WO2014049694A1 - モータ制御装置 - Google Patents

モータ制御装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2014049694A1
WO2014049694A1 PCT/JP2012/074586 JP2012074586W WO2014049694A1 WO 2014049694 A1 WO2014049694 A1 WO 2014049694A1 JP 2012074586 W JP2012074586 W JP 2012074586W WO 2014049694 A1 WO2014049694 A1 WO 2014049694A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
motor
observer
voltage
output
Prior art date
Application number
PCT/JP2012/074586
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
加来　靖彦
哲也 浅井
Original Assignee
株式会社安川電機
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社安川電機 filed Critical 株式会社安川電機
Priority to PCT/JP2012/074586 priority Critical patent/WO2014049694A1/ja
Priority to JP2014537875A priority patent/JP6007987B2/ja
Publication of WO2014049694A1 publication Critical patent/WO2014049694A1/ja
Priority to US14/667,683 priority patent/US9471047B2/en

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
    • G05B13/00—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion
    • G05B13/02—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric
    • G05B13/04—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric involving the use of models or simulators
    • G05B13/041—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric involving the use of models or simulators in which a variable is automatically adjusted to optimise the performance
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
    • G05B13/00—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion
    • G05B13/02—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric
    • G05B13/04—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric involving the use of models or simulators
    • G05B13/047—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric involving the use of models or simulators the criterion being a time optimal performance criterion
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/13—Observer control, e.g. using Luenberger observers or Kalman filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/14—Estimation or adaptation of motor parameters, e.g. rotor time constant, flux, speed, current or voltage

