CN104283482A - 永磁无刷直流电机低速及零速转子位置观测系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种永磁无刷直流电机低速及零速转子位置观测系统，基于主要由交流电压、整流电路、滤波电容、三相逆变器、永磁无刷直流电机组成的永磁无刷直流电机驱动控制系统，包括高频电流注入电路以及三相绕组相电压采集电路，三相绕组相电压采集电路分三路分别与带通滤波器相连接，以提取三相绕组相电压中高频分量，带通滤波器依次连接乘法器、低通滤波器、加法器、坐标变换环节等，以获得转子位置角观测误差相关变量，坐标变换环节再依次连接PI控制器、积分器，积分器稳态时输出即为转子位置角观测值。该系统可以准确、可靠地观测出永磁无刷直流电机在两相导通模式下低速及零速运行时的转子位置，应用范围广，实现成本低。

Description

永磁无刷直流电机低速及零速转子位置观测系统

技术领域

本发明涉及电机转子位置检测技术领域，特别涉及一种两相导通模式下永磁无刷直流电机低速及零速转子位置观测系统。

背景技术

永磁无刷直流电机（BLDCM）由于其具有结构简单、出力大和效率高等特点，已在国防、航空航天、机器人、工业过程控制、精密机床、汽车电子、家用电器和办公自动化等领域中得到了较好的应用，对其高性能控制策略的研究具有重要的理论意义和使用价值。目前对其控制策略的研究主要有两种：电流闭环PWM控制和直接转矩控制（DTC）。

与传统的正弦波永磁同步电机相比较，永磁无刷直流电机转子反电动势理论上设计为方波，这样在绕组中流过方波电流，调节方波电流的幅值即可控制电磁转矩，任何瞬时只有两相定子绕组串联实现机电能量转换，而第三相定子绕组悬空没有电流，这种绕组导通方式称为两相导通模式。

为了实现绕组可靠换流，绝大多数永磁无刷直流电机内置了霍尔传感器，输出三路开关信号，据此实现绕组电流的换流。但从系统可靠运行及降低系统成本角度，希望实现无位置传感器运行。对于电流闭环PWM系统，主要采用的无位置传感器方案有高频信号注入法、基于基波模型法，除了高频信号注入法外，其它方案无位置传感器运行的最低转速只有100r/min左右，这样一种运行最低转速的瓶颈会带来两个主要不利影响：1）电机由零转速闭环负载启动困难，甚至出现启动失败。这是由于极低转速区域，转子位置观测值极不准确，致使绕组电流换流及电磁转矩控制不正确。为此，只能采用其他辅助方法进行启动电机，例如：三段式启动法、预定位启动法、升频升压同步启动法、电压插值启动法等。这些辅助启动方法一定程度上制约电机启动时负载能力，同时也制约了驱动系统极低转速运行。2）无位置传感器运行有效调速范围较窄。虽然高频信号注入方法理论上可以实现零转速运行，但现有的文献研究的高频信号注入法要求电机处于三相导通模型，研究成果无法应用于两相导通模式。若在永磁无刷直流电机上采用三相导通模式，则从根本上磨灭了该种电机设计的初始出发点。

虽然电流闭环PWM系统无位置传感器技术研究的较多，但对于直接转矩控制无刷直流电机驱动系统的无位置传感器技术的研究还很少，现有的技术均是基于可测量的电压、电流量，借助电机的基波数学模型构建观测器法。从公开文献的实验结果可见，能够稳定运行的最低转速约为60r/min（对应电频率为5Hz）。

纵观目前的两相导通模式的永磁无刷直流电机无位置传感器技术研究现状，电机处于中、高转速区的技术已经比较成熟，但低速及零转速无位置传感器技术研究还是一个空白，而且也是一个难点。

发明内容

本发明的目的在于提供一种永磁无刷直流电机低速及零速转子位置观测系统，该系统可以准确、可靠地观测出永磁无刷直流电机在两相导通模式下低速及零速运行时的转子位置，应用范围广，实现成本低。

为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种永磁无刷直流电机低速及零速转子位置观测系统，主要由交流电压、整流电路、滤波电容、三相逆变器、永磁无刷直流电机组成的永磁无刷直流电机驱动控制系统，包括用于在导通的两相串联绕组中注入高频电流的高频电流注入电路以及三相绕组相电压采集电路，所述三相绕组相电压采集电路分三路分别与带通滤波器相连接，以提取包括不导通相绕组在内的三相绕组相电压中高频分量，所述带通滤波器依次连接乘法器、低通滤波器、加法器、坐标变换环节等，以获得转子位置角观测误差相关变量，所述坐标变换环节再依次连接PI控制器、积分器，积分器稳态时输出即为转子位置角观测值。

