JP2006014406A - モータ制御装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電流波形の乱れやトルクショックを発生させることなくパワー素子の全損失を低減させる。
【解決手段】キャリア周波数を切り替える際、制御部９が、比例ゲイン及び積分ゲインを変更する。また、制御部９が、キャリア周波数を切り替える前後において、キャリア周波数に合わせてモータ２の回転角度の推定演算方法を段階的に切り替える。これにより、キャリア周波数を切り替えた際、モータ２の電流挙動が不安定になることを防止できる。また、モータ２の回転角度が実際の回転角度とは異なることにより、パワー素子のスイッチングタイミングにズレが生じ、電流波形の乱れやトルクショックを引き起こすことを防止できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、パルス幅変調方式でインバータを駆動することにより三相交流モータに交流電流を供給すると共に、三相交流モータの電流値が電流指令値に従うようにフィードバック制御するモータ制御装置及びその制御方法に関する。

従来より、インバータを構成するパワー素子のオン／オフをＰＷＭ（Pulse Wide Modulation；パルス幅変調）方式で切り替えることにより、三相交流モータ（以下、モータと略記）に交流電流を供給すると共に、モータの電流値が電流指令値に従うように比例積分（ＰＩ）制御するモータ制御装置が知られている。このようなモータ制御装置では、パワー素子の１パルスあたりの全損失はスイッチング損失と定常損失の和により表され、全損失の値が大きい場合には、パワー素子が発熱し、熱破損する可能性がある。このような背景から、パワー素子の全損失を低減するために、キャリア（スイッチング）周波数を低減する方法が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。
特開２０００−１３４９９０号公報

しかしながら、一般に、キャリア周期が制御周期に同期している場合には、キャリア周波数の低減に伴いＰＩ制御における電流フィードバックゲインの上限値も低下するために、単にキャリア周波数を低減する従来までの方法によれば、キャリア周波数を切り替えた際、モータの電流挙動が不安定になることがある。さらに、キャリア周波数を切り替えた際には、１回の制御周期で進むモータの回転角度が変化するために、従来までの方法によれば、ＰＩ制御の際に予測されるモータの回転角度が実際とは異なることにより、パワー素子のスイッチングタイミングにズレが生じ、電流波形の乱れやトルクショックを引き起こすことがある。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電流波形の乱れやトルクショックを発生させることなくパワー素子の全損失を低減させることが可能なモータ制御装置及びその制御方法を提供することにある。

上述の課題を解決するために、本発明に係るモータ制御装置及びその制御方法は、キャリア周波数を切り替える際、フィードバック制御の際に用いられるフィードバックゲインをキャリア周波数に合わせて変更する。

本発明に係るモータ制御装置及びその制御方法によれば、キャリア周波数を切り替える際、キャリア周波数の変化に伴い変化するフィードバックゲインをキャリア周波数に合わせて変更するので、電流波形の乱れやトルクショックを発生させることなくパワー素子の全損失を低減させることができる。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態となるモータ制御装置の構成と動作について説明する。

［モータ制御装置の構成］
本発明の実施形態となるモータ制御装置１は、図１に示すように、車両を駆動する三相交流モータ（モータ）２と、インバータ（ＩＮＶ）３と、θ，ω演算部４と、３相→２相変換部５と、電流ＰＩ制御部６と、２相→３相変換部７と、デューティ（ＤＵＴＹ）指令部８と、制御部９とを主な構成要素として備える。

上記インバータ３は、バッテリ等の直流電圧源の正極又は負極を選択し、選択した電極をモータ２のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各電極に接続する複数のパワー素子を備える。そして、インバータ３は、デューティ指令部８から入力されたデューティ指令Ｄｕ＊，Ｄｖ＊，Ｄｗ＊に従って複数のパワー素子のオン／オフをＰＷＭ方式で切り替えることにより、直流電圧を交流電圧に変換し、モータ２に三相交流電流を供給する。

上記θ，ω演算部４は、制御部９の指示に従って演算周期毎に現在のモータ２の回転角度θと次の演算周期におけるモータ２の推定回転角度θ’を演算すると共に、演算された回転角度θを利用してモータ２の回転速度ωを算出する。そして、θ，ω演算部４は、算出した回転角度θ，推定回転角度θ’及び回転速度ωをそれぞれ、３相→２相変換部５，２相→３相変換部７及び電流ＰＩ制御部６に入力する。上記３相→２相変換部５は、θ，ω演算部４から入力されたモータ２の回転角度θに基づいて、モータ２の実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄ軸とｑ軸の実電流Ｉｄ，Ｉｑに変換し、電流ＰＩ制御部６に入力する。