Definitions

  • the disclosed embodiment relates to a motor control device.
  • Patent Document 1 includes a current amplifier and a means for estimating current, a current amplifier model that performs the same operation as current control by subtracting the feedback current from the estimated current by the current estimating means, and estimates the current of the motor.
  • a current control method is described in which a current is estimated by a motor model and used as feedback of a control target.
  • the present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to provide a motor control device capable of suppressing the influence of disturbances such as parameter fluctuations.
  • a current conversion unit that generates a voltage command based on a current deviation between a current command and an estimated current, and an output voltage to a motor based on the voltage command
  • a voltage control unit that controls the motor, a current detection unit that detects a motor current supplied to the motor, the detected motor current and the voltage command are input, and the motor current compensated for the influence of disturbance is
  • a motor control device having a current estimation unit that outputs as an estimated current is provided.
  • the influence of disturbance such as parameter fluctuation can be suppressed.
  • FIG. 1 It is a block diagram showing the system configuration of the whole motor control device of an embodiment. It is a block diagram showing the system configuration
  • FIG. 8 at the time of applying LPF with the current observer of a simple structure. It is a figure showing the step response waveform of the motor voltage at the time of applying LPF with the current observer of simple composition.
  • FIG. 10 is a diagram corresponding to FIG. 9 when an LPF is applied with a current observer having a simple configuration. It is a figure corresponding to FIG. 8 at the time of applying LPF and gain up with the current observer of a simple structure. It is a figure showing the step response waveform of the motor voltage at the time of applying LPF and gain up with the current observer of simple composition.
  • FIG. 13 is a diagram corresponding to FIG. 12 when an LPF and gain increase are applied with a current observer with a simple configuration.
  • FIG. 9 is a diagram corresponding to FIG. 8 when a phase compensation disturbance current observer is provided.
  • FIG. 6 is a diagram corresponding to FIG. 5 when a motor parameter does not vary with a current observer with a simple configuration.
  • FIG. 9 is a diagram corresponding to FIG. 8 when a motor parameter does not vary with a current observer having a simple configuration.
  • FIG. 6 is a diagram corresponding to FIG. 5 in the case where the induced voltage correction amount varies by half with a current observer having a simple configuration.
  • FIG. 9 is a diagram corresponding to FIG. 8 when the winding resistance fluctuates twice with a current observer having a simple configuration; It is the figure which expanded FIG. It is the figure which expanded FIG. It is a figure showing the step response waveform of the motor current when the induced voltage correction amount fluctuates to 1 ⁇ 2 by the phase compensation disturbance current observer.
  • FIG. 9 is a diagram corresponding to FIG. 8 when the induced voltage correction amount is halved by the phase-compensated disturbance current observer. It is a figure showing the step response waveform of the motor current when winding resistance fluctuates twice by the phase compensation disturbance current observer.
  • FIG. 9 is a diagram corresponding to FIG. 8 when the winding resistance fluctuates twice by the phase compensation disturbance current observer. It is a detailed block diagram of a phase compensation current observer. It is a detailed block diagram of a disturbance compensation current observer. It is a detailed block diagram of a disturbance compensation current observer.
  • the motor control device 100 controls the rotational position (rotation angle) of the motor M based on a position command input from a host control device (not shown).
  • a host control device not shown
  • the motor control device 100 of this embodiment includes a position control unit 1, a speed control unit 2, a current control unit 3, an encoder 4, and a speed conversion unit 5.
  • the position controller 1 reduces the position deviation based on the position deviation, which is the difference between the position command input through the subtractor 6 and the rotational position of the motor M detected by the encoder 4 described later. Control and output speed command.
  • the speed control unit 2 receives the speed deviation based on the speed deviation which is the difference between the speed command input from the position control unit 1 and the motor speed output from the speed conversion unit 5 described later.
  • a torque command is output by controlling so as to reduce the torque.
  • the current control unit 3 outputs a drive current by PWM control to the motor M based on the torque command from the speed control unit 2 and the motor speed output by the speed conversion unit 5 described later.
  • the configuration of the current control unit 3 will be described later in detail (see FIG. 2 described later).
  • the motor M generates torque by the drive current from the current control unit 3 and drives a load machine (not shown).
  • the encoder 4 is composed of a rotary encoder mechanically connected to the rotor of the motor M, for example.
  • the encoder 4 detects the rotational position of the motor M.
  • the speed conversion unit 5 converts the change in the rotational position of the motor M detected by the encoder 4 into the motor speed of the motor M. Specifically, a differentiator (s) may be used for the speed conversion unit 5.
  • the motor control device 100 of the present embodiment having the above configuration has a triple loop configuration of a position control system feedback loop, a speed control system feedback loop, and a current control system feedback loop. That is, after a position command is input from a host controller (not shown), the control signal and the detection signal are transmitted in the order of the position control unit 1, the speed control unit 2, the current control unit 3, the motor M, and the encoder 4 for feedback.
  • a position control system feedback loop (hereinafter referred to as a position control system loop).
  • a speed control system feedback loop (hereinafter referred to as a speed control system loop) that feeds back a control signal and a detection signal in order of the speed control unit 2, the current control unit 3, the motor M, the encoder 4, and the speed conversion unit 5.
  • a current control system feedback loop (hereinafter referred to as a current control system loop) is also provided in the current control unit 3.
  • a current control system feedback loop (hereinafter referred to as a current control system loop) is also provided in the current
  • the current control unit 3 includes a PI compensator 11, a voltage conversion unit 12, a current detection unit 13, a current observer 14, and an induced voltage calculation unit 15.
  • the motor M will be described assuming a DC motor. In this case, since the motor M generates a torque proportional to the current, the torque command output from the speed control unit 2 in FIG. 1 is treated as being converted into a corresponding current command. Is described in the current command (the same applies hereinafter).
  • the PI compensator 11 is controlled to reduce the current deviation based on a current deviation which is a difference between the current command input via the subtracter 16 and an estimated current output from a current observer 14 described later. To output a voltage command. Specifically, the PI compensator 11 performs a so-called PI operation that performs a proportional operation (P operation) and an integral operation (I operation) in parallel with respect to the current deviation, and outputs a voltage command. Among these, the gain in the proportional calculation corresponds to the current loop gain (not particularly shown).
  • the voltage converter 12 controls the output voltage by PWM control based on the voltage command output from the PI compensator 11 and outputs a drive current to the motor M. That is, the voltage converter 12 outputs a rectangular driving voltage whose pulse width varies by comparing the voltage command output from the PI compensator 11 with a triangular wave separately generated at a predetermined frequency, and the duty of the pulse width.
  • a so-called PWM control Pulse Width Modulation control
  • the voltage conversion unit 12 in the figure supplies the drive current to the DC motor M through a pair of power lines 17 (single-phase power lines). Power is being supplied.
  • the current detection unit 13 includes, for example, a DCCT (Current Transformer), a shunt resistor, an AD converter, and the like provided on the power line 17.
  • the current detection unit 13 determines the magnitude of the drive current supplied from the voltage conversion unit 12 to the motor M.
  • the detected value is output as a motor current information signal.
  • the current observer 14 outputs, as an estimated current, a motor current on a mathematical model that is based on the voltage command output from the PI compensator 11 and that excludes an error in actual operation in the voltage converter 12 as a disturbance. Further, the current observer 14 refers to the actual motor current detected by the current detector 13 and calculates an estimated current so that a current control loop described later can be stabilized. The configuration of the current observer 14 will be described in detail later.
  • the induced voltage calculation unit 15 is generated by the induced voltage generated when the driving power is supplied to the motor M based on the motor speed output from the speed conversion unit 5, that is, the inductance component latent in the coil of the motor M. Calculates and outputs the back electromotive force.
  • the induced voltage output from the induced voltage calculator 15 is added to the voltage command output from the PI compensator 11 by the adder 18 to correct the induced voltage, and the voltage command obtained by correcting the induced voltage is converted into a voltage. To the unit 12 and the current observer 14.
  • the current control unit 3 configured as described above receives the PI command 11, the voltage conversion unit 12, the current detection unit 13, and the current observer 14 in this order after a current command corresponding to the torque command from the speed control unit 2 is input. And a current control loop for performing feedback by transmitting the control signal and the detection signal.
  • the current control system loop includes the current observer 14, thereby improving the distortion of the motor current waveform caused by an error in actual operation in the voltage converter 12 and improving the response characteristics in the current control system loop. it can.
  • the PI compensator 11 corresponds to the current converter described in each claim
  • the voltage converter 12 corresponds to the voltage controller described in each claim.
  • FIG. 3 shows a block diagram of a current observer having a simple configuration.
  • the current observer 14 ⁇ / b> A has a motor voltage equation model 21 and one observer gain k 1 .
  • the motor voltage equation model 21 expresses the motor voltage equation represented by Equation (1) as a state equation from the voltage applied to the motor to the current flowing through the motor winding.
  • Ra motor winding resistance value
  • La motor winding inductance value
  • ea induced voltage value
  • ia motor current value
  • va motor voltage value.
  • the current observer 14A inputs the voltage command corrected for the induced voltage to the motor voltage equation model 21 and outputs a theoretical estimated current.
  • the current observer 14A outputs the motor current on the mathematical model from which the error in actual operation in the current control unit 3 is eliminated as the estimated current.
  • the current observer 14A can calculate the estimated current by reflecting the fluctuation amount of the actually detected motor current, and can output the estimated current that can stabilize the current control loop.
  • the actual voltage converter 12 is a PWM system that changes the pulse width and controls the drive current on a time average basis, it becomes a delay element of the current control loop.
  • the current observer 14A of the comparative example shown in FIG. 3 outputs an estimated current in a state in which the phase with respect to the current command is delayed reflecting this delay element, but when this is fed back as it is, the entire current control loop is It becomes easy to oscillate.
  • the current loop gain of the PI compensator 11 is set to be large, the phase delay of the high frequency component in the current command becomes significant, so that oscillation easily occurs. For this reason, the current loop gain cannot be increased, and the widening of the current control loop is limited.
  • parameters (Ra and La in the figure) for the winding resistance and inductance of the motor M are set.
  • the actual parameter varies with respect to the parameter of the motor voltage equation model 21 due to a variation in winding resistance due to a change in winding temperature, a variation in inductance due to a change in current, or the like.
  • the actual parameter and the parameter of the motor voltage equation model 21 do not coincide with each other due to the variation of the value. In this case, a steady error occurs in the estimated current value of the current observer 14A, and the estimated current value does not converge to the true value.
  • phase compensation disturbance current observer 14B configured by adding two functions of phase compensation and disturbance compensation to the current observer 14 is applied.
  • a block diagram of the phase compensation disturbance current observer 14B is shown in FIG.
  • the phase-compensated disturbance current observer 14B includes the same motor voltage equation model 21, delay system model 23, three observer gains k 1 , k 2 , k 3 as those shown in FIG. And 24.
  • the delay system model 23 is a low-pass filter (a mathematical model expressed by a transfer function) connected in series to the subsequent stage of the motor voltage equation model 21.
  • the delay system model 23 delays the phase of the input command based on a preset time constant.
  • the phase-compensated disturbance current observer 14B first inputs the voltage command before correcting the induced voltage to the motor voltage equation model 21 and outputs a theoretical estimated current. Further, this estimated current is input to the delay system model 23 to delay the phase. The deviation between the phase-delayed output and the actual motor current is taken by a subtracter 22, and this difference is multiplied by appropriate observer gains k 1 and k 2 to integrate the motor voltage equation model 21 and the delay system model 23, respectively. Add to the inputs of the devices 21a and 23a (1 / s). Separately, the above-mentioned deviation is multiplied by an appropriate observer gain k 3 and an integrator 24 and added to the voltage command (voltage command before induced voltage correction) by an adder 25.
  • the output of the delay system model 23 imitates the motor current output from the voltage converter 12 in terms of both gain and response, and can be assumed to be close to the actually output motor current. (In actuality, the delay of LPF 28 described later is also considered).
  • the phase compensation disturbance current observer 14B outputs this as an estimated current whose phase is advanced from the actual motor current. That is, in the phase compensation disturbance current observer 14B having the above structure, a delay system model 23 and the observer gain k 2 functions as a phase compensation function unit 26 for performing phase compensation.
  • the deviation between the output of the delay system model 23 and the actually detected motor current is regarded as a disturbance caused by a variation in parameters or a variation in the design value in the actual voltage conversion unit 12 or the motor M. Can do.
  • a low-pass filter (abbreviated as LPF 28 in the drawings and below).
  • the high-frequency component is removed in step (5), and then input to the phase compensation disturbance current observer 14B.
  • the LPF 28 is not shown in FIG. 2, and its role will be described later.
  • the observer gain k 1 corresponds to the first observer gain of each claim
  • the observer gain k 3 corresponds to a second observer gain of each claim
  • the LPF 28 corresponds to the third observer gain
  • the LPF 28 corresponds to the low-pass filter described in each claim.
  • FIG. 5 shows the step response of the motor current when the current command is switched from 0A to 5A.
