲイン）を設定する必要がある。なお、パルス周期パターンの変調周期は、９[kHz]〜１８[kHz]程度が最もノイズ低減効果が高い。

次に、操作信号制御部５５によるデューティ比の変更制御例（変更制御例１〜６）について、図２〜図１２を参照しながら説明する。ただし、図２には図３以降の記載内容を説明するにあたっての前提を模式的に示す。すなわち図２（Ａ）には、１周期を単パルス周期Ｔ１（スイッチング周波数ｆ１）とし、デューティ比Ｄｒ１（パルス幅Ｔ１ａ）とするパルス信号を示す。図２（Ｂ）には、１周期を単パルス周期Ｔ２（スイッチング周波数ｆ２）とし、デューティ比Ｄｒ２（パルス幅Ｔ２ａ）とするパルス信号を示す。図２（Ｃ）には、１周期を単パルス周期Ｔ３（スイッチング周波数ｆ３）とし、デューティ比Ｄｒ３（パルス幅Ｔ３ａ）とするパルス信号を示す。図２（Ａ）、図２（Ｂ）および図２（Ｃ）に示す各パルス信号の例では、Ｔ１＞Ｔ２＞Ｔ３、ｆ１＜ｆ２＜ｆ３、Ｄｒ１＜Ｄｒ２＜Ｄｒ３の大小関係になっている。

スペクトラム拡散に伴って、上記パルス信号を組み合わせた例を図２（Ｄ）に示す。図２（Ｄ）に示すパルス周期パターンＰＰ０は、パルス周期Ｐｃ１（単パルス周期Ｔ１のパルス信号が２パルス）と、パルス周期Ｐｃ２（単パルス周期Ｔ２のパルス信号が３パルス）と、パルス周期Ｐｃ３（単パルス周期Ｔ３のパルス信号が８パルス）からなる。よって制御周期Ｃｃ０の長さは、Ｃｃ０＝Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ３になる。なお、各パルス周期のパルス数は任意であり、この例に限られない。制御対象に応じて適切なパルス数が設定される。図３以降では、図示を簡略化して一目で分かり易くするために、図２（Ｄ）と同等のパルス周期パターンを図２（Ｅ）のように表記することにする。

（変更制御例１）
変更制御例１について、図３〜図７を参照しながら説明する。この変更制御例１では、図２（Ｅ）に示すパルス周期パターンＰＰ０と同様に、パルス周期Ｐｃ11，Ｐｃ12，Ｐｃ13を一組とするパルス周期パターンＰＰ１を繰り返し、当該パルス周期パターンＰＰ１の制御周期Ｃｃ１の長さを一定にする制御を行う。パルス周期Ｐｃ11はスイッチング周波数ｆ１１であり、パルス周期Ｐｃ12はスイッチング周波数ｆ１２であり、パルス周期Ｐｃ13はスイッチング周波数ｆ１３である。

この条件下において、パルス周期選択手段５５ａは、所定の選択規則に従って（あるいはランダムに）、複数種類のパルス周期からパルス周期Ｐｃ11，Ｐｃ12，Ｐｃ13を選択する。所定の選択規則は任意に設定してよく、例えば出現順に選択したり、出現とは逆順に選択したり、間欠的に選択したりすることができる。制御周期設定手段５５ｂは、パルス周期Ｐｃ11，Ｐｃ12，Ｐｃ13の合計を求め、制御周期Ｃｃ１および変調周期Ｍｃ１として設定する。制御周期Ｃｃ１の設定に伴って、上述した数式（２ｂ）に従ってＰＩ電流制御部５７の積分ゲインＫｉを設定する。操作信号伝達手段５５ｃは、制御周期Ｃｃ１ごとに、デューティ比Ｄｒ11，Ｄｒ12，Ｄｒ13を順番に変更して操作信号Ｓｐをスイッチング素子Ｑ１０に伝達する。なお、デューティ比Ｄｒ11，Ｄｒ12，Ｄｒ13は少なくとも一つが他のデューティ比と値が異なる。また、本例の変調周期Ｍｃ１の長さは制御周期Ｃｃ１と一致する。

上述した制御によれば、時刻ｔ１０から時刻ｔ１３までの期間、時刻ｔ１３から時刻ｔ１４までの期間、時刻ｔ１４から時刻ｔ１５までの期間、…は同じ長さである。ただし、パルス周期パターンＰＰ１を経過するごとにデューティ比を順次変更してゆく。すなわち、最初のパルス周期パターンＰＰ１はデューティ比Ｄｒ11であるが、時刻ｔ１３からはデューティ比Ｄｒ12に変更し、時刻ｔ１４からはデューティ比Ｄｒ13に変更する。時刻ｔ１５以降は時刻ｔ１０から時刻ｔ１５までの繰り返しになる。

上記制御を行う場合において、ＩＥＣの規格やＣＩＳＰＲの規格等による規制値を満たす応答周波数について、図４〜図７を参照しながら説明する。当該図４〜図６には応答周波数と高調波電流との関係をグラフ図で示す。図７には、スペクトラム拡散の有無によるＣＩＳＰＲ１４−１での雑音端子電圧の相違をグラフ図で示す。