上記電流ＰＩ制御部６は、図２に示すように、実電流Ｉｄ，Ｉｑと電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の差分を算出する差演算部１１と、制御部９の制御に従って比例ゲイン調整部１２が指示した比例ゲインを利用してＰＩ制御における比例項を算出する比例項演算部１３と、制御部９の制御に従って積分ゲイン調整部１４が指示した積分ゲインを利用してＰＩ制御における積分項を算出する積分項演算部１５とを備え、ｄ軸とｑ軸の実電流Ｉｄ，Ｉｑをそれぞれｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に一致させるようにＰＩ演算を行うことにより、ｄ軸とｑ軸の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を生成する。そして、電流ＰＩ制御部６は、生成したｄ軸とｑ軸の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を２相→３相変換部７に入力する。

上記２相→３相変換部７は、θ，ω演算部４が算出したモータの推定回転角度θ’に基づいて、電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換し、三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をデューティ指令部８に入力する。上記制御部９は、車両からのトルク要求に応じてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成し、電流ＰＩ制御部６に入力する。また、詳しくは後述するが、制御部９は、キャリア周波数の切り替えが指示されるのに応じて、比例ゲイン調整部１２及び積分ゲイン調整部１４を制御することにより電流ＰＩ制御における比例ゲイン及び積分ゲインの大きさを段階的に切り替えると共に、θ，ω演算部４を制御することにより推定回転角度θ’の演算方法を段階的に切り替える。

このような構成を有するモータ制御装置１は、制御部９が以下に示すように動作することにより、キャリア周波数切り替え時の電流波形の乱れやトルクショックの発生を防止する。以下、図３に示すタイミングチャートを参照して、キャリア周波数切り替え時の制御部９の動作について詳しく説明する。

［キャリア周波数切り替え処理］
一般に、ＰＩ制御の際に用いられる比例ゲインは、コイルのインダクタンスと交差角周波数の積で表され、積分ゲインは巻き線抵抗，交差角周波数，及び一演算周期（時間）の積で表される。また、キャリア周波数の低減に伴い制御可能な交差角周波数の上限値は低減する。従って、キャリア周波数を切り替える際には、電流フィードバックゲインとしての比例ゲイン及び積分ゲインを変更する必要がある。さらに、現在の演算周期で演算されたデューティ指令値がＰＷＭパルスに反映されるタイミングは次回の演算周期であるので、θ，ω演算部４は、現在のモータ２の回転角度θから次回の演算周期における推定回転角度θ’を演算しなけばならない。しかしながら、キャリア周波数が変化すると、一回の演算周期で進むモータ２の回転角度θ（すなわち、回転角度の増加量Δθ）が変化するために、通常の演算方法では推定回転角度θ’を正確に演算することができない。そこで、本発明の実施形態となるモータ制御装置１では、制御部９が、キャリア周波数の切り替えに合わせて以下に示すように動作することにより、比例ゲイン及び積分ゲインの大きさを段階的に切り替えると共に、推定回転角度θ’の演算方法を段階的に切り替える。以下、ゲイン切り替え時の動作、及び演算方法切り替え時の動作の順に、制御部９の動作について詳しく説明する。

〔ゲイン切り替え時の動作〕
キャリア周波数を高周波から低周波に切り替える場合、比例ゲインは、交差角周波数の低下に伴い小さくなるが、積分ゲインは、交差角周波数と演算周期の積によってキャリア周波数切り替え時の大小が決まる。従って、キャリア周波数を高周波から低周波に切り替える際には、制御部９は、低周波キャリア時の積分ゲインと高周波キャリア時の積分ゲインの大小関係を判別し、その大小関係に応じて以下に示すようにゲインを切り替える。なお、この実施形態では、キャリア周波数を高周波から低周波に切り替える際の動作についてのみ説明するが、逆の手順を行うことによりキャリア周波数を低周波から高周波に切り替える場合にも適用できることは勿論である。

（１）低周波キャリア時の積分ゲインが高周波キャリア時の積分ゲインより大きい場合
制御部９は、キャリア周波数を高周波から低周波に切り替える前に、比例ゲイン調整部１２にキャリア切り替えモード信号（Ｉ）を入力することにより比例ゲインを低ゲイン値に変更する。そして、制御部９は、キャリア周波数を高周波から低周波に切り替えるのに応じて、積分ゲイン調整部１４にキャリア切り替えモード信号（ＩＩ）を入力することにより、積分ゲインを高ゲイン値に変更する。

（２）低周波キャリア時の積分ゲインが高周波キャリア時の積分ゲインより小さい場合
制御部９は、キャリア周波数を高周波から低周波に切り替える前に、比例ゲイン調整部１２及び積分ゲイン調整部１４にキャリア切り替えモード信号（Ｉ）を入力することにより、比例ゲイン及び積分ゲインを低ゲイン値に変更する。そして、比例ゲイン及び積分ゲインを低ゲイン値に変更した後、制御部９は、キャリア周波数を高周波から低周波に切り替える。