  • the motor current output from the voltage conversion unit 12 increases in a step response in response to the instantaneous switching of the current command input to the current control unit 3 from 0 A to 5 A after 0.003 seconds from the start of the simulation. is doing.
  • a high frequency component of a predetermined frequency is superimposed on the waveform of the motor current shown in the figure, which is due to the voltage converter 12 performing PWM control. That is, a high frequency component having the same frequency as the triangular wave generated for performing PWM control inside the voltage conversion unit 12 is superimposed on the motor current waveform.
  • This superposition of the high-frequency components can also be seen at the same frequency in the waveform of the motor voltage (voltage command output from the voltage converter 12) shown in FIG.
  • the motor current naturally has a step response waveform as shown in FIG. 5, but the motor voltage waveform in the transition period is as shown in FIG.
  • An impulse-like peak waveform is shown. This is because the voltage command is obtained by multiplying the current deviation signal by a gain, that is, the voltage command in the current control feedback loop is roughly a differential waveform of the current response, and this peak level is saturated. There is no problem unless it is done.
  • the high-frequency component superimposed on the motor current waveform is a triangular wave.
  • the waveform of the input motor current is thus shaped in a triangular wave shape by the integration action by the inductance component of the coil of the motor M.
  • the thick line shown in FIGS. 5 and 7 is the waveform of the estimated current output by the current observer 14A. As shown in the figure, it can be seen that the estimated current vibrates in synchronization with the same period as the triangular wave of the motor current.
  • each of the waveform of the triangular wave superimposed on the motor current and the motor voltage and the vibration waveform of the estimated current are referred to as a ripple waveform.
  • FIG. 8 shows the motor current re-observed by reducing the ripple component through the low-pass filter with respect to the motor current waveform of FIG.
  • FIG. 8 shows that the motor current does not reach the target value of the current command (5A in this example) in the steady phase of the step response (the average value is about 4.8 A and is a steady value).
  • the motor current output from the current control unit 3 does not reach the current command, it becomes an unstable factor with respect to the position control system loop and the speed control system loop of the motor control apparatus 100 as a whole.
  • the ripple waveform of the motor current should be arranged symmetrically about the current command 5A.
  • the ripple waveform of the motor current is arranged asymmetrically with respect to the current command 5A.
  • the high peak points of the ripple waveform are all lower than 8A
  • the low peak points of the ripple waveform are all about 2A, so the entire ripple waveform is lower than 5A (about 4.8A).
  • the ripple waveforms are arranged asymmetrically in this way because of the two points that the beat phenomenon occurs in the voltage converter 12 and the response speed of the current observer 14A cannot follow the ripple waveform. it is conceivable that.
  • a rectangular (pulse shape) voltage is generated and output by comparing the triangular wave generated as the carrier signal with the waveform of the voltage command.
  • the ripple waveform component synchronized with the triangular wave in the current control loop is fed back via the motor current and the estimated current, so that the ripple waveform is also superimposed on the voltage command input to the voltage converter 12. .
  • the carrier signal and the input command signal have the same amplitude in the same cycle, and the duty ratio value of the pulse waveform output by the action of the swell is thereby offset from the true value. The beat phenomenon will occur.
  • the entire motor control device 100 of the present embodiment is realized by computer software, the current observer 14A which is a part of the motor control device 100 is insufficient in response speed and cannot accurately follow the change in the ripple waveform of the motor current. This also causes the current control loop to allow motor current offset.
  • the occurrence of the motor current drop offset (lowering by the DC component) as shown in FIG. 7 is a hardware factor due to the provision of the voltage converter 12 that performs PWM control in the current control loop. This is due to two software factors such as insufficient response speed of the current observer 14A.
  • the current observer 14A (see FIG. 3) having a simple configuration outputs the ripple waveform of the estimated current by offsetting it high to compensate for the drop offset. Resulting in.
  • the estimated current rising offset can also be confirmed from the fact that the ripple waveform of the estimated current has an amplitude centering on a value higher than 5A, as shown in FIG. Since the estimated current is fed back with a steady error due to the rising offset in this way, even in the entire current control loop, the motor current is lowered and offset in a steady state and does not converge to the target value of the current command.
  • the present inventor as a method for reducing the adverse effects caused by the asymmetry of the ripple waveform as described above, a: a method for reducing the amplitude of the ripple waveform of the motor current via the LPF 28; b: a current observer; Two methods of 14A gain increase were considered.
  • the step response of the motor current corresponding to FIG. 8 is as shown in FIG. 10, and the step response of the motor voltage corresponding to FIG. As shown in each.
  • the ripple phenomenon is reduced and the beat phenomenon is suppressed.
  • the motor current in the steady phase of the step response has increased and approached the target value of the current command (in FIG. 8, it was about 4.8 A, Improved to about 4.9A).
  • the amplitude of the ripple waveform of the estimated current is still asymmetric with respect to the current command 5A, although the amplitude is suppressed. For this reason, the motor current still cannot reach the target value of 5A.
  • the step response of the motor current corresponding to FIG. 10 is as shown in FIG. 13, and the step response of the motor voltage corresponding to FIG. As shown in each.
  • the ripple waveform increases in the motor voltage due to gain increase, but as shown in FIG. 13, the motor current in the steady phase of the step response is the target value of the current command. It was possible to reach 5A. This is because the response frequency band of the current observer 14A is expanded, and as shown in FIG. 15 corresponding to FIG. 12, the ripple waveform of the estimated current is increased, but the current command 5A is arranged in the vertical direction as the center. This is because the asymmetry can be improved.
  • Phase compensation disturbance current observer> On the other hand, the case where the phase compensation disturbance current observer 14B of FIG. 4 is provided in the current control loop in the current control unit 3 will be described.
  • FIG. 16 shows the step response simulation results corresponding to FIGS. 8, 10, and 13 in this case.
  • phase compensation disturbance current observer 14B of this embodiment in addition to the configuration of the current observer 14A of the simplified structure, a phase compensation function section 26 made of a further delay system model 23 and the observer gain k 2 ing.
  • a motor current with a reduced ripple waveform is input to the phase compensation disturbance current observer 14B via the LPF 28.
  • the delay system model 23 is set so as to compensate for the phase delay corresponding to the delay caused by the LPF 28.
  • the two observer gains k 1 and k 2 are appropriately increased so that the motor voltage equation model 21 and the delay system model 23 can be stabilized while increasing the gain to the extent that the asymmetry of the ripple waveform can be improved. Set to the value of.
  • the motor current can reach the target value of 5A in the steady phase of the step response, and the overshoot in the transient period can be greatly reduced. That is, according to the phase compensation disturbance current observer 14B of the present embodiment, the response stability of the current control loop can be improved while maintaining the target value reaching performance of the motor current.
  • a motor current waveform is obtained as shown in FIG. 17 corresponding to FIG. 5, and the ripple waveform is removed therefrom.
  • a waveform as shown in FIG. 18 corresponding to FIG. 8 is obtained.
  • the induced voltage correction amount by the induced voltage calculation unit 15 in FIG. 2 fluctuates to 1 ⁇ 2
  • the motor current decreases with time as shown in FIGS. 19 and 20.
  • the induced voltage calculation unit 15 calculates the induced voltage based only on the motor speed. For example, actual induced voltage fluctuations linked to fluctuations in the induced voltage coefficient of the motor M due to variations in individual motors. Cannot be detected.
  • the estimated current output from the current observer 14A maintains a constant value. I will continue. As described above, if the estimated current includes a steady error, the current feedback operation becomes defective, and the actual motor current continues to decrease as shown in the figure.
  • phase compensation disturbance current observer 14B of this embodiment in addition to the configuration of the current observer 14A of the simplified structure, provided with a disturbance compensation function unit 27 further consisting of the observer gain k 3 an integrator 24 Yes.
  • the disturbance that is, the output of the delay system model 23
  • the observer gain k 3 appropriately setting the observer gain k 3 so that it can actually compensate for deviation
  • Such disturbance compensation function unit 27 functions to eliminate the steady-state error included in the estimated current and converge to the true value, and thus contributes to improving the above-described vertical asymmetry of the ripple waveform. That is, without performing the gain-up of the current observer 14A described in ⁇ Verification 1-2b> (increase setting observer gain k 1), can achieve the target value reaches the performance of the motor current.
  • the disturbance compensation function unit 27 affects the response stability of the current control loop (for example, transient overshoot increases), but the phase compensation function unit 26 adjusts the effect in consideration of the influence. Therefore, sufficiently high response stability can be secured. That is, the disturbance compensation function unit 27 and the phase compensation function unit 26 complement each other, so that both the motor current target value reaching performance and the response stability of the current control loop can be functionally compatible.
  • phase-compensated disturbance current observer 14B corresponds to the current estimation unit described in each claim.
  • the phase compensation disturbance current observer 14B inputs the detected motor current and voltage command, and outputs the motor current compensated for the influence of the disturbance as an estimated current.
  • the phase compensation disturbance current observer 14B inputs the detected motor current and voltage command, and outputs the motor current compensated for the influence of the disturbance as an estimated current.
  • the phase compensation disturbance current observer 14B has a deviation between the model 21 of the motor voltage equation that outputs the estimated current and the output of the motor current and the model 21 of the motor voltage equation (ignoring the phase delay).
  • the disturbance compensation part which has a disturbance suppression effect
  • the current estimation value can be converged to a true value even if parameter variations occur due to changes in winding resistance or inductance.
  • the phase compensation disturbance current observer and a delay system model 23 and the observer gain k 2.
  • the phase of the current value output from the delay system model 23 is delayed from the current value output from the model 21 of the motor voltage equation. That is, the phase of the current value from the motor voltage equation model 21 is more advanced than the motor current detected by the current detector 13.
  • the gain of the current control loop can be increased and the bandwidth can be increased.
  • the speed control system loop and the position control system loop can also have a high gain and a wide bandwidth, so that the servo positioning time can be shortened and the productivity of the machine can be improved. Further, since it is possible to compensate for the phase delay of the motor current, it is possible to improve the response of the motor current and to bring the control system response close to ideal characteristics.
  • an LPF 28 is provided between the current detection unit 13 and the phase compensation disturbance current observer 14B to remove a high frequency component of the motor current input from the current detection unit 13 to the phase compensation disturbance current observer 14B. .
  • the ripple component contained in a motor current can be reduced, generation
  • the reason why the motor current does not reach the target value may be that the response speed of the phase compensation disturbance current observer 14B cannot follow the ripple component of the motor current input to the phase compensation disturbance current observer 14B. It is done. This can be dealt with by increasing the observer gain of the phase-compensated disturbance current observer 14B to widen the bandwidth.
  • the motor current can reach the target value.
  • the LPF 28 becomes a delay element of the current control loop, since the influence of the delay element can be suppressed by the phase compensation function unit 26 of the phase compensation disturbance current observer 14B as described above, the response of the motor current by providing the LPF 28. Sexual deterioration can be prevented.
  • the phase compensation disturbance is obtained by adding both the phase compensation function unit 26 and the disturbance compensation function unit 27 to the configuration of the current observer 14A having a simple configuration (see FIG. 3).
  • the present invention is not limited to this.
  • a phase compensation current observer 14C in which only the phase compensation function unit 26 is added to the configuration of the current observer 14A having a simple configuration may be used.
  • the parameter variation of the motor M is small, it is possible to achieve both the motor current target value reaching performance and the response stability only by using the phase compensation current observer 14C having a relatively simple configuration.
  • a disturbance compensation current observer 14D in which only the disturbance compensation function unit 27 is added to the configuration of the current observer 14A having a simple configuration may be used.
  • the motor current target value reaching performance can be obtained only by using the phase compensation current observer 14D having a relatively simple configuration. Both response stability can be achieved.
  • a DC motor is used as the motor M.
  • the present invention is not limited to this, and can be applied to other cases where an AC motor is used.
  • a PI compensator 11 is provided on each of the two-axis coordinates of the dq axes to perform current control and voltage control, and dq axes ⁇ UVW3
  • the three-phase AC motor current input to the three-phase AC motor is detected by the current detector, and this is applied to each axis of the dq axis through the inverse coordinate conversion on the three-phase ⁇ dq axis. Feedback to the current control.
  • the phase-compensated disturbance current observer 14B, the phase-compensated current observer 14C, or the disturbance according to the above-described embodiment corresponding to the motor detection current of each of the dq axes that are inversely transformed from the three phases to the dq axes.
  • Any one of the compensation current observers 14D may be provided, and the output estimated current may be fed back (not particularly shown). Also in this case, the same effect as the above embodiment can be obtained.
  • the motor control device 100 of the above embodiment using the DC motor M can be regarded as equivalent to the case where the current command of one of the dq axes is set to zero.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Software Systems (AREA)
  • Computer Vision & Pattern Recognition (AREA)
  • Evolutionary Computation (AREA)
  • Medical Informatics (AREA)
  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Artificial Intelligence (AREA)
  • Control Of Electric Motors In General (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