図４は応答周波数を８００[Hz]とした場合であり、図５は応答周波数を９００[Hz]とした場合であり、図６は応答周波数を１０００[Hz]とした場合である。図４（Ａ），図５（Ａ），図６（Ａ）は、縦軸を高調波電流とし、横軸を高調波次数として、高調波電流を棒グラフで表し、規制値を折れ線グラフで表す。図４（Ｂ），図５（Ｂ），図６（Ｂ）には、入力電流の経時的変化を示す。図７は、縦軸を雑音端子電圧とし、横軸を（測定）周波数として、スペクトラム拡散が有る場合の変化を実線で示し、スペクトラム拡散が無い場合の変化を二点鎖線で示す。

図４（Ａ），図５（Ａ），図６（Ａ）に示す高調波電流を比較してみると、図４（Ａ）に示す範囲Ｅrr1と図６（Ａ）に示す範囲Ｅrr2では高調波電流が規制値以上になっている。一方、図５（Ａ）に表す高調波電流は全ての高調波次数において規制値を満たす。また、図５（Ｂ）に表す波形は、図４（Ｂ）や図６（Ｂ）に表す波形と比べて高調波成分が少ない。したがって、変更制御例１では応答周波数を９００[Hz]（あるいは近傍周波数）に設定することができる。上述したように、この応答周波数に基づいて、ＰＩ電流制御部５７の積分ゲインＫｉには数式（２ｂ）に従って適正値を設定する。また図７に示すように、スペクトラム拡散が有る場合は無い場合に比べて、雑音端子電圧が低く抑えられる。

（変更制御例２）
変更制御例２について、図８を参照しながら説明する。この変更制御例２では、パルス周期Ｐｃ21，Ｐｃ22，Ｐｃ23，Ｐｃ24を一組とするパルス周期パターンＰＰ２を繰り返し、当該パルス周期パターンＰＰ２の制御周期Ｃｃ２の長さを一定にする制御を行う。パルス周期Ｐｃ21はスイッチング周波数ｆ２１であり、パルス周期Ｐｃ22はスイッチング周波数ｆ２２であり、パルス周期Ｐｃ23はスイッチング周波数ｆ２３であり、パルス周期Ｐｃ24はスイッチング周波数ｆ２４である。上述した変更制御例１との相違は、パルス周期パターンＰＰ２を構成するパルス周期（スイッチング周波数）の種類数が異なる。

この条件下において、パルス周期選択手段５５ａは、所定の選択規則に従って（あるいはランダムに）、複数種類のパルス周期からパルス周期Ｐｃ21，Ｐｃ22，Ｐｃ23，Ｐｃ24を選択する。制御周期設定手段５５ｂは、パルス周期Ｐｃ21，Ｐｃ22，Ｐｃ23，Ｐｃ24の合計を求め、制御周期Ｃｃ２および変調周期Ｍｃ２として設定する。制御周期Ｃｃ２の設定に伴って、上述した数式（２ｂ）に従ってＰＩ電流制御部５７の積分ゲインＫｉを設定する。操作信号伝達手段５５ｃは、制御周期Ｃｃ２ごとに、デューティ比Ｄｒ21，Ｄｒ22，Ｄｒ23，Ｄｒ24を順番に変更して操作信号Ｓｐをスイッチング素子Ｑ１０に伝達する。なお、デューティ比Ｄｒ21，Ｄｒ22，Ｄｒ23，Ｄｒ24は少なくとも一つが他のデューティ比と値が異なる。変更制御例２によれば、変更制御例１と同様に図４〜図７と同様の特性が得られるので、ＩＥＣの規格やＣＩＳＰＲの規格等による規制値を満たす応答周波数（例えば９００[Hz]）を設定することができる。

（変更制御例３）
変更制御例３について、図９を参照しながら説明する。この変更制御例３では、パルス周期Ｐｃ31，Ｐｃ32，Ｐｃ33のそれぞれ２つを一組とするパルス周期パターンＰＰ３を繰り返し、当該パルス周期パターンＰＰ３の制御周期Ｃｃ３の長さを一定にする制御を行う。パルス周期Ｐｃ31はスイッチング周波数ｆ３１であり、パルス周期Ｐｃ32はスイッチング周波数ｆ３２であり、パルス周期Ｐｃ33はスイッチング周波数ｆ３３である。上述した変更制御例１との相違は、パルス周期パターンＰＰ３を構成する同一のパルス周期（スイッチング周波数）の個数が異なる。

この条件下において、パルス周期選択手段５５ａは、所定の選択規則に従って（あるいはランダムに）、複数種類のパルス周期からパルス周期Ｐｃ31，Ｐｃ32，Ｐｃ33を２つずつ選択する。制御周期設定手段５５ｂは、２つずつのパルス周期Ｐｃ31，Ｐｃ32，Ｐｃ33の合計を求め、制御周期Ｃｃ３および変調周期Ｍｃ３として設定する。制御周期Ｃｃ３の設定に伴って、上述した数式（２ｂ）に従ってＰＩ電流制御部５７の積分ゲインＫｉを設定する。操作信号伝達手段５５ｃは、制御周期Ｃｃ３ごとに、デューティ比Ｄｒ31，Ｄｒ32，Ｄｒ33を順番に変更して操作信号Ｓｐをスイッチング素子Ｑ１０に伝達する。なお、デューティ比Ｄｒ31，Ｄｒ32，Ｄｒ33は少なくとも一つが他のデューティ比と値が異なる。変更制御例３によれば、変更制御例１と同様に図４〜図７と同様の特性が得られるので、ＩＥＣの規格やＣＩＳＰＲの規格等による規制値を満たす応答周波数（例えば９００[Hz]）を設定することができる。