〔演算方法切り替え時の動作〕
図３は、キャリア周波数を１０［ｋＨｚ］から２．５［ｋＨｚ］に低減させる際（時刻Ｔ＝ｔ２）、及びキャリア周波数を２．５［ｋＨｚ］から１０［ｋＨｚ］に増加させる際（時刻Ｔ＝ｔ８）の制御部９の動作を説明するためのタイミングチャート図である。

キャリア周波数が１０［ｋＨｚ」である場合には、今回演算されたデューティ指令値がＰＷＭパルスに反映されるタイミングは次回の演算タイミング（図３に示す時間Ｔ＝ｔ１においてデューティ値が演算された場合は１００［μｓ］後の時間Ｔ＝ｔ２）であり、そのパルス中心は時間Ｔ＝ｔ１から１５０［μｓ］後となる。このため、θ，ω演算部４は、今回検出したモータ２の回転角度θの１５０［μｓ］後の角度を今回の演算タイミングにおいて用いる。具体的には、制御部９は、前回の回転角度θｚと今回の回転角度θの偏差Δθを算出し、前回の演算タイミングにおける偏差Δθｚ（前々回の回転角度と前回の回転角度の偏差）と今回の演算タイミングにおける偏差Δの平均値を算出する。そして、制御部９は、算出された平均値の１．５倍の値を今回の回転角度θに加算した角度を推定回転角度θ’として今回の演算タイミングにおいて用いる。

また、キャリア周波数が２．５［ｋＨｚ」である場合も同様に、今回演算されたデューティ指令値がＰＷＭパルスに反映されるタイミングは次回の演算タイミング（図３に示す時間Ｔ＝ｔ４においてデューティ値が演算された場合は４００［μｓ］後の時間Ｔ＝ｔ６）であり、そのパルス中心は時間Ｔ＝ｔ４から６００［μｓ］後となる。このため、θ，ω演算部４は、今回検出したモータ２の回転角度θの６００［μｓ］後の角度を推定回転角度θ’として今回の演算タイミングにおいて用いる。

一方、キャリア周波数を１０［ｋＨｚ］から２．５［ｋＨｚ］に切り替える際には、制御部９は、キャリア周波数を切り替える前（時刻Ｔ＝ｔ１）にθ，ω演算部４にキャリア切り替えモード信号（Ｉ）を入力することにより、現在のパルス幅（１００［μｓ］）にキャリア周波数を切り替えた後のパルスの半値幅（２００［μｓ］）を加えた値（３００［μｓ］）をθ補正時間（Ｉ）として算出し、θ補正時間（Ｉ）後（時間Ｔ＝ｔ３）の角度を推定回転角度θ’として今回の演算タイミングにおいて用いるようにθ，ω演算部４を制御する。

次に、制御部９は、キャリア周波数が１０［ｋＨｚ］から２．５［ｋＨｚ］に切り替わるのに応じて（時刻Ｔ＝ｔ２）、θ，ω演算部４にキャリア切り替えモード信号（ＩＩ）を入力することにより、現在のパルス幅（４００［μｓ］）にキャリア周波数を切り替えた後のパルスの半値幅（２００［μｓ］）を加えた値（６００［μｓ］）をθ補正時間（ＩＩ）として算出し、θ補正時間（ＩＩ）後（時間Ｔ＝ｔ５）の角度を推定回転角度θ’として今回の演算タイミングにおいて用いるようにθ，ω演算部４を制御する。

最後に、制御部９は、キャリア周波数が２．５［ｋＨｚ］に切り替わった後（時刻Ｔ＝ｔ４）、θ，ω演算部４にキャリア切り替えモード信号（ＩＩＩ）を入力することにより、現在のパルス幅（４００［μｓ］）にキャリア周波数を切り替えた後のパルスの半値幅（２００［μｓ］）を加えた値（６００［μｓ］）をθ補正時間（ＩＩＩ）として算出し、θ補正時間（ＩＩＩ）後（時間Ｔ＝ｔ７）の角度を推定回転角度θ’として今回の演算タイミングにおいて用いるようにθ，ω演算部４を制御する。