【課題】パラメータ変動等の外乱の影響を抑制する。 【解決手段】電流指令と推定電流との電流偏差に基づいて電圧指令を生成するＰＩ補償器１１と、電圧指令に基づいてモータＭへの出力電圧を制御する電圧変換部１２と、モータＭに供給されるモータ電流を検出する電流検出部１３と、検出されたモータ電流と電圧指令とを入力し、外乱による影響を補償したモータ電流を推定電流として出力する位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂと、を有し、位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂは、電圧指令を入力し推定電流を出力するモータ電圧方程式モデル２１と、モータ電流と推定電流との差に乗算されるオブザーバゲインｋ１及びオブザーバゲインｋ２と、オブザーバゲインｋ２の出力を積分する積分器２４とを有し、オブザーバゲインｋ１の出力がモータ電圧方程式モデル２１に加算されると共に、積分器２４の出力が電圧指令に加算される。

Description

モータ制御装置
　開示の実施形態は、モータ制御装置に関する。
　特許文献１には、電流アンプと、電流を推定する手段とを備え、電流推定手段による推定電流からフィードバック電流を差し引いて電流制御と同様の動作をする電流アンプモデルと、モータの電流を推定するモータモデルとによって、電流を推定して制御対象のフィードバックとする電流制御方法が記載されている。
特開２００５－７３４７７号
　一般に電流オブザーバでは、モータの巻線抵抗やインダクタンス等についての各パラメータが設定される。しかし、巻線の温度変化による巻線抵抗の変動や、電流の変化によるインダクタンスの変動等により、実際のパラメータがオブザーバのパラメータに対して変動したり、あるいは、設計値に対する実際の値のバラツキ等により、実際のパラメータとオブザーバのパラメータとが一致しない可能性がある。この場合、電流オブザーバの推定電流値に定常誤差が生じ、推定値が真値に収束しないという問題があるが、上記従来技術ではこのようなパラメータ変動等の外乱に対して何ら対策がなされていなかった。
　本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、パラメータ変動等の外乱の影響を抑制することが可能なモータ制御装置を提供することにある。
　上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、電流指令と推定電流との電流偏差に基づいて電圧指令を生成する電流変換部と、前記電圧指令に基づいてモータへの出力電圧を制御する電圧制御部と、前記モータに供給されるモータ電流を検出する電流検出部と、検出された前記モータ電流と前記電圧指令とを入力し、外乱による影響を補償した前記モータ電流を前記推定電流として出力する電流推定部と、を有するモータ制御装置が提供される。
　本発明によれば、パラメータ変動等の外乱の影響を抑制することができる。
実施形態のモータ制御装置全体のシステム構成を表すブロック図である。 電流制御部のシステム構成を表すブロック図である。 簡易構成の電流オブザーバの詳細ブロック図である。 位相補償外乱電流オブザーバの詳細ブロック図である。 簡易構成の電流オブザーバを備えた場合のモータ電流のステップ応答波形を表す図である。 簡易構成の電流オブザーバを備えた場合のモータ電圧のステップ応答波形を表す図である。 図５中のＡ部を拡大した図である。 図５の波形からリップル成分を低減して再観測したモータ電流のステップ応答波形を表す図である。 図７中のＢ部を拡大した図である。 簡易構成の電流オブザーバでＬＰＦを適用した場合の図８に対応する図である。 簡易構成の電流オブザーバでＬＰＦを適用した場合のモータ電圧のステップ応答波形を表す図である。 簡易構成の電流オブザーバでＬＰＦを適用した場合の図９に対応する図である。 簡易構成の電流オブザーバでＬＰＦとゲインアップを適用した場合の図８に対応する図である。 簡易構成の電流オブザーバでＬＰＦとゲインアップを適用した場合のモータ電圧のステップ応答波形を表す図である。 簡易構成の電流オブザーバでＬＰＦとゲインアップを適用した場合の図１２に対応する図である。 位相補償外乱電流オブザーバを備えた場合の図８に対応する図である。 簡易構成の電流オブザーバでモータのパラメータが変動しない場合の図５に対応する図である。 簡易構成の電流オブザーバでモータのパラメータが変動しない場合の図８に対応する図である。 簡易構成の電流オブザーバで誘起電圧補正量が１／２に変動した場合の図５に対応する図である。 簡易構成の電流オブザーバで誘起電圧補正量が１／２に変動した場合の図８に対応する図である。 簡易構成の電流オブザーバで巻線抵抗が２倍に変動した場合の図５に対応する図である。 簡易構成の電流オブザーバで巻線抵抗が２倍に変動した場合の図８に対応する図である。 図１８を拡大した図である。 図２２を拡大した図である。 位相補償外乱電流オブザーバで誘起電圧補正量が１／２に変動した場合のモータ電流のステップ応答波形を表す図である。 位相補償外乱電流オブザーバで誘起電圧補正量が１／２に変動した場合の図８に対応する図である。 位相補償外乱電流オブザーバで巻線抵抗が２倍に変動した場合のモータ電流のステップ応答波形を表す図である。 位相補償外乱電流オブザーバで巻線抵抗が２倍に変動した場合の図８に対応する図である。 位相補償電流オブザーバの詳細ブロック図である。 外乱補償電流オブザーバの詳細ブロック図である。
　以下、実施の形態について図面を参照して説明する。
＜モータ制御装置の全体構成＞
　まず、図１を用いて、本実施形態に係るモータ制御装置の概略的な構成について説明する。図１に示すように、モータ制御装置１００は、特に図示しない上位制御装置から入力される位置指令に基づいて、モータＭの回転位置（回転角度）を制御する。なお、以下における図示及び説明は、全て伝達関数形式での説明とする。図１において、本実施形態のモータ制御装置１００は、位置制御部１と、速度制御部２と、電流制御部３と、エンコーダ４と、速度換算部５とを有している。
　位置制御部１は、減算器６を介して入力された、上記位置指令と後述のエンコーダ４が検出したモータＭの回転位置との差である位置偏差に基づき、この位置偏差を少なくするように制御して速度指令を出力する。
　速度制御部２は、減算器７を介して入力された、上記位置制御部１からの速度指令と後述の速度換算部５が出力したモータ速度との差である速度偏差に基づき、この速度偏差を少なくするように制御してトルク指令を出力する。
　電流制御部３は、上記速度制御部２からのトルク指令と、後述の速度換算部５が出力したモータ速度に基づき、ＰＷＭ制御による駆動電流をモータＭに出力する。なお、この電流制御部３の構成については、後に詳述する（後述の図２参照）。
　モータＭは、電流制御部３からの駆動電流によりトルクを発生し、特に図示しない負荷機械を駆動する。
　エンコーダ４は、例えばモータＭの回転子に機械的に連結されたロータリエンコーダで構成されている。このエンコーダ４は、モータＭの回転位置を検出する。
　速度換算部５は、エンコーダ４が検出したモータＭの回転位置の変化をモータＭのモータ速度に換算する。具体的に、この速度換算部５には微分器（ｓ）を用いればよい。
　以上の構成の本実施形態のモータ制御装置１００は、位置制御系のフィードバックループと、速度制御系のフィードバックループと、電流制御系のフィードバックループの３重ループ構成となっている。つまり、図示しない上位制御装置から位置指令が入力されてから、位置制御部１、速度制御部２、電流制御部３、モータＭ、エンコーダ４の順で、制御信号及び検出信号が伝達されてフィードバックを行う位置制御系のフィードバックループ（以下、位置制御系ループという）を備えている。また、速度制御部２、電流制御部３、モータＭ、エンコーダ４、速度換算部５の順で、制御信号及び検出信号が伝達されてフィードバックする速度制御系のフィードバックループ（以下、速度制御系ループという）も備えている。さらに本実施形態では、電流制御部３の内部にも電流制御系のフィードバックループ（以下、電流制御系ループという）が備えられている。以下、この電流制御部３の内部構成及び電流制御系ループについて詳細に説明する。
＜電流制御部の内部構成＞
　電流制御部３の内部構成を、図２のブロック図で示す。この図２において、電流制御部３は、ＰＩ補償器１１と、電圧変換部１２と、電流検出部１３と、電流オブザーバ１４と、誘起電圧演算部１５とを有している。なお以下においては、説明と理解を容易にするため、モータＭはＤＣモータを使用した場合を想定して説明する。この場合、モータＭは電流に比例したトルクを発生するため、上記図１中の速度制御部２から出力されたトルク指令は相当する電流指令に換算されたものとして扱うものとし、本図２中には電流指令で記載している（以下、同様）。
　ＰＩ補償器１１は、減算器１６を介して入力された、上記電流指令と、後述の電流オブザーバ１４が出力した推定電流との差である電流偏差に基づき、この電流偏差を少なくするように制御して電圧指令を出力する。具体的には、ＰＩ補償器１１は、上記電流偏差に対して比例演算（Ｐ演算）と積分演算（Ｉ演算）を並列して行ういわゆるＰＩ演算を行って電圧指令を出力する。このうち、比例演算におけるゲインが電流ループゲインに相当する（特に図示せず）。
　電圧変換部１２は、上記ＰＩ補償器１１から出力された電圧指令に基づいて、ＰＷＭ制御により出力電圧を制御して駆動電流をモータＭに出力する。つまり当該電圧変換部１２は、上記ＰＩ補償器１１から出力された電圧指令と所定周波数で別途生成した三角波との比較によりパルス幅が変動する矩形形状の駆動電圧を出力し、このパルス幅のデューティ比でモータＭに給電する駆動電力の大きさを制御する、いわゆるＰＷＭ制御（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ制御）を行う。なお本実施形態では、上述したようにＤＣモータＭに対して駆動電流を出力するため、図中の電圧変換部１２は１対の電力線１７（単相の電力線）でＤＣモータＭに駆動電流を給電している。
　電流検出部１３は、上記電力線１７に設けられた例えばＤＣＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）や、シャント抵抗およびＡＤ変換器などで構成され、上記電圧変換部１２からモータＭへ給電される駆動電流の大きさを検出しその値をモータ電流の情報信号として出力する。
　電流オブザーバ１４は、ＰＩ補償器１１が出力した電圧指令に基づき、上記電圧変換部１２における実作動上の誤差を外乱とみなして排除した数理モデル上のモータ電流を推定電流として出力する。また、この電流オブザーバ１４は、電流検出部１３が検出した実際のモータ電流を参照して、後述の電流制御系ループを安定化できるよう推定電流を算出する。なお、この電流オブザーバ１４の構成については後に詳述する。