（変更制御例４）
変更制御例４について、図１０を参照しながら説明する。この変更制御例４では、パルス周期Ｐｃ41，Ｐｃ42，Ｐｃ43を一組とし、２つで新しい一組としたパルス周期パターンＰＰ４を繰り返し、当該パルス周期パターンＰＰ４の制御周期Ｃｃ４の長さを一定にする制御を行う。パルス周期Ｐｃ41はスイッチング周波数ｆ４１であり、パルス周期Ｐｃ42はスイッチング周波数ｆ４２であり、パルス周期Ｐｃ43はスイッチング周波数ｆ４３である。上述した変更制御例１との相違は変更制御例３と同様である。当該変更制御例３との相違は、パルス周期パターンＰＰ４内におけるパルス周期（スイッチング周波数）の生起順が異なる。すなわち、変更制御例３では２つのパルス周期Ｐｃ31→２つのパルス周期Ｐｃ32→２つのパルス周期Ｐｃ33の生起順であるのに対して、変更制御例３ではパルス周期Ｐｃ41，Ｐｃ42，Ｐｃ43の生起順を２回繰り返す。

この条件下において、パルス周期選択手段５５ａは、所定の選択規則に従って（あるいはランダムに）、複数種類のパルス周期からパルス周期Ｐｃ41，Ｐｃ42，Ｐｃ43を２つずつ選択する。制御周期設定手段５５ｂは、２つずつのパルス周期Ｐｃ41，Ｐｃ42，Ｐｃ43の合計を求め、制御周期Ｃｃ４および変調周期Ｍｃ４として設定する。制御周期Ｃｃ４の設定に伴って、上述した数式（２ｂ）に従ってＰＩ電流制御部５７の積分ゲインＫｉを設定する。操作信号伝達手段５５ｃは、制御周期Ｃｃ４ごとに、デューティ比Ｄｒ41，Ｄｒ42，Ｄｒ43を順番に変更して操作信号Ｓｐをスイッチング素子Ｑ１０に伝達する。なお、デューティ比Ｄｒ41，Ｄｒ42，Ｄｒ43は少なくとも一つが他のデューティ比と値が異なる。変更制御例４によれば、変更制御例１と同様に図４〜図７と同様の特性が得られるので、ＩＥＣの規格やＣＩＳＰＲの規格等による規制値を満たす応答周波数（例えば９００[Hz]）を設定することができる。

（変更制御例５）
変更制御例５について、図１１を参照しながら説明する。この変更制御例５では、パルス周期Ｐｃ51，Ｐｃ52，Ｐｃ53を一組とするパルス周期パターンＰＰ５を繰り返し、当該パルス周期パターンＰＰ５の制御周期Ｃｃ５の長さを一定にする制御を行う。パルス周期Ｐｃ51はスイッチング周波数ｆ５１であり、パルス周期Ｐｃ52はスイッチング周波数ｆ５２であり、パルス周期Ｐｃ53はスイッチング周波数ｆ５３である。上述した変更制御例１〜４との相違は、制御周期と変調周期との長さが異なる。すなわち変更制御例１〜４では制御周期と変調周期との長さが一致するのに対して、変更制御例５では制御周期Ｃｃ５と変調周期Ｍｃ５との長さが一致しない。

この条件下において、パルス周期選択手段５５ａは、所定の選択規則に従って（あるいはランダムに）、複数種類のパルス周期からパルス周期Ｐｃ51，Ｐｃ52，Ｐｃ53を２つずつ選択する。制御周期設定手段５５ｂは、パルス周期Ｐｃ51，Ｐｃ52，Ｐｃ53の合計を制御周期Ｃｃ５として設定し、２つずつのパルス周期Ｐｃ51，Ｐｃ52，Ｐｃ53の合計を変調周期Ｍｃ５として設定する。この結果、変調周期Ｍｃ５の長さは制御周期Ｃｃ５よりも長い（Ｍｃ５＞Ｃｃ５）。制御周期Ｃｃ５の設定に伴って、上述した数式（２ｂ）に従ってＰＩ電流制御部５７の積分ゲインＫｉを設定する。操作信号伝達手段５５ｃは、制御周期Ｃｃ５ごとに、デューティ比Ｄｒ51，Ｄｒ52，Ｄｒ53を順番に変更して操作信号Ｓｐをスイッチング素子Ｑ１０に伝達する。なお、デューティ比Ｄｒ51，Ｄｒ52，Ｄｒ53，Ｄｒ54，Ｄｒ55は少なくとも一つが他のデューティ比と値が異なる。変更制御例５によれば、制御周期Ｃｃ５と変調周期Ｍｃ５との長さは一致しないものの、変更制御例１と同様に図４〜図７と同様の特性が得られるので、ＩＥＣの規格やＣＩＳＰＲの規格等による規制値を満たす応答周波数（例えば９００[Hz]）を設定することができる。