进一步的，所述三相绕组相电压采集电路分三路分别与中心频率为ω的第一带通滤波器、第二带通滤波器、第三带通滤波器的输入端相连接；所述第一带通滤波器、第二带通滤波器、第三带通滤波器的输出端分别与第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器的输入端相连接，所述第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器的另一输入端同时输入一高频余弦信号cosωt，所述第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器的输出端分别与第一低通滤波器、第二低通滤波器、第三低通滤波器的输入端相连接；将直流量0、                                               、同时接至三个三位开关S ₂、S ₃、S ₄并依次错开一个工位，以使三位开关S ₂、S ₃、S ₄的导通相在任一时刻输出的直流量为、0、或、、0或0、、，所述第一低通滤波器、第二低通滤波器、第三低通滤波器的输出端以及所述三位开关S ₂、S ₃、S ₄的固定连接端对应接至第一加法器、第二加法器、第三加法器，所述第一加法器、第二加法器、第三加法器的输出端同时接至3/2坐标变换环节；所述3/2坐标变换环节的输出端以及一旋转坐标系夹角同时接至坐标旋转变换环节，所述坐标旋转变换环节依次连接PI控制器、积分器，积分器稳态时输出即为转子位置角观测值。

进一步的，将所述转子位置角观测值以及数值“2”同时输入一乘法器，将AB相导通、BC相导通或CA相导通时旋转坐标系角度修正值θ _r0的不同取值同时输入三位开关S ₅，所述乘法器的输出端、所述三位开关S ₅的固定连接端同时接至一加法器，所述加法器计算并输出所述旋转坐标系夹角。

进一步的，所述高频电流注入电路包括用于产生高频正交基准信号sinωt、cosωt的高频信号发生器以及三相绕组电流采集电路，所述三相绕组电流采集电路分三路分别与中心频率为ω的第四带通滤波器、第五带通滤波器、第六带通滤波器的输入端相连接；所述第四带通滤波器、第五带通滤波器、第六带通滤波器的输出端接至三位开关S ₁，所述三位开关S ₁的固定连接端接至比较器，所述比较器的另一输入端同时输入在绕组中注入的高频电流给定值i _g ^*=I _m ·sinωt，所述比较器的输出端接至高频电流控制器，所述高频电流控制器的输出端接至定子绕组电压PWM环节，所述定子绕组电压PWM环节的另一输入端同时输入导通串联绕组线电压基波电压给定值u _t ^*，所述定子绕组电压PWM环节的输出端接至功率开关驱动单元，以通过功率开关驱动控制三相逆变器，实现电机转矩闭环控制，同时在导通的两相串联绕组中注入高频电流I _m ·sinωt。

进一步的，所述三相绕组电流采集电路分三路还分别与中心频率为ω的第一带阻滤波器、第二带阻滤波器、第三带阻滤波器的输入端相连接；所述第一带阻滤波器、第二带阻滤波器、第三带阻滤波器的输出端同时接至电流PWM闭环控制或直接转矩控制算法环节，所述电流PWM闭环控制或直接转矩控制算法环节的另一输入端同时输入转子位置角观测值，所述电流PWM闭环控制或直接转矩控制算法环节计算并输出所述导通串联绕组线电压基波电压给定值u _t ^*。

进一步的，该系统按如下步骤观测永磁无刷直流电机在两相导通模式下低速及零速运行时的转子位置：

（1）在导通的两相串联绕组中注入频率为ω的高频电流；

（2）对三相绕组相电压u _A 、u _B 、u _C 进行采样，分别经过中心频率为ω的带通滤波器滤波，输出对应的三个高频电压分量u _Ag 、u _Bg 、u _Cg ；

（3）分别将所述高频电压分量u _Ag 、u _Bg 、u _Cg 依次送给乘法器及低通滤波器，输出经过信号解调后的三个直流分量LPF(u _Ag ·cosωt)、LPF(u _Bg ·cosωt)、LPF(u _Cg ·cosωt)；

（4）将直流量0、、同时接至三个三位开关S ₂、S ₃、S ₄并依次错开一个工位，以使三位开关S ₂、S ₃、S ₄的导通相在任一时刻输出的直流量为、0、或、、0或0、、；将所述直流分量LPF(u _Ag ·cosωt)、LPF(u _Bg ·cosωt)、LPF(u _Cg ·cosωt)及分别由所述三位开关S ₂、S ₃、S ₄的导通相输出的直流量对应送给三个加法器，进一步解调出三个直流电压分量u _AD 、u _BD 、u _CD ；，，L _dm 、L _qm 分别为相绕组电感中d、q轴方向主电感峰值，L _sσ1、M _sσ1分别为绕组自电感中漏感和绕组之间的互漏感；

（5）将所述直流电压分量u _AD 、u _BD 、u _CD 送给3/2坐标变换环节，输出；α轴直流电压u _αD 、β轴直流电压u _βD  ；

（6）将u _αD 、u _βD ，以及根据反馈回来的转子位置角观测值计算获得的旋转坐标系夹角送给坐标旋转变换环节，输出与转子位置角观测误差相关的变量轴直流电压；所述θ _r0为旋转坐标系角度修正值；