　誘起電圧演算部１５は、速度換算部５が出力したモータ速度に基づいて、モータＭに上記駆動電力が給電された際に発生した誘起電圧、つまりモータＭのコイルに潜在するインダクタンス成分により生じた逆起電圧を演算して出力する。上記ＰＩ補償器１１から出力された電圧指令に、この誘起電圧演算部１５から出力された誘起電圧を加算器１８で加算することで誘起電圧を補正し、誘起電圧を補正した電圧指令を電圧変換部１２及び電流オブザーバ１４へ入力する。
　以上の構成の電流制御部３は、速度制御部２からのトルク指令に相当する電流指令が入力されてから、ＰＩ補償器１１、電圧変換部１２、電流検出部１３、電流オブザーバ１４の順で、制御信号及び検出信号が伝達されてフィードバックを行う電流制御系ループを備えている。この電流制御系ループは、電流オブザーバ１４を備えていることで、電圧変換部１２における実作動上の誤差に起因するモータ電流の波形の歪みを改善し、当該電流制御系ループにおける応答特性を向上できる。なお、上記のＰＩ補償器１１が各請求項記載の電流変換部に相当し、上記の電圧変換部１２が各請求項記載の電圧制御部に相当する。
＜簡易構成の電流オブザーバ＞
　ここで、簡易構成の電流オブザーバのブロック図を図３に示す。この図３において、電流オブザーバ１４Ａは、モータ電圧方程式モデル２１と、１つのオブザーバゲインｋ１とを有している。
　モータ電圧方程式モデル２１は、式（１）で表されるモータ電圧方程式を、モータに印加される電圧からモータの巻線に流れる電流までの状態方程式として表現したものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　ここで、Ｒａ：モータ巻線抵抗値、Ｌａ：モータ巻線インダクタンス値、ｅａ：誘起電圧値、ｉａ：モータ電流値、ｖａ：モータ電圧値、である。
　電流オブザーバ１４Ａは、まず上記の誘起電圧補正された電圧指令をモータ電圧方程式モデル２１に入力し、理論上の推定電流を出力する。一方、減算器２２でこの推定電流と実際のモータ電流との偏差を取り、この偏差に適宜のオブザーバゲインｋ１をかけてモータ電圧方程式モデル２１が備える積分器２１ａ（１／ｓ）の入力に加算する。これにより、電流オブザーバ１４Ａは、電流制御部３における実作動上の誤差を排除した数理モデル上のモータ電流を推定電流として出力する。さらに、電流オブザーバ１４Ａは、実際に検出されたモータ電流の変動分を反映させて推定電流を算出することができ、電流制御系ループを安定化できる推定電流を出力できる。
　しかし、実際の電圧変換部１２はパルス幅を変化させ駆動電流を時間平均で制御するＰＷＭ方式なので、電流制御系ループの遅れ要素となる。図３に示す比較例の電流オブザーバ１４Ａは、この遅れ要素を反映して電流指令に対する位相が遅れた状態の推定電流を出力するが、これをそのままフィードバックした場合には、電流制御系ループ全体が発振しやすくなる。特に上記ＰＩ補償器１１の電流ループゲインを大きく設定した場合には、電流指令における高周波成分の位相遅れが顕著となるため容易に発振してしまう。このため、電流ループゲインが上げられず、電流制御系ループの広帯域化が制限されてしまう。
　また、モータ電圧方程式モデル２１においては、モータＭの巻線抵抗やインダクタンス等についての各パラメータ（図中のＲａやＬａ）が設定される。しかし、巻線の温度変化による巻線抵抗の変動や、電流の変化によるインダクタンスの変動等により、実際のパラメータがモータ電圧方程式モデル２１のパラメータに対して変動したり、あるいは、設計値に対する実際の値のバラツキ等により、実際のパラメータとモータ電圧方程式モデル２１のパラメータとが一致しない可能性がある。この場合、電流オブザーバ１４Ａの推定電流値に定常誤差が生じ、推定電流の値が真値に収束しない。
＜本実施形態の位相補償外乱電流オブザーバの構成＞
　本実施形態では、電流オブザーバ１４に位相補償と外乱補償の２つの機能を追加して構成した位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂを適用する。この位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂのブロック図を図４に示す。この図４において、位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂは、上記図３に示したものと同じモータ電圧方程式モデル２１と、遅れ系モデル２３と、３つのオブザーバゲインｋ１、ｋ２、ｋ３と、積分器２４とを有している。
　遅れ系モデル２３は、モータ電圧方程式モデル２１の後段に直列接続した低域通過フィルタ（伝達関数で表現した数式モデル）である。この遅れ系モデル２３は、入力指令の位相を予め設定された時定数に基づいて遅れさせる。
　位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂは、まず上記の誘起電圧補正前の電圧指令をモータ電圧方程式モデル２１に入力し、理論上の推定電流を出力する。さらにこの推定電流を遅れ系モデル２３に入力し位相を遅れさせる。この位相の遅れた出力と実際のモータ電流との偏差を減算器２２で取り、この偏差に適宜のオブザーバゲインｋ１、ｋ２をかけてモータ電圧方程式モデル２１と遅れ系モデル２３がそれぞれ備える積分器２１ａ、２３ａ（１／ｓ）の入力に加算する。また別途、上記偏差に適宜のオブザーバゲインｋ３と積分器２４をかけて、加算器２５で前記電圧指令（誘起電圧補正前の電圧指令）に加算する。
　この接続構成で、遅れ系モデル２３の出力は、電圧変換部１２が出力するモータ電流をゲインと応答の両方の観点で模したものであり、実際に出力されたモータ電流に近いものと想定できる（実際は後述するＬＰＦ２８の遅れ分も考慮）。この遅れ系モデル２３の出力と実際に検出されたモータ電流との偏差を、それぞれ適宜のオブザーバゲインｋ１、ｋ２で補償した後に２つのモデル２１、２３がそれぞれ備える積分器２１ａ、２３ａ（１／ｓ）の入力に加算して巡回させることで、遅れ系モデル２３の出力をさらに実際のモータ電流に近似させることができる。その状態においてモータ電圧方程式モデル２１の出力は、位相遅れを排除したモータ電流に近似しているとみなすことができる。これを実際のモータ電流よりも位相を進めた推定電流として、位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂが出力する。つまり、上記構成の位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂにおいて、遅れ系モデル２３とオブザーバゲインｋ２が位相補償を行う位相補償機能部２６として機能する。
　また、遅れ系モデル２３の出力と実際に検出されたモータ電流との偏差は、実際の電圧変換部１２やモータＭにおけるパラメータの変動や設計値に対するバラツキ等に起因して生じた外乱と見なすことができる。この外乱に適宜のオブザーバゲインｋ３と積分器２４をかけて推定外乱とし、これを電圧指令に加算し巡回させることでモータ電圧方程式モデル２１の出力は上記外乱（偏差）を補償した推定電流として出力できる。つまり、上記構成の位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂにおいて、オブザーバゲインｋ３と積分器２４が外乱補償を行う外乱補償機能部２７として機能する。
　なお本実施形態においては、図４で示すように、上記電流検出部１３で検出したモータ電流を位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂに入力する際には、ローパスフィルタ（図中及び以下において、ＬＰＦ２８と略記する）で高周波成分を除去した後に位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂへ入力する。このＬＰＦ２８は上記図２中では図示を省略しており、その役割については後述する。
　なお、オブザーバゲインｋ１が各請求項記載の第１のオブザーバゲインに相当し、オブザーバゲインｋ３が各請求項記載の第２のオブザーバゲインに相当し、オブザーバゲインｋ３が各請求項記載の第３のオブザーバゲインに相当し、ＬＰＦ２８が各請求項記載のローパスフィルタに相当する。
＜本実施形態の効果検証＞
　以下、本実施形態のモータ制御装置１００による電流制御の面での効果について、図５～図２８のシミュレーションチャートを参照しつつ、今回の本願発明者による検討過程も含めて検証する。なお、以下においては、１：位相補償、と、２：外乱補償、の２側面で検証する。
＜検証１－１：簡易構成の電流オブザーバの場合＞
　図２の電流制御部３内の電流制御系ループに上記図３の簡易構成の電流オブザーバ１４Ａを備えた場合を説明する。この場合のステップ応答のシミュレーション結果を図５～図９に示す。
　図５は、電流指令を０Ａから５Ａへ切り替えた際のモータ電流のステップ応答を示している。この図５では、電流制御部３に入力する電流指令をシミュレーション開始から０．００３秒後に０Ａから５Ａへ瞬時に切り替えたことに応じ、電圧変換部１２から出力されるモータ電流がステップ応答で増加している。
　ここで、図示するモータ電流の波形には所定周波数の高周波成分が重畳しているが、これは電圧変換部１２がＰＷＭ制御を行っていることに起因している。つまり、電圧変換部１２の内部でＰＷＭ制御を行うために生成している三角波と同じ周波数の高周波成分が、モータ電流の波形に重畳している。この高周波成分の重畳は、図６に示すモータ電圧（電圧変換部１２が出力する電圧指令）の波形にも同じ周波数で見受けられる。なお、電流制御系ループでステップ状の電流指令を入力した場合、モータ電流は図５に示すように当然ステップ応答の波形となるが、その過渡期においてモータ電圧の波形は図６に示すようにインパルス状のピーク波形を示す。これは、電流偏差の信号にゲインをかけたものが電圧指令であって、すなわち電流制御系フィードバックループ内の電圧指令は概略的に電流応答の微分波形となるためであり、このピークレベルは飽和しない限り問題はない。
　また、図５中のＡ部を拡大した図７に示すように、モータ電流の波形に重畳する高周波成分は三角波であることが分かる。これは、電圧変換部１２のＰＷＭ制御によってモータ電圧が矩形形状で出力されるものの、モータＭのコイルのインダクタンス成分による積分作用によって、入力のモータ電流の波形がこのように三角波状に成形される。また、図５及び図７中に示す太線は、電流オブザーバ１４Ａが出力する推定電流の波形である。図示するように、推定電流は、モータ電流の三角波と同じ周期で同期して振動しているのが分かる。このようにモータ電流の三角波と比較して推定電流の振動の振幅が抑えられているのは、電流オブザーバ１４Ａ自体にローパスフィルタとしての機能が備えられているためである。以下において、モータ電流及びモータ電圧に重畳する三角波の波形、及び推定電流の振動波形のそれぞれをリップル波形と呼称する。