（変更制御例６）
変更制御例６について、図１２を参照しながら説明する。この変更制御例６では、パルス周期Ｐｃ61，Ｐｃ62，Ｐｃ63，Ｐｃ64，Ｐｃ65を一組とするパルス周期パターンＰＰ６を繰り返し、当該パルス周期パターンＰＰ６の制御周期Ｃｃ６の長さを一定にする制御を行う。パルス周期Ｐｃ61はスイッチング周波数ｆ６１であり、パルス周期Ｐｃ62はスイッチング周波数ｆ６２であり、パルス周期Ｐｃ63はスイッチング周波数ｆ６３であり、パルス周期Ｐｃ64はスイッチング周波数ｆ６４であり、パルス周期Ｐｃ65はスイッチング周波数ｆ６５である。上述した変更制御例１〜４との相違は、制御周期と変調周期との長さが異なる。変更制御例５との相違は、同じ制御周期でもパルス周期（スイッチング周波数）の個数が異なる。

この条件下において、パルス周期選択手段５５ａは、複数種類のパルス周期からパルス周期Ｐｃ61，Ｐｃ62，Ｐｃ63，Ｐｃ64，Ｐｃ65を選択する。制御周期設定手段５５ｂは、パルス周期Ｐｃ61，Ｐｃ62，Ｐｃ63の合計と、パルス周期Ｐｃ64，Ｐｃ65の合計とが一致するので、それぞれ制御周期Ｃｃ６として設定する。制御周期Ｃｃ６の設定に伴って、上述した数式（２ｂ）に従ってＰＩ電流制御部５７の積分ゲインＫｉを設定する。また、パルス周期Ｐｃ61，Ｐｃ62，Ｐｃ63，Ｐｃ64，Ｐｃ65の合計を変調周期Ｍｃ６として設定する。この結果、変調周期Ｍｃ６の長さは制御周期Ｃｃ６よりも長く（Ｍｃ６＞Ｃｃ６）、制御周期Ｃｃ６の整数倍（図１２では２倍）が変調周期Ｍｃ６である。操作信号伝達手段５５ｃは、制御周期Ｃｃ６ごとに、デューティ比Ｄｒ61，Ｄｒ62，Ｄｒ63，Ｄｒ64，Ｄｒ65を順番に変更して操作信号Ｓｐをスイッチング素子Ｑ１０に伝達する。なお、デューティ比Ｄｒ61，Ｄｒ62，Ｄｒ63，Ｄｒ64，Ｄｒ65は少なくとも一つが他のデューティ比と値が異なる。変更制御例６によれば、同じ制御周期Ｃｃ６でもパルス周期（スイッチング周波数）の個数が異なるものの、変更制御例１と同様に図４〜図７と同様の特性が得られるので、ＩＥＣの規格やＣＩＳＰＲの規格等による規制値を満たす応答周波数（例えば９００[Hz]）を設定することができる。

上述した実施の形態１によれば、以下に示す各効果を得ることができる。
（１）入力電流正弦波制御装置５０Ａ（スイッチング装置）において、複数種類のパルス周期から二種類以上のパルス周期を選択するパルス周期選択手段５５ａと、パルス周期選択手段５５ａによって選択されたパルス周期の合計を制御周期として設定する制御周期設定手段５５ｂと、制御周期設定手段５５ｂによって設定された制御周期ごとに、デューティ比を変更して操作信号Ｓｐを伝達する操作信号伝達手段５５ｃとを有する構成とした（図１を参照）。この構成によれば、二種類以上のパルス周期が選択された周期を合計して制御周期とし、この制御周期ごとにデューティ比を変更し、操作信号Ｓｐとしてスイッチング素子Ｑ１０に伝達する（図３，図８〜図１２を参照）。二種類以上のパルス周期が選択されるので、その逆数値であるスイッチング周波数がスペクトラム拡散される。一方、制御周期の長さは一定に維持され、かつ、デューティ比も制御周期内で維持されるので、制御対象が安定し、高調波電流や電磁ノイズを低減することができる。

（２）パルス周期選択手段５５ａは複数種類のパルス周期から所定の選択規則に従ってパルス周期を選択する構成とした（変更制御例１〜６；図３，図８〜図１２を参照）。この構成によれば、所定の選択規則に従ってパルス周期を選択するので、確実にパルス周期の選択が行え、制御周期の長さが確定する。したがって、制御対象が安定し、高調波電流や電磁ノイズを低減することができる。

（３）パルス周期選択手段５５ａは複数種類のパルス周期からランダムにパルス周期を選択する構成とした（変更制御例１〜６；図３，図８〜図１２を参照）。この構成によれば、パルス周期をランダムに選択するが、選択後は制御周期の長さが確定する。したがって、制御対象が安定し、高調波電流や電磁ノイズを低減することができる。

（４）操作信号伝達手段５５ｃは、制御周期設定手段５５ｂによって設定された制御周期に基づいてフィードバック制御の積分ゲインＫｉ（制御定数）を設定し、操作信号Ｓｐを伝達する構成とした。この構成によれば、制御周期に基づいて適切な積分ゲインＫｉを設定するので、パルス周期（この逆数値であるスイッチング周波数）をスペクトラム拡散させる場合でも、応答周波数を一定にすることができる。