（7）将变量送给PI调节器，PI调节器稳态时输出转子电角速度观测值；

（8）将转子电角速度观测值送至积分器，积分器稳态时输出转子位置角观测值：。

进一步的，在步骤（1）中，采用闭环控制在导通的两相串联绕组中注入高频电流，包括以下步骤：

（1.1）高频信号发生器分别产生高频正交基准信号sinωt、cosωt；

（1.2）根据高频正弦信号sinωt及高频电流幅值I _m ，计算出在绕组中注入的高频电流给定值i _g ^*=I _m ·sinωt；

（1.3）对三相绕组电流i _A 、i _B 、i _C 进行采样，分别经过中心频率为ω的带通滤波器滤波，输出对应的三个高频电流分量i _Ag 、i _Bg 、i _Cg ；

（1.4）将所述高频电流分量i _Ag 、i _Bg 、i _Cg 接至三位开关S ₁，根据三位开关S ₁的导通情况，输出三位开关S ₁的导通相对应的高频电流，即高频电流反馈值i _g ；

（1.5）计算高频电流给定值i _g ^*和高频电流反馈值i _g 的误差，并将其送给高频电流控制器，输出控制高频电流的导通串联绕组线电压高频电压给定值u _g ^*；

（1.6）将导通串联绕组线电压高频电压给定值u _g ^*和导通串联绕组线电压基波电压给定值u _t ^*同时送给定子绕组电压PWM环节，再经过功率开关驱动控制三相逆变器，实现电机转矩闭环控制，同时在导通的两相串联绕组中注入高频电流I _m ·sinωt。

进一步的，所述三相绕组电流i _A 、i _B 、i _C 分别经过中心频率为ω的带阻滤波器滤波，输出对应的三个基波电流分量i _Af 、i _Bf 、i _Cf ；将基波电流分量i _Af 、i _Bf 、i _Cf 及转子位置角观测值输入电流PWM闭环控制或直接转矩控制算法环节，计算得到导通串联绕组线电压基波电压给定值u _t ^*。

与现有的加装转子位置传感器测量转子位置角方案及现有的转子位置角观测方案相比，本发明的有益效果是：1）采用本发明转子位置观测系统，基于独立于电机基波模型的高频模型，实现了电机低速及零转速转子位置角观测，有效拓展了永磁无刷直流电机驱动系统无位置传感器运行范围，提高了驱动系统的可靠性及低速和零转速无位置传感器运行系统的负载能力；2）与现有的三相导通型高频信号注入永磁无刷直流电机转子位置观测方案不同，本发明有效解决了永磁无刷直流电机两相串联导通时转子位置观测难题，采用本发明系统，电机仍然工作于两相导通状态，降低了驱动系统整体损耗，仍然保持了永磁无刷直流电机两相导通控制策略的简洁优点；3）采用本发明转子位置观测方案，无需添加任何的辅助硬件电路即可实现同步电动机低速及零速时的转子位置角的准确观测，驱动系统硬件成本没有增加。

附图说明

图1 是具有本发明的永磁无刷直流电机低速及零速驱动控制原理框图。

图中，S _A1、S _A2——A相桥臂上、下功率管开关信号，为1表示导通，为0表示关断；S _B1、S _B2——B相桥臂上、下功率管开关信号；S _C1、S _C2——C相桥臂上、下功率管开关信号。i _A 、i _B 、i _C ——三相绕组电流；i _Ag 、i _Bg 、i _Cg ——三相绕组高频电流分量；i _Af 、i _Bf 、i _Cf ——三相绕组基波电流分量；u _A 、u _B 、u _C ——三相绕组相电压；u _Ag 、u _Bg 、u _Cg ——三相绕组高频电压分量；θ _r0——旋转坐标系角度修正值，AB相导通时，θ _r0=30°，BC相导通时，θ _r0=270°，CA相导通时，θ _r0=150°；、——分别为转子电角速度及转子位置角的观测值；I _m 、ω——分别为注入高频电流幅值及频率；，，，L _dm 、L _qm 分别为相绕组电感中d、q轴方向主电感峰值，L _sσ1、M _sσ1分别为绕组自电感中漏感和绕组之间的互漏感；i _g ——高频电流反馈值；u _t ^*、u _g ^*——分别为控制电磁转矩和高频电流的串联绕组线电压给定值；u _s ^*——串联两相绕组线电压给定值；U _DC ——直流母线电压。

图2 本发明实施例中定子绕组电压PWM时序图。

图中，T _s 、T _t 、T _g ——分别为数字控制周期、控制电磁转矩时间和控制高频电流时间；

图3 本发明实施例中AB两相串联导通时基波电流或电磁转矩、高频电流滞环控制结构图。

图4 本发明实施例中AB两相串联导通时基波电流或电磁转矩、高频电流PI控制结构图。

图5 本发明实施例中坐标系定义示意图。

图中，αβ——定子静止坐标系，其中α轴与A相绕组轴线重合；dq——2倍实际转速旋转坐标系，dq与αβ夹角为2θ _r +θ _r0；d’q’——2倍观测转速旋转坐标系，d’q’与αβ夹角为；为转子位置观测误差。