　ここで、上記図５のモータ電流の波形に対し、ローパスフィルタを通してリップル成分を低減させてモータ電流を再観測したものが図８である。この図８を見ると、ステップ応答の定常期においてモータ電流が電流指令の目標値（この例の５Ａ）に到達していないことがわかる（平均およそ４．８Ａ程度で定常値となっている）。このように、電流制御部３が出力するモータ電流が電流指令に到達していない場合、当該モータ制御装置１００全体の位置制御系ループ及び速度制御系ループに対する不安定要因となる。これに対し本願発明者が検討したところ、上記図３の電流オブザーバ１４Ａを備える電流制御系ループにおいてモータ電流が電流指令の目標値に到達できない原因として、リップル波形の非対称性に問題があることを今回新たに知見した。
＜検証１－２：リップル波形の非対称性について＞
　まず、モータ電流のリップル波形は、本来、電流指令の５Ａを中心として上下対称に配置されるべきである。しかしながら、図７に示すシミュレーション結果では、モータ電流のリップル波形が電流指令の５Ａに対して上下非対称に配置されているのが分かる。つまり、リップル波形の高ピーク点がいずれも８Ａより低いことに対し、リップル波形の低ピーク点がいずれもほぼ２Ａであることから、リップル波形全体は５Ａよりも低い値（およそ４．８Ａ程度）を中心として振幅していることが分かる。このようにリップル波形が上下非対称に配置されるのは、電圧変換部１２にビート現象が発生している点と、電流オブザーバ１４Ａの応答速度がリップル波形に追従できていない点の２点が原因と考えられる。
　上述したように電圧変換部１２で行われるＰＷＭ制御では、キャリア信号として生成した三角波と電圧指令の波形との比較によって矩形形状（パルス形状）の電圧を生成し出力する。しかし、電流制御系ループにおいてこの三角波と同期するリップル波形の成分がモータ電流及び推定電流を介してフィードバックされることで、電圧変換部１２に入力される電圧指令にもリップル波形が重畳してしまう。このため、電圧変換部１２内のＰＷＭ制御において、キャリア信号と入力指令信号がそれぞれ同じ周期で振幅する関係となり、これによりうねりの作用によって出力するパルス波形のデューティ比の値が真値からオフセットするというビート現象が生じてしまう。
　また、本実施形態のモータ制御装置１００全体はコンピュータのソフトウェアで実現されるが、その一部である電流オブザーバ１４Ａはその応答速度が不足してモータ電流のリップル波形の変化に正確に追従できない。この点によっても、電流制御系ループがモータ電流のオフセットを許容してしまう。
　すなわち、図７に示すようなモータ電流の降下オフセット（直流成分での底下げ）の発生は、電流制御系ループ中にＰＷＭ制御を行う電圧変換部１２を備えていることによるハードウェア的な要因と、電流オブザーバ１４Ａの応答速度不足というソフトウェア的な要因の２点に起因している。また、このようなモータ電流の降下オフセットの影響を受けて、簡易構成の電流オブザーバ１４Ａ（図３参照）は、その降下オフセットを補償するために推定電流のリップル波形を逆に高くオフセットさせて出力してしまう。この推定電流の上昇オフセットについては、図７中のＢ部を拡大した図９に示すように、推定電流のリップル波形が５Ａよりも高い値を中心として振幅していることからも確認できる。このようにして推定電流が上昇オフセットによる定常誤差を有したままフィードバックされるため、電流制御系ループ全体でも定常状態でモータ電流を降下オフセットさせてしまい電流指令の目標値に収束しない。
　そこで本願発明者は、以上のようなリップル波形の非対称性に起因する弊害を軽減するための方法として、ａ：ＬＰＦ２８を介してモータ電流のリップル波形の振幅を低減する方法と、ｂ：電流オブザーバ１４Ａのゲインアップによる方法の２通りを考えた。
＜検証１－２ａ：ＬＰＦによるリップル波形の低減＞
　まず、モータ電流にＬＰＦ２８（上記図４参照）を適用してリップル波形の振幅を低減させることで、電圧変換部１２におけるビート現象の発生を抑制することが考えられる。つまり、電流検出部１３で検出されたモータ電流をＬＰＦ２８に通過させてから、上記図３の電流オブザーバ１４Ａに入力する（特に図示せず）。この場合のシミュレーション結果を図１０～図１２に示す。
　電流オブザーバ１４Ａに入力する直前のモータ電流にＬＰＦ２８を適用した場合、上記図８に対応するモータ電流のステップ応答は図１０に示す通りとなり、上記図６に対応するモータ電圧のステップ応答は図１１にそれぞれ示す通りとなった。両図を見て分かるように、リップル波形を低減してビート現象が抑制されたことが確認できる。その結果、図１０に示すように、ステップ応答の定常期におけるモータ電流が上昇して電流指令の目標値に近づいたことが確認できる（図８では４．８Ａ程度だったのが、図１０では４．９Ａ程度まで改善）。しかし、上記図９に対応する図１２に示すように、推定電流のリップル波形は振幅が抑制されたものの、まだ電流指令の５Ａに対して上下非対称のままである。このため、まだモータ電流を目標値の５Ａに到達させることができない。
＜検証１－２ｂ：電流オブザーバのゲインアップ＞
　そしてさらなる改善を図るために、上記ＬＰＦ２８によるリップル波形の低減と併せて電流制御系ループのゲインアップも行った。具体的には、電流オブザーバ１４Ａ中のオブザーバゲインｋ１を上げて、電流オブザーバ１４Ａの適用帯域を拡大した。この場合のシミュレーション結果を図１３～図１５に示す。
　ＬＰＦ２８の適用と併せて電流オブザーバ１４Ａのゲインアップを行った場合、上記図１０に対応するモータ電流のステップ応答は図１３に示す通りとなり、上記図１１に対応するモータ電圧のステップ応答は図１４にそれぞれ示す通りとなった。図１１と図１４を比較して分かるように、ゲインアップによってモータ電圧ではリップル波形が大きくなったものの、図１３に示すように、ステップ応答の定常期におけるモータ電流は電流指令の目標値である５Ａに到達させることができた。これは、電流オブザーバ１４Ａの応答周波数帯域を拡大したために、上記図１２に対応する図１５に示すように、推定電流のリップル波形を大きくしながらも、電流指令の５Ａを中心として上下対象に配置させてその非対称性を改善することができたためである。
　以上のようにして、上記図３に示した簡易構成の電流オブザーバ１４Ａであっても、リップル波形の非対称性に起因するモータ電流の目標値未到達の不具合を改善することは可能である。しかしながら、対応する図８、図１０、図１３を比較して分かるように、リップル波形の非対称性に対する改善を重ねるごとに、他方でモータ電流のステップ応答におけるオーバーシュートが増加してしまうという問題がある。これは、設置するＬＰＦ２８がフィードバック信号の位相を大きく遅れさせる要因となり、また電流オブザーバ１４Ａそのものを広帯域化しないままゲインアップしたことで、電流制御系ループの応答安定性を犠牲にしてしまった結果である。すなわち、簡易構成の電流オブザーバ１４Ａのままでは、モータ電流の目標値到達性能と、電流制御系ループの応答安定性とを両立させることができなかった。
＜検証１－３：位相補償外乱電流オブザーバの場合＞
　これに対し、電流制御部３内の電流制御系ループに上記図４の位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂを備えた場合を説明する。この場合の上記図８、図１０、図１３に対応するステップ応答のシミュレーション結果を図１６に示す。
　上述したように、本実施形態の位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂには、上記簡易構成の電流オブザーバ１４Ａの構成に加えて、さらに遅れ系モデル２３とオブザーバゲインｋ２からなる位相補償機能部２６を備えている。また、この位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂには、ＬＰＦ２８を介してリップル波形を低減したモータ電流を入力している。このような構成の位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂにおいて、遅れ系モデル２３が、ＬＰＦ２８による遅れ分の位相遅れを補償できるよう設定する。また、２つのオブザーバゲインｋ１、ｋ２については、上述したようにリップル波形の非対称性を改善できる程度にゲインアップしつつ、モータ電圧方程式モデル２１と遅れ系モデル２３をそれぞれ安定化できるよう適宜の値に設定する。
　これにより、図１６に示すように、ステップ応答の定常期においてモータ電流を目標値の５Ａに到達させることができるとともに、過渡期のオーバーシュートを大きく低減できる。つまり、本実施形態の位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂによれば、モータ電流の目標値到達性能を維持しつつ、電流制御系ループの応答安定性を改善することができる。
＜検証２－１：パラメータが経時変化する場合＞
　以上においては、モータＭのパラメータが経時変化せずに安定している場合で説明した。しかし、実際のモータ制御では、電流変化によってインダクタンスが変動したり、発熱による温度変化で巻線抵抗が変動するなどといったパラメータの変動が発生する。この場合、あらかじめモータ電圧方程式モデル２１に設定したパラメータと、実際のモータＭのパラメータとが一致せず、推定電流に定常誤差が生じてモータ電流が変動してしまう。
　例えば、上記図３の簡易構成の電流オブザーバ１４Ａを用いてパラメータが変動しない場合には、上記図５に対応する図１７に示すようにモータ電流の波形が得られ、これからリップル波形を除去して再観測すると上記図８に対応する図１８に示すような波形が得られる。しかし、図２の上記誘起電圧演算部１５による誘起電圧補正量が１／２に変動した場合には、図１９、図２０に示すように時間経過に従ってモータ電流が低下してしまう。上述したように、誘起電圧演算部１５はモータ速度だけに基づいて誘起電圧を算出しており、例えば、モータ個体のバラツキなどによるモータＭの誘起電圧係数の変動に連動した実際の誘起電圧の変動までは検知できない。このように実際の誘起電圧の変動に対応できず誘起電圧補正量が１／２に低下するのに伴ってモータ電流が低下した場合でも、電流オブザーバ１４Ａが出力する推定電流は一定値を維持し続けてしまう。このように推定電流が定常誤差を含んだままでは、電流フィードバック動作が不良となるため図示するように実際のモータ電流が低下し続けてしまう。