また、キャリア周波数を２．５［ｋＨｚ］から１０［ｋＨｚ］に切り替える際も同様に、制御部９は、キャリア周波数が２．５［ｋＨｚ］から１０［ｋＨｚ］に切り替わる前（時刻Ｔ＝ｔ６）にθ，ω演算部４にキャリア切り替えモード信号（Ｉ）を入力することにより、現在のパルス幅（４００［μｓ］）にキャリア周波数を切り替えた後のパルスの半値幅（５０［μｓ］）を加えた値（４５０［μｓ］）をθ補正時間（Ｉ）として算出し、θ補正時間（Ｉ）後（時間Ｔ＝ｔ９）の角度を推定回転角度θ’として今回の演算タイミングにおいて用いるようにθ，ω演算部４を制御する。

次に、制御部９は、キャリア周波数が２．５［ｋＨｚ］から１０［ｋＨｚ］に切り替わるのに応じて（時刻Ｔ＝ｔ８）、θ，ω演算部４にキャリア切り替えモード信号（ＩＩ）を入力することにより、現在のパルス幅（１００［μｓ］）にキャリア周波数を切り替えた後のパルスの半値幅（５０［μｓ］）を加えた値（１５０［μｓ］）をθ補正時間（ＩＩ）として算出し、θ補正時間（ＩＩ）後（時間Ｔ＝ｔ１１）の角度を推定回転角度θ’として今回の演算タイミングにおいて用いるようにθ，ω演算部４を制御する。

最後に、制御部９は、キャリア周波数が１０［ｋＨｚ］に切り替わった後（時刻Ｔ＝ｔ１０）、θ，ω演算部４にキャリア切り替えモード信号（ＩＩＩ）を入力することにより、現在のパルス幅（１００［μｓ］）にキャリア周波数を切り替えた後のパルスの半値幅（５０［μｓ］）を加えた値（１５０［μｓ］）をθ補正時間（ＩＩＩ）として算出し、θ補正時間（ＩＩＩ）後（時間Ｔ＝ｔ１３）の角度を推定回転角度θ’として今回の演算タイミングにおいて用いるようにθ，ω演算部４を制御する。

以上の説明から明らかなように、本発明の実施形態となるモータ制御装置１によれば、キャリア周波数を切り替える際、制御部９が、比例ゲイン及び積分ゲインを変更するので、キャリア周波数を切り替えた際、モータ２の電流挙動が不安定になることを防止できる。

また、本発明の実施形態となるモータ制御装置１によれば、制御部９が、キャリア周波数を切り替える前後において、キャリア周波数に合わせてモータ２の推定回転角度θ’の演算方法を段階的に切り替えるので、モータ２の回転角度が実際の回転角度とは異なることにより、パワー素子のスイッチングタイミングにズレが生じ、電流波形の乱れやトルクショックを引き起こすことを防止できる。

以上、本発明者らによってなされた発明を適用した実施の形態について説明したが、この実施の形態による本発明の開示の一部をなす論述及び図面により本発明は限定されることはない。すなわち、上記実施の形態に基づいて当業者等によりなされる他の実施の形態、実施例及び運用技術等は全て本発明の範疇に含まれることは勿論であることを付け加えておく。

本発明の実施形態となるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 図１に示す電流ＰＩ制御部の内部構成を示すブロック図である。 キャリア周波数を低下及び増加させる際の制御部の動作を説明するためのタイミングチャート図である。

符号の説明

１：モータ制御装置
２：モータ
３：インバータ
４：θ，ω演算部
５：３相→２相変換部
６：電流ＰＩ制御部
７：２相→３相変換部
８：デューティ（ＤＵＴＹ）指令部
９：制御部
１１：差演算部
１２：比例ゲイン調整部
１３：比例項演算部
１４：積分ゲイン調整部
１５：積分項演算部

Claims (4)

1. インバータを構成する複数のパワー素子のオン／オフをパルス幅変調処理で切り換えることにより、三相交流モータに交流電流を供給する共に、モータに供給する電流値を電流指令値に従うようにフィードバック制御するモータ制御装置であって、
   キャリア周波数を切り替える際、前記フィードバック制御の際に用いられるフィードバックゲインをキャリア周波数に合わせて変更する制御部を備えること
   を特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置であって、
   前記制御部は、キャリア周波数を切り替える際、前記フィードバックゲインの値を小さくすることを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置であって、
   前記制御部は、キャリア周波数を切り替える前後において、切り替え前後のキャリア周波数に合わせて三相交流モータの回転角度の推定演算方法を段階的に切り替えることを特徴とするモータ制御装置。
4. インバータを構成する複数のパワー素子のオン／オフをパルス幅変調処理で切り換えることにより、三相交流モータに交流電流を供給する共に、モータに供給する電流値を電流指令値に従うようにフィードバック制御するモータ制御装置の制御方法であって、
   キャリア周波数を切り替える際、前記フィードバック制御の際に用いられるフィードバックゲインをキャリア周波数に合わせて変更するステップを有すること
   を特徴とするモータ制御装置の制御方法。

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