〔実施の形態２〕
実施の形態２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ内に備えるスイッチング素子に対して操作信号を伝達する例であって、図１３を参照しながら説明する。なお、スイッチング素子による制御対象は、バッテリへの電圧と電流を例として説明する。なお図示および説明を簡単にするために、実施の形態２では実施の形態１と異なる点について説明する。よって実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

図１３には、交流電力源Ｅac（例えば商用電源等）から電力の供給を受けて、バッテリＥdc（例えば車載高電圧バッテリ等）に充電する充電システムの第２構成例を模式的に示す。この充電システムは、実施の形態１と同様に、ＰＦＣコンバータ１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０、定電力出力装置５０Ｂなどを有する。これらの要素のうちで、定電力出力装置５０Ｂが「スイッチング装置」に相当する。

ＰＦＣコンバータ１０は、高調波電流エミッションおよび無効電力の双方を低減するため、入力電流を入力電圧と同位相の正弦波にしつつ、出力電圧（直流）を一定に制御する機能を担う。このＰＦＣコンバータ１０は、実施の形態１に示す構成としてもよく、周知の構成としてもよい。よって、図示および説明を省略する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、バッテリ電圧や充電電流等を制御する機能を担う。このＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４、ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４、トランスＴｒ、整流回路Ｄｚ２、インダクタＬ２０、コンデンサＣ２０などを有する。

スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２３は直列接続されてハーフブリッジを構成し、同様にスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４は直列接続されてハーフブリッジを構成する。これらのスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４がそれぞれ有する入力端子Ｐ２１，Ｐ２２，Ｐ２３，Ｐ２４は、操作信号制御部５５から伝達される操作信号Ｓｐを受ける。ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４は、それぞれスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４の各コレクタ端子とエミッタ端子との間に並列接続され、フリーホイールダイオードとして機能する。スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２３の接続点と、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４の接続点とは、トランスＴｒの１次側端子にそれぞれ接続される。

トランスＴｒの２次側端子は整流回路Ｄｚ２の入力端子に接続される。整流回路Ｄｚ２の出力端子は、プラス側がインダクタＬ２０を介してバッテリＥdcのプラス端子に接続され、マイナス側がバッテリＥdcのマイナス端子に接続される。整流回路Ｄｚ２は、実施の形態１と同様に主にダイオードで構成され、本形態では全波整流を行うダイオードブリッジ回路を用いる。バッテリＥdcのプラス端子とマイナス端子との間にはコンデンサＣ２０が接続される。これらのインダクタＬ２０およびコンデンサＣ２０は、電流の脈動を除去するため、平滑回路やフィルタ回路として機能する。なお、電圧センサ１１はＤＣ／ＤＣコンバータ２０の入力側に接続され、電圧センサ１３はＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力側に接続され、電流センサ１２はＤＣ／ＤＣコンバータ２０内に接続される。

定電力出力装置５０Ｂは、実施の形態１の入力電流正弦波制御装置５０Ａに対応する（図１を参照）。この定電力出力装置５０Ｂは、入力電流正弦波制御装置５０Ａと比べて、一部の構成要素が異なる。すなわち、実施の形態１（図１）に示すＡＤ変換器５２、デューティ比演算部５４、操作信号制御部５５および加減算器５ａのほかに、ＡＤ変換器５ｃ、電圧制御比例ゲイン部５ｄ、電圧制御積分ゲイン部５ｅ、演算増幅回路５ｆ、加減算器５ｇなどを新たな要素として構成する。以下では、定電力出力装置５０Ｂを構成する新たな要素について説明する。なお定電圧制御装置４０については、バッテリＥdcは定電圧負荷と等価であり、電流のＰＩ制御とみなせることから、不要としている。

ＡＤ変換器５ｃは、実施の形態１（図１）におけるＡＤ変換器４１に相当する機能を担う。すなわち、電圧センサ１３で検出されるアナログ値の検出電圧値Ｖ２をデジタル値に変換して出力する。演算増幅回路５ｆは、ＡＤ変換器５ｃから伝達される検出電圧値Ｖ２と、電力指令値Ｐout^*とに基づいて、電流指令値ＶＩo^*を演算（除算）して出力する。具体的には、「ＶＩo^*＝Ｐout^*÷Ｖ２」を演算する。

ＡＤ変換器５２および加減算器５ａは、実施の形態１（図１）と同じ機能を担う。ただし本形態では、ＡＤ変換器５２は変換して出力するデジタル値を「電圧値ＶＩo」とし、加減算器５ａが求める偏差を偏差ΔＶＩo（＝ＶＩo^*−ＶＩo）とする。