　また、発熱によりモータＭの巻線抵抗が２倍に変動した場合には、上記図１７に対応する図２１、上記図１８に対応する図２２にそれぞれ示すように、定常状態におけるモータ電流が目標値の５Ａから大幅に低下する（図示する例では４Ａ程度）。これは、巻線抵抗が変動しない場合の上記図１８を拡大して示した図２３と、巻線抵抗が変動した場合の上記図２２を拡大して示した図２４とを比較しても明らかである。
＜検証２－２：位相補償外乱電流オブザーバの場合＞
　これに対し、電流制御部３内の電流制御系ループに上記図４の位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂを備えた場合には、上述した各パラメータ変動を外乱とみなして補償し、推定電流を真値に収束させることができる。
　上述したように、本実施形態の位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂには、上記簡易構成の電流オブザーバ１４Ａの構成に加えて、さらにオブザーバゲインｋ３と積分器２４からなる外乱補償機能部２７を備えている。このような構成の位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂにおいて、巻線抵抗やインダクタンス等のモータＭのパラメータの変動、及び設計値に対するバラツキ等に起因して生じた外乱（つまり、遅れ系モデル２３の出力と実際に検出されたモータ電流との偏差）を補償できるようオブザーバゲインｋ３を適宜設定する。
　これにより、誘起電圧補正量が１／２に低下した場合でも、上記図１９に対応する図２５、及び上記図２０に対応する図２６にそれぞれ示すように、モータ電流及び推定電流の両方を安定して目標値の５Ａに一致し続けさせることができる。また同様に、モータＭの巻線抵抗が２倍に変動した場合でも、上記図１９に対応する図２７、及び上記図２０に対応する図２８にそれぞれ示すように、モータ電流及び推定電流の両方を安定して目標値の５Ａに一致し続けさせることができる。
　なお、このような外乱補償機能部２７は、推定電流に含まれる定常誤差をなくして真値に収束させるよう機能するため、上述したリップル波形の上下非対称性を改善することにも寄与する。つまり、上記＜検証１－２ｂ＞で説明した電流オブザーバ１４Ａのゲインアップ（オブザーバゲインｋ１の増加設定）を行わずとも、モータ電流の目標値到達性能を達成できる。また、外乱補償機能部２７を備えることで電流制御系ループの応答安定性に影響を与える（例えば過渡期のオーバーシュートが増加する）が、位相補償機能部２６でその影響も考慮して調整することで十分高い応答安定性を確保できる。すなわち、外乱補償機能部２７と位相補償機能部２６とが相互に補完しあうことで、モータ電流の目標値到達性能と電流制御系ループの応答安定性を機能的に両立できる。
　以上において、位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂが、各請求項記載の電流推定部に相当する。
　以上説明した実施形態によれば、次のような効果を得る。すなわち、本実施形態のモータ制御装置１００では、位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂが、検出されたモータ電流と電圧指令とを入力し、外乱による影響を補償したモータ電流を推定電流として出力する。これにより、パラメータ変動等の外乱の影響を抑制することが可能となり、巻線抵抗やインダクタンスの変動等によるパラメータ変動が生じても、電流推定値を真値に収束させることが可能となる。
　また、本実施形態では特に、位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂは、推定電流を出力するモータ電圧方程式のモデル２１と、モータ電流とモータ電圧方程式のモデル２１の出力（位相遅れを無視）との偏差に乗算される２つのオブザーバゲインｋ１、ｋ３と、オブザーバゲインｋ３の出力を積分して推定外乱を出力する積分器２４とを有する。オブザーバゲインｋ１の出力をモータ電圧方程式のモデル２１に加算すると共に、積分器２４の出力を電圧指令に加算する。このような構成とすることにより、外乱抑制作用を有する外乱補償部を実現できる。これにより、巻線抵抗やインダクタンスの変化等によるパラメータ変動が生じても、電流推定値を真値に収束させることが可能となる。
　また、本実施形態では特に、位相補償外乱電流オブザーバが、遅れ系モデル２３とオブザーバゲインｋ２とを有する。遅れ系モデル２３から出力される電流値は、モータ電圧方程式のモデル２１から出力される電流値よりも位相が遅れる。すなわち、モータ電圧方程式のモデル２１からの電流値は、電流検出部１３により検出されたモータ電流よりも位相が進む。この位相が進む電流値を推定電流として出力することにより、位相の遅れがない推定電流値をフィードバックすることができる。これにより、上記遅れ要素の影響を抑制できるので、電流制御系ループを高ゲイン化、広帯域化することができる。またその結果、速度制御系ループや位置制御系ループについても高ゲイン化、広帯域化が可能となるので、サーボの位置決め時間が短縮でき、機械の生産性等を向上できる。また、モータ電流の位相の遅れを補償することが可能となるので、モータ電流の応答性を向上することができ、制御系の応答を理想的な特性に近づけることができる効果もある。
　また、本実施形態では特に、電流検出部１３と位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂとの間にＬＰＦ２８を設け、電流検出部１３から位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂに入力されるモータ電流の高周波成分を除去する。これにより、モータ電流に含まれるリップル成分を低減できるので、ビート現象による直流成分の発生を抑制することができる。また、モータ電流が目標値に到達しなくなる原因としては、上記の他、位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂに入力されるモータ電流のリップル成分に位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂの応答速度が追従できないことも考えられる。これに対しては、位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂのオブザーバゲインを高め、広帯域化することでも対応できる。以上により、モータ電流を目標値に到達させることが可能となる。なお、ＬＰＦ２８は電流制御系ループの遅れ要素となるが、前述のように位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂの位相補償機能部２６により遅れ要素の影響を抑制できるので、ＬＰＦ２８を設けることによるモータ電流の応答性の悪化を防止できる。
　なお上記実施形態では、推定電流を出力させる電流オブザーバ１４として、簡易構成の電流オブザーバ１４Ａの構成（上記図３参照）に位相補償機能部２６と外乱補償機能部２７の両方を追加した位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂの例を説明したが、本発明はこれに限られない。例えば、図２９に示すように、簡易構成の電流オブザーバ１４Ａの構成に位相補償機能部２６だけを追加した位相補償電流オブザーバ１４Ｃを用いてもよい。モータＭのパラメータ変動が少ない場合には、この比較的簡易な構成の位相補償電流オブザーバ１４Ｃを用いるだけで、モータ電流の目標値到達性能と応答安定性を両立できる。
　また、図３０に示すように、簡易構成の電流オブザーバ１４Ａの構成に外乱補償機能部２７だけを追加した外乱補償電流オブザーバ１４Ｄを用いてもよい。外乱補償だけでモータ電流の上下対象性を十分確保し、かつオーバーシュート等が小さい場合には、この比較的簡易な構成の位相補償電流オブザーバ１４Ｄを用いるだけで、モータ電流の目標値到達性能と応答安定性を両立できる。
　また以上においては、モータＭにＤＣモータを使用することを前提として説明したが、本発明はこれに限られず、他にもＡＣモータを使用する場合にも適用できる。例えば、３相ＡＣモータの駆動を制御するモータ制御装置では、一般にｄ－ｑ軸の２軸座標の各軸でＰＩ補償器１１を備えて電流制御及び電圧制御を行い、ｄ－ｑ軸→ＵＶＷ３相の座標変換を経た後に３相ＰＷＭ制御で３相ＡＣモータに駆動電流を出力する構成が多くある。この場合には、３相ＡＣモータに入力する３相交流モータ電流を電流検出部で検出し、これを３相→ｄ－ｑ軸での逆座標変換を経てｄ－ｑ軸の各軸に対応する電流制御にフィードバックする。この構成において、３相→ｄ－ｑ軸で逆座標変換したｄ－ｑ各軸のモータ検出電流にそれぞれ対応して、上記実施形態の位相補償外乱電流オブザーバ１４Ｂ、位相補償電流オブザーバ１４Ｃ、又は外乱補償電流オブザーバ１４Ｄのいずれかを設け、出力した推定電流をフィードバックすればよい（特に図示せず）。この場合にも、上記実施形態と同様の効果が得られる。なお、ＤＣモータＭを用いた上記実施形態のモータ制御装置１００は、ｄ－ｑ軸のいずれか一方の軸の電流指令を０とした場合と等価とみなせる。
　また、以上既に述べた以外にも、上記実施形態や変形例による手法を適宜組み合わせて利用しても良い。
　その他、一々例示はしないが、本実施形態は、その趣旨を逸脱しない範囲内において、種々の変更が加えられて実施されるものである。
　１　　　　　位置制御部
　２　　　　　速度制御部
　３　　　　　電流制御部
　４　　　　　エンコーダ
　５　　　　　速度換算部
　１１　　　　ＰＩ補償器（電流変換部）
　１２　　　　電圧変換部（電圧制御部）
　１３　　　　電流検出部
　１４　　　　電流オブザーバ
　１４Ａ　　　簡易構成の電流オブザーバ
　１４Ｂ　　　位相補償外乱電流オブザーバ（電流推定部）
　１４Ｃ　　　位相補償電流オブザーバ
　１４Ｄ　　　外乱補償電流オブザーバ
　１５　　　　誘起電圧演算部
　２１　　　　モータ電圧方程式モデル
　２３　　　　遅れ系モデル
　２４　　　　積分器
　２６　　　　位相補償機能部
　２７　　　　外乱補償機能部
　２８　　　　ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
　１００　　　モータ制御装置
　Ｍ　　　　　モータ
　ｋ１　　　　オブザーバゲイン（第１のオブザーバゲイン）
　ｋ２　　　　オブザーバゲイン（第３のオブザーバゲイン）
　ｋ３　　　　オブザーバゲイン（第２のオブザーバゲイン）