图6 本发明实施例中驱动系统硬件结构图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步说明。

永磁无刷直流电机低速及零速驱动控制原理框图如图1所示。交流电压经过二极管整流，再经过电容C滤波成直流母线电压U _DC 后，加在控制永磁无刷直流电机三相绕组电压的三相逆变桥上。永磁无刷直流电机三相绕组电流采样值i _A 、i _B 、i _C 经过中心频率为ω的带阻滤波器滤波后输出基波电流分量i _Af 、i _Bf 、i _Cf ；电流PWM闭环控制或直接转矩控制算法环节根据输入的基波电流分量i _Af 、i _Bf 、i _Cf 及转子位置角观测值，计算出导通串联绕组线电压基波电压给定值u _t ^*；若没有转子位置观测环节，u _t ^*直接经过定子绕组电压PWM环节，通过功率开关驱动部分，控制导通的两相绕组端电压斩波，以实现基波电流幅值或电磁转矩闭环控制。转子位置角观测值可以采用位置传感器，例如旋转编码器等测量出来，但由于存在控制器和位置传感器之间的引线，降低了驱动系统的可靠性，另外传感器的存在也增加了驱动系统的成本。

为此，基于上述主要由交流电压、整流电路、滤波电容、三相逆变器、永磁无刷直流电机组成的永磁无刷直流电机驱动控制系统，本发明提出了一种永磁无刷直流电机低速及零速转子位置观测系统，包括用于在导通的两相串联绕组中注入高频电流的高频电流注入电路以及三相绕组相电压采集电路，所述三相绕组相电压采集电路分三路分别与带通滤波器相连接，以提取包括不导通相绕组在内的三相绕组相电压中高频分量，所述带通滤波器依次连接乘法器、低通滤波器、加法器、坐标变换环节等，以获得转子位置角观测误差相关变量，所述坐标变换环节再依次连接PI控制器、积分器，积分器稳态时输出即为转子位置角观测值。

若两相导通模式永磁无刷直流电机驱动系统采用电流闭环PWM控制策略，则借助于观测的转子位置角可以实现准确换流，实现电流闭环PWM控制系统的无传感器控制。若驱动系统采用直接转矩控制策略，则利用观测的转子位置角、转子磁链随转子位置角关系模型及电动机电感参数构建定子磁链观测的电流模型；同时，利用转子反电动势随转子位置角关系模型、定转子磁链及电流计算出电磁转矩的观测值，实现直接转矩控制系统的无传感器控制。

具体的，本发明永磁无刷直流电机低速及零速转子位置观测系统，如图1所示，所述三相绕组相电压采集电路分三路分别与中心频率为ω的第一带通滤波器、第二带通滤波器、第三带通滤波器的输入端相连接；所述第一带通滤波器、第二带通滤波器、第三带通滤波器的输出端分别与第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器的输入端相连接，所述第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器的另一输入端同时输入一高频余弦信号cosωt，所述第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器的输出端分别与第一低通滤波器、第二低通滤波器、第三低通滤波器的输入端相连接；将直流量0、、同时接至三个三位开关S ₂、S ₃、S ₄并依次错开一个工位，以使三位开关S ₂、S ₃、S ₄的导通相在任一时刻输出的直流量为、0、或、、0或0、、，所述第一低通滤波器、第二低通滤波器、第三低通滤波器的输出端以及所述三位开关S ₂、S ₃、S ₄的固定连接端对应接至第一加法器、第二加法器、第三加法器，所述第一加法器、第二加法器、第三加法器的输出端同时接至3/2坐标变换环节；所述3/2坐标变换环节的输出端以及一旋转坐标系夹角同时接至坐标旋转变换环节，所述坐标旋转变换环节依次连接PI控制器、积分器，积分器稳态时输出即为转子位置角观测值。

所述高频电流注入电路包括用于产生高频正交基准信号sinωt、cosωt的高频信号发生器以及三相绕组电流采集电路，所述三相绕组电流采集电路分三路分别与中心频率为ω的第四带通滤波器、第五带通滤波器、第六带通滤波器的输入端相连接；所述第四带通滤波器、第五带通滤波器、第六带通滤波器的输出端接至三位开关S ₁，所述三位开关S ₁的固定连接端接至比较器，所述比较器的另一输入端同时输入在绕组中注入的高频电流给定值i _g ^*=I _m ·sinωt，所述比较器的输出端接至高频电流控制器，所述高频电流控制器的输出端接至定子绕组电压PWM环节，所述定子绕组电压PWM环节的另一输入端同时输入导通串联绕组线电压基波电压给定值u _t ^*，所述定子绕组电压PWM环节的输出端接至功率开关驱动单元，以通过功率开关驱动控制三相逆变器，实现电机转矩闭环控制，同时在导通的两相串联绕组中注入高频电流I _m ·sinωt。