電圧制御比例ゲイン部５ｄは、加減算器５ａから伝達される偏差ΔＶＩoに基づいて、電圧を制御するべく比例ゲインＶdpを求めて出力する。電圧制御積分ゲイン部５ｅは、加減算器５ａから伝達される偏差ΔＶＩoに基づいて、電圧を制御するべく積分ゲインＶdiを求めて出力する。加減算器５ｇは、電圧制御比例ゲイン部５ｄから伝達される比例ゲインＶdpと電圧制御積分ゲイン部５ｅから伝達される積分ゲインＶdiとを演算（和算）し、比例積分ゲインＶｄ（＝Ｖdp＋Ｖdi）として出力する。なお電圧制御比例ゲイン部５ｄおよび電圧制御積分ゲイン部５ｅは電圧に基づく制御を行うが、当該電圧には電流センサ１２で検出されて変換された電圧値ＶＩoを含む。すなわちＰＦＣコンバータ１０を流れる電流を制御するので、電圧制御比例ゲイン部５ｄおよび電圧制御積分ゲイン部５ｅは実施の形態１のＰＩ電流制御部５７に相当する（図１を参照）。

デューティ比演算部５４および操作信号制御部５５は、実施の形態１（図１）と同じ機能を担う。ただし、デューティ比演算部５４については、加減算器５ｇから伝達される比例積分ゲインＶｄに基づいて、デューティ比指令値Ｄr^＊を求めて出力する。

また、定電力出力装置５０Ｂ（具体的には操作信号制御部５５）が操作信号Ｓｐを伝達する対象は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４になる点が相違する。すなわち、上アームとしてのスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２と、下アームとしてのスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４に対応して個別に操作信号Ｓｐを伝達する。操作信号制御部５５によるデューティ比の変更制御例（変更制御例１〜６）については、実施の形態１と同様である。そのため、実施の形態１と同様の作用効果が得られる。

〔実施の形態３〕
実施の形態３は、インバータ内に備えるスイッチング素子に対して操作信号を伝達する例であって、図１４，図１５を参照しながら説明する。なお、スイッチング素子による制御対象は、回転機の回転数やトルクを例として説明する。なお図示および説明を簡単にするために、実施の形態３では実施の形態１と異なる点について説明する。よって実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

図１４には、直流電力源Ｅ１（例えばバッテリや燃料電池等）から電力の供給を受けて、回転機（本例では電動発電機）の回転制御を行う電力変換システムの構成例を模式的に示す。この電力変換システムは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０、インバータ６０、インバータ制御装置９０などを有する。これらの要素のうちで、インバータ制御装置９０が「スイッチング装置」に相当する。なお、本形態では回転機に電動発電機を用いる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、直流電力源Ｅ１から平滑用のコンデンサＣ１を介して供給される直流電圧（電圧値Ｖ３；例えば３００[Ｖ]等）を、インバータ６０で必要とする直流電圧（電圧値Ｖdc）に変換して出力する機能を担う。このＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、実施の形態２に示す構成としてもよく、周知の構成としてもよい。よって、図示および説明を省略する。なお、インバータ６０が必要とする直流電圧によっては、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０を接続しない場合もある。

インバータ６０は、供給される直流電圧（電圧値Ｖdc；例えば６６０[Ｖ]等）を電力変換して電動発電機８０に出力する機能を担う。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０とインバータ６０との間には、平滑用のコンデンサＣ２が接続される。このコンデンサＣ２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０に含めたり、あるいはインバータ６０に含めたりしてもよい。

インバータ６０は、スイッチング素子Ｑ６１，Ｑ６２，Ｑ６３，Ｑ６４，Ｑ６５，Ｑ６６（以下では単に「Ｑ６１〜Ｑ６６」と表記する）や、ダイオードＤ６１，Ｄ６２，Ｄ６３，Ｄ６４，Ｄ６５，Ｄ６６（以下では単に「Ｄ１〜Ｄ６と表記する）などを有する。スイッチング素子Ｑ６１〜Ｑ６６は、それぞれが有する入力端子Ｐ６１，Ｐ６２，Ｐ６３，Ｐ６４，Ｐ６５，Ｐ６６は、インバータ制御装置９０に備える操作信号制御部５５（図１５を参照）から伝達される操作信号Ｓｐを受ける。スイッチング素子Ｑ６１〜Ｑ６３やダイオードＤ６１〜Ｄ６３などは上アーム側に配置され、スイッチング素子Ｑ６４〜Ｑ６６やダイオードＤ６４〜Ｄ６６などは下アーム側に配置される。ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれ対応するスイッチング素子Ｑ６１〜Ｑ６６のコレクタ端子とエミッタ端子との間に並列接続され、フリーホイールダイオードとして機能する。

インバータ６０内の回路素子は、一点鎖線で囲って示すように三相（本例ではＵ相，Ｖ相，Ｗ相）に分けられ、インバータ制御装置９０によって相ごとに作動が制御される。Ｕ相は、スイッチング素子Ｑ６１，Ｑ６４やダイオードＤ６１，Ｄ６４などで構成される。Ｖ相は、スイッチング素子Ｑ６２，Ｑ６５やダイオードＤ６２，Ｄ６５などで構成される。Ｗ相は、スイッチング素子Ｑ６３，Ｑ６６やダイオードＤ６３，Ｄ６６などで構成される。Ｕ相のスイッチング素子Ｑ６１，Ｑ６４は、直列接続されてハーフブリッジを構成する。Ｖ相のスイッチング素子Ｑ６２，Ｑ６５と、Ｗ相のスイッチング素子Ｑ６３，Ｑ６６とについても同様に、直列接続されてハーフブリッジを構成する。ハーフブリッジの各接続点と電動発電機８０の三相端子とは、線路Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗによって相ごとに接続されている。線路ＫｕにはＵ相電流Ｉｕが流れ、線路ＫｖにはＶ相電流Ｉｖが流れ、線路ＫｗにはＷ相電流Ｉｗが流れる。