Claims (5)

  1. 　電流指令と推定電流との電流偏差に基づいて電圧指令を生成する電流変換部と、
    　前記電圧指令に基づいてモータへの出力電圧を制御する電圧制御部と、
    　前記モータに供給されるモータ電流を検出する電流検出部と、
    　検出された前記モータ電流と前記電圧指令とを入力し、外乱による影響を補償した前記モータ電流を前記推定電流として出力する電流推定部と、を有する
    ことを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　前記電流推定部は、
    　前記電圧指令を入力し前記推定電流を出力する前記モータの電圧方程式モデルと、
    　前記モータ電流と前記推定電流との差に乗算される第１のオブザーバゲイン及び第２のオブザーバゲインと、
    　前記第２のオブザーバゲインの出力を積分する積分器とを有し、
    　前記第１のオブザーバゲインの出力が前記モータの電圧方程式モデルに加算されると共に、前記積分器の出力が前記電圧指令に加算される
    ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記電流推定部は、
    　前記モータの電圧方程式モデルの出力を入力し、電流制御系の遅れ要素をモデル化した遅れ系モデルと、
    　前記モータ電流と前記遅れ系モデルの出力との差に乗算される第３のオブザーバゲインとをさらに有し、
    　前記第３のオブザーバゲインの出力が前記遅れ系モデルに加算される
    ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記電流検出部から前記電流推定部に入力される前記モータ電流の高周波成分を除去するローパスフィルタをさらに有する
    ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
  5. 　前記モータ制御装置は、前記モータである３相交流モータのｄ軸及びｑ軸の電流をそれぞれ独立に制御可能なように構成され、
    　前記電流変換部、前記電流推定部を前記ｄ軸及び前記ｑ軸の電流制御系にそれぞれ備える
    ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
PCT/JP2012/074586 2012-09-25 2012-09-25 モータ制御装置 WO2014049694A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2012/074586 WO2014049694A1 (ja) 2012-09-25 2012-09-25 モータ制御装置
JP2014537875A JP6007987B2 (ja) 2012-09-25 2012-09-25 モータ制御装置
US14/667,683 US9471047B2 (en) 2012-09-25 2015-03-25 Motor control apparatus having part for phase compensation

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2012/074586 WO2014049694A1 (ja) 2012-09-25 2012-09-25 モータ制御装置

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US14/667,683 Continuation US9471047B2 (en) 2012-09-25 2015-03-25 Motor control apparatus having part for phase compensation

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2014049694A1 true WO2014049694A1 (ja) 2014-04-03

Family

ID=50387162

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2012/074586 WO2014049694A1 (ja) 2012-09-25 2012-09-25 モータ制御装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9471047B2 (ja)
JP (1) JP6007987B2 (ja)
WO (1) WO2014049694A1 (ja)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016096671A (ja) * 2014-11-14 2016-05-26 株式会社竹中製作所 直流電動機の制御装置
CN107959457A (zh) * 2017-12-08 2018-04-24 腾川（深圳）工业有限公司 一种交流伺服驱动器的参数设置方法
CN108717266A (zh) * 2018-05-30 2018-10-30 迪比（重庆）智能科技研究院有限公司 风场风机功率基于扰动观测器的神经自适应跟踪控制方法
WO2021166550A1 (ja) * 2020-02-21 2021-08-26 株式会社豊田自動織機 電動機の制御装置及び制御方法

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8274014B2 (en) 2006-05-25 2012-09-25 Bellman-Melcor Development, Llc Filler metal with flux for brazing and soldering and method of making and using same
US9419627B2 (en) * 2014-05-08 2016-08-16 Intersil Americas LLC Current synthesizer correction
US9731383B2 (en) 2014-07-09 2017-08-15 Bellman-Melcor Development, Llc Filler metal with flux for brazing and soldering and method of using same
US10744601B2 (en) 2015-08-07 2020-08-18 Bellman-Melcor Development, Llc Bonded brazing ring system and method for adhering a brazing ring to a tube
US10322746B2 (en) 2016-11-30 2019-06-18 Steering Solutions Ip Holding Corporation Velocity estimation for electric power steering systems
US10340828B2 (en) * 2017-04-27 2019-07-02 Steering Solutions Ip Holding Corporation Disturbance observer for permanent magnet direct current machines
JP6469171B2 (ja) * 2017-06-14 2019-02-13 ファナック株式会社 電動機の制御装置
CN110071671B (zh) * 2019-04-25 2021-01-19 西安交通大学 一种直接控制三相电流的电机驱动方法
US11218096B2 (en) 2019-11-29 2022-01-04 Steering Solutions Ip Holding Corporation Feedforward control of multiphase permanent magnet direct current motor drives

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002252991A (ja) * 2001-02-26 2002-09-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ制御装置
JP2008299573A (ja) * 2007-05-31 2008-12-11 Yaskawa Electric Corp ディジタル制御装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005073477A (ja) 2003-08-28 2005-03-17 Yaskawa Electric Corp 電流制御方法
KR101517101B1 (ko) * 2008-10-02 2015-05-04 삼성전자 주식회사 상전류 추정방법
US8264860B2 (en) * 2009-08-10 2012-09-11 Emerson Climate Technologies, Inc. System and method for power factor correction frequency tracking and reference generation
JP5175887B2 (ja) * 2010-03-23 2013-04-03 株式会社東芝 モータ制御装置及び電気機器
JP5413400B2 (ja) * 2011-04-20 2014-02-12 株式会社安川電機 交流電動機の制御装置
JP5939228B2 (ja) * 2012-12-28 2016-06-22 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002252991A (ja) * 2001-02-26 2002-09-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ制御装置
JP2008299573A (ja) * 2007-05-31 2008-12-11 Yaskawa Electric Corp ディジタル制御装置

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016096671A (ja) * 2014-11-14 2016-05-26 株式会社竹中製作所 直流電動機の制御装置
CN107959457A (zh) * 2017-12-08 2018-04-24 腾川（深圳）工业有限公司 一种交流伺服驱动器的参数设置方法
CN107959457B (zh) * 2017-12-08 2020-08-04 腾川（深圳）工业有限公司 一种交流伺服驱动器的参数设置方法
CN108717266A (zh) * 2018-05-30 2018-10-30 迪比（重庆）智能科技研究院有限公司 风场风机功率基于扰动观测器的神经自适应跟踪控制方法
CN108717266B (zh) * 2018-05-30 2021-03-12 迪比（重庆）智能科技研究院有限公司 风场风机功率基于扰动观测器的神经自适应跟踪控制方法
WO2021166550A1 (ja) * 2020-02-21 2021-08-26 株式会社豊田自動織機 電動機の制御装置及び制御方法
JP2021132512A (ja) * 2020-02-21 2021-09-09 株式会社豊田自動織機 電動機の制御装置及び制御方法
JP7287310B2 (ja) 2020-02-21 2023-06-06 株式会社豊田自動織機 電動機の制御装置及び制御方法

Also Published As

Publication number Publication date
US9471047B2 (en) 2016-10-18
US20150198934A1 (en) 2015-07-16
JPWO2014049694A1 (ja) 2016-08-22
JP6007987B2 (ja) 2016-10-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6007987B2 (ja) モータ制御装置
JP6007986B2 (ja) モータ制御装置
JP4958431B2 (ja) 電動機制御装置
JP3867518B2 (ja) 同期電動機のセンサレス制御システム
JP5257365B2 (ja) モータ制御装置とその制御方法
TWI654827B (zh) 換流器控制裝置及馬達驅動系統
JP5877733B2 (ja) 電動モータの制御装置
JP2010119245A (ja) 交流電動機の制御装置
JP2009124871A (ja) 同期電動機のＶ／ｆ制御装置
JP6685765B2 (ja) パワーステアリング装置の制御装置、及びそれを用いたパワーステアリング装置
JP4596906B2 (ja) 電動機の制御装置
JP6769050B2 (ja) モータ制御装置
JP4639832B2 (ja) 交流電動機駆動装置
JP2014212584A (ja) 電動機制御装置
JP2010273400A (ja) 誘導電動機制御装置
JP2021118625A (ja) センサレスモータ制御装置
JP5012813B2 (ja) 交流電動機の制御装置
WO2007063766A1 (ja) 電動機の制御装置
JP4811727B2 (ja) 永久磁石界磁同期電動機制御装置
JP5007546B2 (ja) 永久磁石同期電動機の駆動装置
JP5034888B2 (ja) 同期電動機のＶ／ｆ制御装置
JP2012175776A (ja) モータ制御装置及びモータ駆動システム
JP4005510B2 (ja) 同期電動機の駆動システム
JP4415975B2 (ja) 同期電動機のセンサレス制御システム
JP7225561B2 (ja) モータ制御方法、及び、モータ制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12885697

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2014537875

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 12885697

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1