在本实施例中，将所述转子位置角观测值以及数值“2”同时输入一乘法器，将AB相导通、BC相导通或CA相导通时旋转坐标系角度修正值θ _r0的不同取值（角度值“30°”、“270°”、“150°”）同时输入三位开关S ₅，所述乘法器的输出端、所述三位开关S ₅的固定连接端同时接至一加法器，所述加法器计算并输出所述旋转坐标系夹角。

所述三相绕组电流采集电路分三路还分别与中心频率为ω的第一带阻滤波器、第二带阻滤波器、第三带阻滤波器的输入端相连接；所述第一带阻滤波器、第二带阻滤波器、第三带阻滤波器的输出端同时接至电流PWM闭环控制或直接转矩控制算法环节，所述电流PWM闭环控制或直接转矩控制算法环节的另一输入端同时输入转子位置角观测值，所述电流PWM闭环控制或直接转矩控制算法环节计算并输出所述导通串联绕组线电压基波电压给定值u _t ^*。

工作时，本发明永磁无刷直流电机低速及零速转子位置观测系统按如下步骤观测永磁无刷直流电机在两相导通模式下低速及零速运行时的转子位置：

（1）以离散方式在导通的两相串联绕组中注入固定频率的高频正弦脉振电流。

（2）对三相绕组相电压u _A 、u _B 、u _C 进行采样，分别经过中心频率为ω的带通滤波器滤波，输出对应的三个高频电压分量u _Ag 、u _Bg 、u _Cg 。

若是AB相绕组导通，则：

若是BC相绕组导通，则：

若是CA相绕组导通，则：

。

（3）分别将所述高频电压分量u _Ag 、u _Bg 、u _Cg 依次送给乘法器及低通滤波器，输出经过信号解调后的三个直流分量LPF(u _Ag ·cosωt)、LPF(u _Bg ·cosωt)、LPF(u _Cg ·cosωt)。

若是AB相绕组导通，则：

若是BC相绕组导通，则：

若是CA相绕组导通，则：

。

（4）将直流量0、、同时接至三个三位开关S ₂、S ₃、S ₄并依次错开一个工位，以使三位开关S ₂、S ₃、S ₄的导通相在任一时刻输出的直流量为、0、或、、0或0、、；将所述直流分量LPF(u _Ag ·cosωt)、LPF(u _Bg ·cosωt)、LPF(u _Cg ·cosωt)及分别由所述三位开关S ₂、S ₃、S ₄的导通相输出的直流量对应送给三个加法器，进一步解调出三个直流电压分量u _AD 、u _BD 、u _CD ；，，L _dm 、L _qm 分别为相绕组电感中d、q轴方向主电感峰值，L _sσ1、M _sσ1分别为绕组自电感中漏感和绕组之间的互漏感。

若是AB相绕组导通，则：

若是BC相绕组导通，则：

若是CA相绕组导通，则：

。

（5）将所述直流电压分量u _AD 、u _BD 、u _CD 送给3/2坐标变换环节，输出α轴直流电压u _αD 、β轴直流电压u _βD ：，。

（6）将u _αD 、u _βD ，以及根据反馈回来的转子位置角观测值计算获得的旋转坐标系夹角送给坐标旋转变换环节，所述θ _r0为旋转坐标系角度修正值，AB相导通时，θ _r0=30°，BC相导通时，θ _r0=270°，CA相导通时，θ _r0=150°，输出与转子位置角观测误差相关的变量轴直流电压：

其中，为与转子位置角观测误差相关的变量，为轴直流电压。

（7）将变量送给PI调节器，PI调节器稳态时输出转子电角速度观测值：

其中K _pv 为比例系数，K _pv >0，K _iv 为积分系数，K _iv >0。

（8）将转子电角速度观测值送至积分器，积分器稳态时输出转子位置角观测值：。

在步骤（1）中，采用闭环控制在导通的两相串联绕组中注入高频电流，包括以下步骤：

（1.1）高频信号发生器分别产生高频正交基准信号sinωt、cosωt；

（1.2）根据高频正弦信号sinωt及高频电流幅值I _m ，计算出在绕组中注入的高频电流给定值i _g ^*=I _m ·sinωt；

（1.3）对三相绕组电流i _A 、i _B 、i _C 进行采样，分别经过中心频率为ω的带通滤波器滤波，输出对应的三个高频电流分量i _Ag 、i _Bg 、i _Cg ；

（1.4）将所述高频电流分量i _Ag 、i _Bg 、i _Cg 接至三位开关S ₁，根据三位开关S ₁的导通情况，输出三位开关S ₁的导通相对应的高频电流，即高频电流反馈值i _g ；