インバータ制御装置９０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０やインバータ６０等の動作を司る。本発明を実現するためのインバータ制御装置９０の構成例については後述する（図１５を参照）。インバータ制御装置９０が入力する信号には、例えば「外部装置」に相当するＥＣＵ３０から伝達されるトルク指令値Ｔ^＊、電流センサ７０から伝達される電流Ｉ（すなわち相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）、レゾルバ８１から伝達される信号、二点鎖線で示す車速センサ１００から伝達される速度Ｖｓ（車速）、二点鎖線で示す加速度センサ１１０から伝達される加速度ωａなどが該当する。インバータ制御装置９０が出力する信号は、スイッチング素子Ｑ６１〜Ｑ６６の制御端子Ｐ１〜Ｐ６に伝達する操作信号Ｓｐや、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０に備える駆動回路に伝達する電圧制御信号などが該当する。

電動発電機８０は、例えば発電機能と電動機能とを兼ね備える三相の発電電動機（図１には「ＭＧ」と記載する）を適用する。電流センサ７０には、電動発電機８０を流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出可能なセンサを用いる。例えば、磁気比例型センサ，電磁誘導型センサ，ファラデー効果型センサ，変流器型センサなどが該当する。レゾルバ８１は、電動発電機８０に備える回転部材（例えば主軸やロータ等）の電気角に基づく信号（ＳＩＮ検出信号ＳｓやＣＯＳ検出信号Ｓｃ等）を出力する。

図１５に示すインバータ制御装置９０は、電流指令部９１、加減算器９２、ＰＩ制御部９３、三相変換部９４，操作信号制御部５５，二相変換部９５などを有する。このインバータ制御装置９０は「インバータＥＣＵ」とも呼ばれる。各要素の機能等については以下に説明する。

加減算器９２は、電流指令部９１から伝達される電流指令信号と、二相変換部９５から伝達されるｄｑ軸電流（ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑ）との偏差ΔＩｄ（＝Ｉd^*−Ｉｄ）およびΔＩｑ（＝Ｉq^*−Ｉｑ）を求めて出力する。二相変換部９５は、電流センサ７０によって検出される電流Ｉ（相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）と、ＲＤ変換部８２から伝達される電動発電機８０の回転角度θとに基づいて三相・二相変換し、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとして出力する。ＲＤ変換部８２は、レゾルバ８１から出力される信号（ＳＩＮ検出信号ＳｓやＣＯＳ検出信号Ｓｃ等）に基づいて、上記回転角度θを出力する。回転角度θは、電動発電機８０における所定位置を基準とする角度である。所定位置は任意に設定可能であり、ノースマーカの設置に伴う信号を検出することもできる。

ＰＩ制御部９３は、加減算器９２から伝達される偏差（ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑ）と、ゲイン（比例ゲインＫｐおよび積分ゲインＫｉ）とに基づいてＰＩ制御を行うため、電圧位相指令信号（ｄ軸電圧指令値Ｖd^*およびｑ軸電圧指令値Ｖq^*）を算出して出力する。三相変換部９４は、ＰＩ制御部９３から伝達される電圧位相指令信号と、ＲＤ変換部８２から伝達される電動発電機８０の回転角度θとに基づいて二相・三相変換し、相電圧指令信号（Ｕ相電圧指令値Ｖu^*，Ｖ相電圧指令値Ｖv^*およびＷ相電圧指令値Ｖw^*を含む）として出力する。操作信号制御部５５は、三相変換部９４から伝達される相電圧指令信号に基づいて、インバータ６０に含まれるスイッチング素子を駆動する操作信号Ｓｐを出力する。

操作信号制御部５５の具体的な構成は、実施の形態１の通りである。ただし、操作信号Ｓｐを伝達する対象は、スイッチング素子Ｑ６１〜Ｑ６６になる点が相違する。すなわち、上アームとしてのスイッチング素子Ｑ６１〜Ｑ６３と、下アームとしてのスイッチング素子Ｑ６４〜Ｑ６６に対応して個別に操作信号Ｓｐを伝達する。操作信号制御部５５によるデューティ比の変更制御例（変更制御例１〜６）については、実施の形態１と同様である。そのため、実施の形態１と同様の作用効果が得られる。

〔他の実施の形態〕
以上では本発明を実施するための形態について実施の形態１〜３に従って説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することもできる。例えば、次に示す各形態を実現してもよい。

上述した実施の形態１〜３では、制御周期設定手段５５ｂは、パルス周期選択手段５５ａによって選択された二種類以上のパルス周期を合計し、制御周期を設定する構成とした（図３，図８〜図１２を参照）。この形態に代えて、パルス周期選択手段５５ａによって選択された二種類以上のパルス周期の合計を整数倍した期間を制御周期として設定するか、または、整数倍した期間の逆数値を制御周期として設定する構成としてもよい。この構成によれば、整数倍した期間やその逆数値を制御周期としても、制御周期の長さは一定に維持され、かつ、デューティ比も制御周期内で維持される。したがって、制御対象が安定し、高調波電流や電磁ノイズを低減することができる。