（1.5）计算高频电流给定值i _g ^*和高频电流反馈值i _g 的误差，并将其送给高频电流控制器，输出控制高频电流的导通串联绕组线电压高频电压给定值u _g ^*；

（1.6）将导通串联绕组线电压高频电压给定值u _g ^*和导通串联绕组线电压基波电压给定值u _t ^*同时送给定子绕组电压PWM环节，再经过功率开关驱动控制三相逆变器，实现电机转矩闭环控制，同时在导通的两相串联绕组中注入高频电流I _m ·sinωt。

所述三相绕组电流i _A 、i _B 、i _C 分别经过中心频率为ω的带阻滤波器滤波，输出对应的三个基波电流分量i _Af 、i _Bf 、i _Cf ；将基波电流分量i _Af 、i _Bf 、i _Cf 及转子位置角观测值输入电流PWM闭环控制或直接转矩控制算法环节，计算得到导通串联绕组线电压基波电压给定值u _t ^*。

定子绕组电压PWM时序图如图2所示，在一个完整的数字控制周期T _s 内，控制转矩的电压u _t ^*作用时间为T _t ；控制高频电流闭环的电压u _g ^*作用时间为T _g ，最终导通串联两相绕组线电压u _s ^*=u _t ^*+u _g ^*。以AB两相串联导通为例，系统采用滞环控制器和PI控制器时，基波电流或转矩闭环、高频电流闭环结构进一步用图3和图4说明，驱动C相桥臂的两个功率信号S _C1、S _C2均为0，表示关断C相开关，C相绕组不导通，基波电流或电磁转矩控制器输出限幅为，高频电流闭环控制器输出限幅为。将电流PWM控制或直接转矩控制算法中需要的转子位置角用观测角代替即可实现永磁无刷直流电机低速及零速运行时无传感器控制，提高了驱动系统的可靠性及低速负载能力。在采用全数字控制的驱动系统中，采用本发明不需要另外添加硬件，即可准确地观测出低速及零速时的转子位置角，实现了永磁无刷直流电机低速及零速时的无传感器运行，降低了驱动系统的硬件成本。

步骤（1.5）和步骤（1.6），若采用滞环控制器，对应的算法如图3所示；若采用PI控制器，对应的算法如图4所示。

本发明实施例中驱动系统硬件结构如图6所示，包括：整流电路、滤波电容、三相逆变器、凸极式永磁无刷直流电机、三相绕组电流采集电路、三相绕组相电压采集电路、三相绕组相电压带通滤波器、隔离驱动、中央控制器、人机接口。也可以采用合适的直流电源提供三相逆变器直流母线电压。逆变器中功率管采用IGBT或MOFET，中央控制器采用DSP或单片机。绕组电流采集电路采用霍尔电流传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用绕组串功率电阻后接差分运算放大器相结合方式构成。采用霍尔方案可以有效实现控制回路与主回路的电气隔离，采用绕组串功率电阻方案可以降低驱动系统成本。绕组相电压采集电路采用霍尔电压传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用并联电阻，分压后接由运算放大器构成的电压跟随器相结合方式构成。三相绕组相电压带通滤波器可以采用电阻、电容及运算放大器构建，也可以根据绕组相电压采集值用软件实现。绕组电流采集电路和绕组相电压采集电路输出（或三相绕组相电压带通滤波器输出）弱电压信号送到中央控制器A/D转换模块。根据取得的信号和本发明的转子位置角观测系统观测出转子位置角，再根据观测的转子位置角、定子相电流基波分量，由电流闭环PWM算法或直接转矩控制策略计算出应发出的控制信号，经由隔离驱动去控制逆变器中的功率开关管的开关动作。

本发明基本原理叙述如下：

考虑电机凸极现象后，永磁无刷直流电机三相绕组电压平衡方程式推导结果如下：

（1）

其中，ω _r 为实际转子旋转的电角速度；R为定子绕组电阻；e _A 、e _B 、e _C 分别为三相绕组永磁体旋转产生的反电动势。

当在电机两相串联绕组中注入频率为ω的高频信号，且ω>>ω _r ，即电机转速很低情况下，电机高频信号电压平衡方程式如下：

（2）

(a) 若AB相绕组中注入高频电流，且，，则将三相电流表达式代入式（2）中得对应三相高频电压分量如下：

（3）

（4）

（5）

将高频电压分量u _Ag 、u _Bg 、u _Cg 依次与高频基准信号cosωt相乘得：

（6）

（7）

（8）

将、、分别经过截止频率为0.1ω低通滤波器滤波后得：

（9）

（10）

（11）

为了观测转子位置角，将式（9）~（11）进一步变化为：

（12）

（13）

（14）

(b) 若BC相绕组中注入高频电流，且，，则将三相电流表达式代入式（2）中类似于（a）中推导得对应三相直流电压分量如下：

（15）

（16）

（17）

(c) 若CA相绕组中注入高频电流，且，，则将三相电流表达式代入（2）中类似于（a）中推导得对应三相直流电压分量如下：

（18）

（19）

（20）

设参数θ _r0，当AB相绕组导通时，θ _r0=30°；当BC相绕组导通时，θ _r0=270°；当CA相绕组导通时，θ _r0=150°。则根据图5，将u _AD 、u _BD 、u _CD 旋转变换到dq坐标系：

（21）

再将旋转变换到观测坐标系中：

（22）

显然其中，与转子位置角观测误差有关。

将送至PI调节器，稳态时即可输出转子电角速度观测值：

（23）

其中K _pv 为比例系数，K _pv >0，K _iv 为积分系数，K _iv >0。

将转子旋转电角速度观测值送至积分器，稳态时即可输出转子位置角观测值：

（24）

显然，转子位置角误差较小时，当，表明观测转子位置角大于实际值，通过（23）PI调节后，观测转速减小，通过（24）积分后，观测转子位置角减小，当观测转子位置角减小到实际值θ _r 后，观测转子位置角达到稳定状态；反之，当，表明观测转子位置角小于实际值，通过（23）PI调节后，观测转速增大，通过（24）积分后，观测转子位置角增大，当观测转子位置角增大到实际值θ _r 后，观测转子位置角达到稳定状态。所以采用本发明可以精确而稳定的观测出转子位置角。

以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种永磁无刷直流电机低速及零速转子位置观测系统，主要由交流电压、整流电路、滤波电容、三相逆变器、永磁无刷直流电机组成的永磁无刷直流电机驱动控制系统，其特征在于，包括用于在导通的两相串联绕组中注入高频电流的高频电流注入电路以及三相绕组相电压采集电路，所述三相绕组相电压采集电路分三路分别与带通滤波器相连接，以提取包括不导通相绕组在内的三相绕组相电压中高频分量，所述带通滤波器依次连接乘法器、低通滤波器、加法器、坐标变换环节等，以获得转子位置角观测误差相关变量，所述坐标变换环节再依次连接PI控制器、积分器，积分器稳态时输出即为转子位置角观测值。

2.根据权利要求1所述的永磁无刷直流电机低速及零速转子位置观测系统，其特征在于，所述三相绕组相电压采集电路分三路分别与中心频率为ω的第一带通滤波器、第二带通滤波器、第三带通滤波器的输入端相连接；所述第一带通滤波器、第二带通滤波器、第三带通滤波器的输出端分别与第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器的输入端相连接，所述第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器的另一输入端同时输入一高频余弦信号cosωt，所述第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器的输出端分别与第一低通滤波器、第二低通滤波器、第三低通滤波器的输入端相连接；将直流量0、                                               、同时接至三个三位开关S ₂、S ₃、S ₄并依次错开一个工位，以使三位开关S ₂、S ₃、S ₄的导通相在任一时刻输出的直流量为、0、或、、0或0、、，所述第一低通滤波器、第二低通滤波器、第三低通滤波器的输出端以及所述三位开关S ₂、S ₃、S ₄的固定连接端对应接至第一加法器、第二加法器、第三加法器，所述第一加法器、第二加法器、第三加法器的输出端同时接至3/2坐标变换环节；所述3/2坐标变换环节的输出端以及一旋转坐标系夹角同时接至坐标旋转变换环节，所述坐标旋转变换环节依次连接PI控制器、积分器，积分器稳态时输出即为转子位置角观测值。

3.根据权利要求2所述的永磁无刷直流电机低速及零速转子位置观测系统，其特征在于，将所述转子位置角观测值以及数值“2”同时输入一乘法器，将AB相导通、BC相导通或CA相导通时旋转坐标系角度修正值θ _r0的不同取值同时输入三位开关S ₅，所述乘法器的输出端、所述三位开关S ₅的固定连接端同时接至一加法器，所述加法器计算并输出所述旋转坐标系夹角。

4.根据权利要求1所述的永磁无刷直流电机低速及零速转子位置观测系统，其特征在于，所述高频电流注入电路包括用于产生高频正交基准信号sinωt、cosωt的高频信号发生器以及三相绕组电流采集电路，所述三相绕组电流采集电路分三路分别与中心频率为ω的第四带通滤波器、第五带通滤波器、第六带通滤波器的输入端相连接；所述第四带通滤波器、第五带通滤波器、第六带通滤波器的输出端接至三位开关S ₁，所述三位开关S ₁的固定连接端接至比较器，所述比较器的另一输入端同时输入在绕组中注入的高频电流给定值i _g ^*=I _m ·sinωt，所述比较器的输出端接至高频电流控制器，所述高频电流控制器的输出端接至定子绕组电压PWM环节，所述定子绕组电压PWM环节的另一输入端同时输入导通串联绕组线电压基波电压给定值u _t ^*，所述定子绕组电压PWM环节的输出端接至功率开关驱动单元，以通过功率开关驱动控制三相逆变器，实现电机转矩闭环控制，同时在导通的两相串联绕组中注入高频电流I _m ·sinωt。