上述した実施の形態１〜３では、操作信号伝達手段５５ｃは、変更制御例１〜６においてパルス周期が昇順になるように設定して制御周期が一定となるように操作信号Ｓｐを出力する制御を行う構成とした（図３，図８〜図１２を参照）。例えば変更制御例１では、パルス周期Ｐｃ１→パルス周期Ｐｃ２→パルス周期Ｐｃ３の順番である。この形態に代えて、操作信号伝達手段５５ｃは、パルス周期選択手段５５ａによって選択された二種類以上のパルス周期を順不動で設定して、制御周期が一定となるように操作信号Ｓｐを出力する制御を行う構成としもよい。スイッチング周波数が変化する順番が変わるものの、制御周期は一定であるので、実施の形態１〜３と同様の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１〜３では、ＰＩ電圧制御部４２、ＰＩ電流制御部５７、ＰＩ制御部９３はいずれも比例要素と積分要素を含むＰＩ制御を行う構成とした（図１，図１３，図１５を参照）。この形態に代えて、さらに微分要素を含めてＰＩＤ制御を行う構成としてもよく、図１，図１３，図１５では括弧内に示す。スイッチング装置内を流れる電流が急激に変化する場合があり、このような場合も制御応答性が向上する。

実施の形態１〜３では、スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ６１〜Ｑ６６としてＩＧＢＴを用いた。この形態に代えて、操作信号Ｓｐに基づいてオン・オフする他のスイッチング素子を用いることができる。他のスイッチング素子は、例えばＦＥＴ（具体的にはＭＯＳＦＥＴ，ＪＦＥＴ，ＭＥＳＦＥＴ等）、ＧＴＯ、パワートランジスタなどが該当する。他のスイッチング素子であっても操作信号Ｓｐに基づいてオン・オフするので、実施の形態１〜３と同様の作用効果を得ることができる。

制御対象は、実施の形態１ではＰＦＣコンバータの入力電流とＤＣ／ＤＣコンバータ２０を適用し（図１を参照）、実施の形態２ではバッテリＥdcへの電圧と電流を適用し（図１３を参照）、実施の形態３では電動発電機８０の回転数やトルクを適用した（図１４を参照）。この形態に代えて、他の制御対象を適用してもよい。他の制御対象は、例えば電動発電機以外の回転機（電動機や発電機等）、系統（電力系統を含む）などが該当する。単に制御対象が相違するに過ぎないので、実施の形態１〜３と同様の作用効果を得ることができる。

１０ ＰＦＣコンバータ
１１，１３ 電圧センサ
１２，７０ 電流センサ
Ｑ１０，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ６１〜Ｑ６６ スイッチング素子
Ｓｐ 操作信号
２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
３０ ＥＣＵ（外部装置）
４０ 定電圧制御装置（スイッチング装置）
４１，５２，５３，５ｃ ＡＤ変換器
４２ ＰＩ電圧制御部
４３，５ａ，５ｂ，９２ 加減算器
５０Ａ 入力電流正弦波制御装置（スイッチング装置）
５０Ｂ 定電力出力装置（スイッチング装置）
５１ ゼロクロス検出部
５４ デューティ比演算部
５５ 操作信号制御部
５５ａ パルス周期選択手段
５５ｂ 制御周期設定手段
５５ｃ 操作信号伝達手段
５６ 正弦波発生器（信号波発生器）
５７ ＰＩ（ＰＩＤ）電流制御部
５８ 絶対値算部
５９，５ｆ 演算回路
５ａ，５ｂ，５ｇ 加減算器
５ｄ 電圧制御比例ゲイン部
５ｅ 電圧制御積分ゲイン部
６０ インバータ
８０ 電動発電機
８１ レゾルバ（回転検出器）
９０ インバータ制御装置
９３ ＰＩ（ＰＩＤ）制御部

Claims (5)

1. スイッチング素子に対してオン・オフを制御する操作信号を伝達して、前記スイッチング素子のスイッチング制御を行うスイッチング装置において、
   複数種類のパルス周期から二種類以上の前記パルス周期を選択するパルス周期選択手段と、
   前記パルス周期選択手段によって選択された前記パルス周期の合計を制御周期とし、前記制御周期の整数倍を変調周期として設定する制御周期設定手段と、
   前記制御周期設定手段によって設定された前記制御周期ごとに、前記オン・オフのデューティ比を変更して前記操作信号を伝達する操作信号伝達手段と、
   を有することを特徴とするスイッチング装置。
2. 前記変調周期として設定される前記制御周期に含まれる前記パルス周期は、前記制御周期ごとに異なることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング装置。
3. 前記パルス周期選択手段は、前記複数種類のパルス周期から所定の選択規則に従って前記パルス周期を選択することを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング装置。
4. 前記パルス周期選択手段は、前記複数種類のパルス周期からランダムに前記パルス周期を選択することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載のスイッチング装置。
5. 前記操作信号伝達手段は、フィードバック制御を行う場合において、前記パルス周期選択手段によって選択された前記パルス周期および前記制御周期設定手段によって設定された前記制御周期のうちで一以上の周期に基づいて前記フィードバック制御の制御定数を設定し、前記操作信号を伝達することを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載のスイッチング装置。

Images