5.根据权利要求4所述的永磁无刷直流电机低速及零速转子位置观测系统，其特征在于，所述三相绕组电流采集电路分三路还分别与中心频率为ω的第一带阻滤波器、第二带阻滤波器、第三带阻滤波器的输入端相连接；所述第一带阻滤波器、第二带阻滤波器、第三带阻滤波器的输出端同时接至电流PWM闭环控制或直接转矩控制算法环节，所述电流PWM闭环控制或直接转矩控制算法环节的另一输入端同时输入转子位置角观测值，所述电流PWM闭环控制或直接转矩控制算法环节计算并输出所述导通串联绕组线电压基波电压给定值u _t ^*。

6.根据权利要求1、2、3、4或5所述的永磁无刷直流电机低速及零速转子位置观测系统，其特征在于，该系统按如下步骤观测永磁无刷直流电机在两相导通模式下低速及零速运行时的转子位置：

（1）在导通的两相串联绕组中注入频率为ω的高频电流；

（2）对三相绕组相电压u _A 、u _B 、u _C 进行采样，分别经过中心频率为ω的带通滤波器滤波，输出对应的三个高频电压分量u _Ag 、u _Bg 、u _Cg ；

（3）分别将所述高频电压分量u _Ag 、u _Bg 、u _Cg 依次送给乘法器及低通滤波器，输出经过信号解调后的三个直流分量LPF(u _Ag ·cosωt)、LPF(u _Bg ·cosωt)、LPF(u _Cg ·cosωt)；

（4）将直流量0、、同时接至三个三位开关S ₂、S ₃、S ₄并依次错开一个工位，以使三位开关S ₂、S ₃、S ₄的导通相在任一时刻输出的直流量为、0、或、、0或0、、；将所述直流分量LPF(u _Ag ·cosωt)、LPF(u _Bg ·cosωt)、LPF(u _Cg ·cosωt)及分别由所述三位开关S ₂、S ₃、S ₄的导通相输出的直流量对应送给三个加法器，进一步解调出三个直流电压分量u _AD 、u _BD 、u _CD ；，，L _dm 、L _qm 分别为相绕组电感中d、q轴方向主电感峰值，L _sσ1、M _sσ1分别为绕组自电感中漏感和绕组之间的互漏感；

（5）将所述直流电压分量u _AD 、u _BD 、u _CD 送给3/2坐标变换环节，输出；α轴直流电压u _αD 、β轴直流电压u _βD  ；

（6）将u _αD 、u _βD ，以及根据反馈回来的转子位置角观测值计算获得的旋转坐标系夹角送给坐标旋转变换环节，输出与转子位置角观测误差相关的变量轴直流电压；所述θ _r0为旋转坐标系角度修正值；

（7）将变量送给PI调节器，PI调节器稳态时输出转子电角速度观测值；

（8）将转子电角速度观测值送至积分器，积分器稳态时输出转子位置角观测值：。

7.根据权利要求6所述的永磁无刷直流电机低速及零速转子位置观测系统，其特征在于，在步骤（1）中，采用闭环控制在导通的两相串联绕组中注入高频电流，包括以下步骤：

（1.1）高频信号发生器分别产生高频正交基准信号sinωt、cosωt；

（1.2）根据高频正弦信号sinωt及高频电流幅值I _m ，计算出在绕组中注入的高频电流给定值i _g ^*=I _m ·sinωt；

（1.3）对三相绕组电流i _A 、i _B 、i _C 进行采样，分别经过中心频率为ω的带通滤波器滤波，输出对应的三个高频电流分量i _Ag 、i _Bg 、i _Cg ；

（1.4）将所述高频电流分量i _Ag 、i _Bg 、i _Cg 接至三位开关S ₁，根据三位开关S ₁的导通情况，输出三位开关S ₁的导通相对应的高频电流，即高频电流反馈值i _g ；

（1.5）计算高频电流给定值i _g ^*和高频电流反馈值i _g 的误差，并将其送给高频电流控制器，输出控制高频电流的导通串联绕组线电压高频电压给定值u _g ^*；

（1.6）将导通串联绕组线电压高频电压给定值u _g ^*和导通串联绕组线电压基波电压给定值u _t ^*同时送给定子绕组电压PWM环节，再经过功率开关驱动控制三相逆变器，实现电机转矩闭环控制，同时在导通的两相串联绕组中注入高频电流I _m ·sinωt。

8.根据权利要求7所述的永磁无刷直流电机低速及零速转子位置观测系统，其特征在于，所述三相绕组电流i _A 、i _B 、i _C 分别经过中心频率为ω的带阻滤波器滤波，输出对应的三个基波电流分量i _Af 、i _Bf 、i _Cf ；将基波电流分量i _Af 、i _Bf 、i _Cf 及转子位置角观测值输入电流PWM闭环控制或直接转矩控制算法环节，计算得到导通串联绕组线电压基波电压给定值u _t ^*。